CN117914136A

CN117914136A - 用于多相功率转换器的控制系统和方法

Info

Publication number: CN117914136A
Application number: CN202211510134.9A
Authority: CN
Inventors: 刘锐
Original assignee: Xidi Microelectronics International Co ltd
Current assignee: Xidi Microelectronics International Co ltd
Priority date: 2022-10-19
Filing date: 2022-11-29
Publication date: 2024-04-19
Also published as: US20240136932A1

Abstract

本发明公开了一种用于控制多相功率转换器的控制系统，控制系统包括脉宽调制比较器，其被配置为基于斜坡信号、电压参考信号和来自多相功率转换系统的反馈电压产生脉宽调制信号。电路可以被配置为基于脉宽调制信号，以通过将脉宽调制信号延迟不同的延迟时间来产生多个延迟脉宽调制信号，并将多个延迟脉宽调制信号馈送到多相功率转换系统的各个开关功率转换器，以调节功率转换系统的输出电压。每个开关功率转换器可以包括控制电路，该控制电路被配置为基于参考电流和相应开关功率转换器的输出电流来调整接收到的延迟脉宽调制信号的脉冲宽度，以生成调整后的脉宽调制信号，基于该调整的脉宽调制信号，相应的开关功率转换器的输出电流被调节。

Description

用于多相功率转换器的控制系统和方法

优先权主张和交叉引用

本申请主张2022年10月19日提交的标题为“用于多相功率转换器的控制系统和方法”的美国申请号17/969,568的权益，该申请由此以引用的方式并入到本文。

技术领域

本发明涉及功率转换技术领域，特别是涉及多相功率转换器的技术和控制方法。

背景技术

随着技术的进步，电子设备，如智能手机、平板电脑、可穿戴设备、手持设备等的功能变得越来越强大，因此对功率的要求也越来越高。功率转换器已广泛用于将电能从一种电压转换为另一种电压以驱动电子设备。作为示例，多相功率转换系统可以包括多个功率转换器一起操作以产生期望的输出电压来为电子设备供电。控制器可用于平衡多个功率转换器的输出电流并调节多相功率转换系统的输出电压。期望开发技术来降低多相功率转换系统的复杂性并提高其性能。

发明内容

本申请实施例旨在提供一种用于多相功率转换器的控制系统和方法，能够较现有方案实现技术上的优势。

为实现上述目的，第一方面，本申请提供一种用于多相功率转换器的控制系统。该控制系统包括：脉宽调制(PWM)比较器，脉宽调制比较器被配置为基于斜坡信号、电压参考信号和第一电压信号产生第一PWM信号。第一电压信号是来自多相功率转换系统的反馈电压。多相功率转换系统包括N个开关功率转换器，N为大于1的整数。控制系统还包括与脉宽调制比较器耦合的第一电路。第一电路被配置为：接收来自脉宽调制比较器产生的第一PWM信号；对第一PWM信号进行不同时间延迟而产生N个PWM信号，N个PWM信号中的第k个PWM信号为第一PWM信号经过(k-1)Δt的延迟时间而获得，其中Δt为第一延迟时间，k为整数，1≤k≤N；将N个PWM信号分别馈入N个开关功率转换器，以调节多相功率转换系统的输出电压。

第二方面，本申请提供一种多相功率转换系统。多相功率转换系统包括N个功率转换器，N个功率转换器中的每一个功率转换器均包括控制电路。控制电路被配置为：从多相功率转换系统的控制器接收第一脉宽调制(PWM)信号，第一PWM信号基于多相功率转换系统的输出电压而产生；基于延迟锁定环(DLL)信号调整第一PWM信号的脉冲宽度以产生调整后的PWM信号，DLL信号基于N个功率转换器中对应的功率转换器的参考电流和输出电流而产生；根据调整后的PWM信号调节N个功率转换器中对应的功率转换器的输出电压。

本公开的技术特征具有以下优点：简化了多相功率转换系统，提高了多相功率转换系统的性能。

附图说明

为了更全面地理解本申请及其优点，现在结合附图参考以下描述，图中：

图1是传统的多相功率转换系统的示意图；

图2是本申请实施例提供的多相功率转换系统的示意图；

图3是本申请实施例提供的可用于图2所示的多相功率转换系统在采用固定开关频率时的控制方案中的延迟PWM信号发生器的示意图；

图4是本申请实施例提供的图3所示的延迟PWM信号发生器在工作期间产生的信号的波形示意图；

图5是本申请实施例提供的可用于多相功率转换系统在采用可变开关频率时的控制方案中的延迟PWM信号发生器的示意图；

图6是本申请实施例提供的图5所示的延迟PWM信号发生器在操作期间产生的信号的波形示意图；

图7A是本申请实施例提供的可用于产生延迟信号的电路的示意图；

图7B是本申请实施例提供的基于图7所示的电路产生的延迟PWM信号的PWM延迟电路的示意图；

图8是本申请实施例提供的可以在功率转换器中使用的电流平衡控制器的示意图；

图9是本申请实施例提供的图8所示的电流平衡控制器在操作期间产生的信号的波形示意图。

除非另有说明，否则不同图中的对应数字和符号一般指对应部分。绘制附图是为了清楚地说明各种实施例的相关方面，它们不一定按比例绘制。

具体实施方式

下面详细讨论本公开的实施例的制作和使用。然而，应当理解，这里公开的概念可以体现在各种各样的具体上下文中，并且这里讨论的具体实施例仅仅是说明性的并且不用于限制权利要求的范围。此外，应当理解，在不背离所附权利要求限定的本公开的精神和范围的情况下，可以在本文中进行各种改变、替换和变更。

图1是传统多相功率转换系统100的示意图。多相功率转换系统100包括多相(在本示例中为N相)控制器系统(或电路)110，以及包括N个功率转换器(或功率转换子系统/电路)的多相功率转换器系统。N是大于1的整数。参照图1，多相功率转换器系统包括第一功率转换器130、……和第N功率转换器160。

多相控制器系统110包括多相时钟发生器116、电流基准发生器117、电压误差放大器118和电源VDD_LDO119。多相时钟发生器116被配置为为每一个功率转换器产生时钟信号。N个功率转换器即产生N个时钟信号，例如，时钟信号CLK_1111，…，和CLK_N112。多相时钟发生器116可以具有N个输出端子，每个输出端子连接到N个功率转换器中的一个功率转换器。N个时钟信号通过N个各自的输出端馈送到N个功率转换器。如图所示，时钟信号CLK_1111被馈入第一功率转换器130并被重新标记为其中的时钟信号CLK_1132，时钟信号CLK_N112被馈入至功率转换器160并被重新标记为时钟其中的信号CLK_N162。

电流基准发生器117被配置为将来自N个功率转换器的感测电流信号即ISENS_1120-ISENS_N121作为输入，并产生电流参考信号即IREF113。电流参考信号IREF113可用于平衡N个功率转换器的输出电流(也称为输出电感电流，例如流过电感154和电感184的电流)，使得所有功率转换器可以提供相等的输出电流以实现更好的生热均衡。电流基准发生器117仅产生一个输出信号，即IREF113(电流参考信号)，其连接到每个功率转换器。作为示例，电流参考信号IREF113连接到(并馈送到)第一功率转换器130并且在其中被重新标记为IREF134，同时，电流参考信号IREF113连接到第N个功率转换器160并且在其中被重新标记为IREF164。电流基准发生器117具有N个输入，用于接收来自N个功率转换器的感测电流信号，这在多相控制器系统110和N个功率转换器之间创建了许多互连。

电压误差放大器118被配置为将多相功率转换器系统提供的反馈输出电压，即VFB122与参考输出电压VREF124进行比较，并产生电压误差信号VER114。每个功率转换器可以使用误差信号VER114来将其对应的输出电压调节到期望电压值。如图所示，VER114被馈送到N个功率转换器中的每一个，其在第一功率转换器130处被重新标记为VER133，并且在第N个功率转换器160处被重新标记为VER163。

VDD_LDO119被配置为基于输入电压VIN123提供经调节的电源电压VDD115，其可用于为多相控制器系统110的功能块以及N个功率转换器的其他功能块供电。VDD115可以被馈送到N个功率转换器中的每一个，其在第一功率转换器130处被重新标记为VDD131，并且在第N个功率转换器160处被重新标记为VDD161。

如图1所示，多相控制器系统100可以集成到单个集成电路(IC)中，其中图中小方块表示IC的连接引脚。

对于一个N相功率转换器系统，有N个功率转换器，所有功率转换器都是相同的。例如，如图1所示，第一功率转换器130与图1中的第N功率转换器160相同。以下以第一功率转换器130为例进行说明。其他功率转换器具有与功率转换器130相似的结构和类似的操作，将不再重复描述。功率转换器130包括脉宽调制(PWM)比较器143、电流感测放大器139、电流误差放大器141、降压转换器以及功率开关驱动器145和功率开关驱动器146。降压转换器包括输入滤波电容151、自举电容152、功率开关147和功率开关148、输出电感154和由N个功率转换器共享的输出电容101。自举电容152通过二极管144和VDD连接。当功率开关148导通时，开关节点153被下拉到地，这时，自举电容152被VDD通过二极管144充电。降压变换器在节点149与输入电源VIN连接。

电流感测放大器139被配置为基于第一功率转换器130的感测电流Isens138生成与电流Isens138成比例的电流信号140，并将电流信号140馈送到电流误差放大器141。电流信号140可以是放大的感测电流Isens138。电流信号140还用作功率转换器130的感测电流信号(即ISENS_1135)，并作为ISENS_1120馈送到多相控制器系统110。

电流误差放大器141被配置为将电流信号140与电流参考信号IREF134进行比较以产生电流误差信号142。电流误差信号142与电阻器137一起工作以对电压误差信号VER133进行微调后馈入PWM比较器143，该电压误差信号VER133来自多相控制器系统110并被馈送到PWM比较器143。

脉宽调制比较器143被配置为获取交流电压误差信号VER133，并将其与(内部)斜坡信号136进行比较，以在连接到功率开关驱动器145和率开关驱动器146的脉宽调制比较器143的输出处产生PWM信号。PWM信号用于将多相转换器系统的输出电压VOUT调节到期望值，并平衡功率转换器130的输出电流与多相转换器系统中的其他功率转换器的输出电流。斜坡信号136可以是功率转换器130的固定电压斜坡信号(例如，在电压模式控制方案中)、输出电感电流信号(例如，在峰值电流或平均电流模式控制方案中)、或人工纹波电压(例如，在迟滞控制和恒定导通时间(COT)控制方案中)。

N个功率转换器中的每个功率转换器可以集成到具有或不具有功率开关(例如，功率开关147、功率开关148)的单个IC中。图1显示了一个示例，其中每个功率转换器都集成到具有电源开关的单个IC中。小方块表示IC的引脚。

多相功率转换器系统通过包括电阻器102和电阻器103的反馈电阻器网络在输出电容101的端子处感测输出电压VOUT，并将感测到的输出电压VOUT反馈给多相控制器系统110。对于输入和输出纹波电压，多相功率转换系统100通常工作在等相移模式，即每个功率转换器的高侧功率开关，例如，第一功率转换器130中的功率开关147，在一个开关周期内以相等的相移导通。例如，在一个四相功率转换系统中，四个功率转换器的高侧功率开关在一个开关周期内以0度、90度、180度和270度相移导通。

在多相功率转换系统100中，每个功率转换器必须具有脉宽调制比较器以产生控制信号(即，PWM信号)以将其输出电压调节到期望值。进一步地，电压误差信号VER133在输入到脉宽调制比较器143之前，通过电流误差放大器141输出的电流误差信号142进行调整，以在N个功率转换器之间平衡输出电感电流。因此，电流误差放大器(例如，141)位于每个功率转换器的主电压反馈回路(包括，VFB122-电压误差放大器118-VER114(由电流误差信号142调整后的VER133)-脉宽调制比较器143-VFB)。为了使多相功率转换系统100稳定运行，并避免N个功率转换器的输出电感电流的振荡，电流平衡回路(包括，Isens138-电流感应放大器139-ISENS_1135-电流参考发生器117-IREF113(IREF134)-电流误差放大器141-脉宽调制比较器143-PWM信号-Isens138)的闭环频率需要远低于电压反馈回路的闭环频率。当多个功率转换器的输出电感电流发生振荡时，例如，在几个工作周期中，第一功率转换器的输出电感电流较小，第二功率转换器的输出电感电流较大，在后面几个工作周期期间，第一功率转换器可能具有较小的输出电感电流，而第二功率转换器可能具有较大的输出电感电流。功率转换器的输出电流可能在工作周期期间在较大的电流范围内振荡。输出电感电流的振荡可能会产生严重的生热问题而导致系统故障。因此希望从功率转换器中消除脉宽调制比较器以及由多相控制器系统110提供给每个功率转换器的VER信号。模拟信号VER是一个敏感的信号，可能会受功率转换器上的开关噪声而影响。还希望从主电压回路中移除电流平衡回路，并限制电流平衡回路可以修改的PWM信号量，以避免输出电感电流出现较大的振荡。另外，如果采用峰值电流模式控制方案，可能需要宽带电流放大器和斜率补偿电路才能使PWM比较器正常工作，但这会导致PWM比较器对开关噪声的敏感性更高，功率转换器的复杂度更高。

本发明的实施例提供了一种用于多相功率转换器的控制系统。本发明实施例通过在系统中仅使用一个脉宽调制比较器来降低系统复杂度，减少多相控制器装置(或系统/电路)与多个功率转换器(或功率转换装置/电路)之间的互连，提供在多个功率转换器的输出电感电流之间具有较少或没有可能振荡的电流共享。

在一些实施例中，多相功率转换系统可以包括多相控制器和多个功率转换器。多相功率转换系统可以仅包括一个脉宽调制比较器，其位于多相功率转换系统的多相控制器内部。脉宽调制比较器可以被配置为产生主PWM控制信号。主PWM控制信号可以被延迟以产生用于分别控制多个降压功率转换器的多个PWM控制信号。每个功率转换器可以在本地修改延迟的PWM信号，以实现多个功率转换器之间的输出电感上电流的平衡。因此，修改并用于平衡每个功率转换器的输出电感电流的是PWM信号，而不是电压误差信号，并且从多相功率转换的主电压反馈环路中去除了电流平衡环路系统。此外，对PWM信号所做的修改量可以很好地以数字方式控制并在运行中进行。

图2是本申请实施例提供的多相功率转换系统200的示意图。多相功率转换系统200包括多相控制器210和被配置为将输入电压转换为输出电压VOUT的多相转换器系统。多相转换器系统包括N个功率转换器，即第一功率转换器230、……和第N个功率转换器260，其中N是大于1的整数。多相控制器210被配置为控制N个功率转换器。功率转换器调节多相转换器系统的输出电压VOUT，并调节N个功率转换器的输出电感电流以平衡输出电感电流。多相控制器210也可以称为多相控制器系统、控制系统或电路。功率转换器也可以称为开关功率转换器或功率转换子系统/电路。

多相控制器210包括脉宽调制比较器226、电压误差放大器227、电流基准发生器218、PWM信号延迟发生器215和VDD_LDO219。多相控制器210可以由分立元件实现或集成到单个IC中。图2示出了多相控制器210集成到单个IC中的示例，图中小方块代表IC的连接引脚。

电压误差放大器227被配置为将由多相功率转换器提供的反馈输出电压即VFB211与参考电压即VREF217进行比较，并产生电压误差信号VER225。

PWM比较器226被配置为获取电压误差信号VER225并将其与斜坡信号216进行比较以产生主PWM信号224。主PWM信号224可用于调节多相功率转换系统200的输出电压到一个期望的值。

PWM信号延迟发生器215，用于以主PWM信号224为输入，产生N个具有期望的时间延迟的功率转换器的PWM信号(也称为PWM控制信号)。作为示例，PWM信号延迟发生器215可以以不同的延迟时间对主PWM信号224进行延迟，以产生对应于N个功率转换器的N个PWM信号，即PWM_1 220，…，PWM_N 221。N个PWM信号也可以被称为延迟的PWM信号或PWM控制信号。N个延迟的PWM信号分别被馈送到N个功率转换器。例如，PWM_1 220被馈送到第一功率转换器230并且在其中被重新标记为PWM_1 232；PWM_1 221被馈送到第N个功率转换器260并且在其中被重新标记为PWM_1 262。PWM信号可用于实现相等相移的操作。稍后将在本申请中提供关于PWM信号延迟发生器的进一步描述。

延迟的PWM信号是用于导通和关闭N个功率转换器的高侧功率开关的实际PWM控制信号，例如，第一功率转换器230中的功率开关243和第N功率转换器260中的功率开关273。这消除了在每个功率转换器内部包括PWM比较器电路/模块的需要，从而消除了多相控制器210和功率转换器之间相关的连接。此外，由于电压误差信号VER225被维持在多相控制器210内部，而不是在功率转换器中，并且未被功率转换器使用，因此消除了由功率转换器的开关噪声对VER255造成的干扰。

电流基准发生器218被配置为获取N个功率转换器的感测输出电流信号，即ISENS_1212，…ISENS_N 213，并通过将其输入信号(即，感测的输出电流信号)传递通过低通滤波器以去除输入的开关频率纹波电流来生成电流参考信号222。电流参考信号222可以被馈送到N个功率转换器中的每一个，例如在第一功率转换器230处被重新标记为IREF233，并且在第N个功率转换器260处被重新标记为IREF263。

在一些实施例中，电流基准发生器218可以被配置为使用来自N个功率转换器中的一些功率转换器(例如，第一个和最后一个(第N个)功率转换器，而不是来自所有功率转换器)的感测输出电流信号来生成IREF222。这减少了多相控制器210和N个功率转换器之间的连接。在一个示例中，来自第一功率转换器230(即ISENS_1 212)的感测输出电流信号可以用作电流基准发生器218的主要输入以生成IREF222，并且来自最后一个功率转换器260的感测到的输出电流信号即ISENS_N 213，可以在第一功率转换器230发生故障时用作备用信号。这样的IREF222信号的产生方法显著地减少了功率转换器之间的连接数量。VDD_LDO219被配置为基于输入电压VIN214生成电源电压VDD223，以给多相控制器210内部的功能模块和N个功率转换器的控制模块供电。VDD223被提供给每个功率转换器，例如，在第一功率转换器230处重新标记的VDD231和在第N功率转换器260处重新标记的VDD261。

N个功率转换器是相同的。以第一功率转换器230为例，第一功率转换器230包括电流平衡控制器238、电流感测放大器236、功率开关驱动器240、功率开关驱动器241和降压转换器。降压转换器包括输入滤波电容246、自举电容247、功率开关242、功率开关243、输出电感249和由N个功率转换器共享的输出滤波电容201。类似地，第N个功率转换器260包括电流平衡控制器268、电流感测放大器266、功率开关驱动器270、功率开关驱动器271和降压转换器。降压转换器包括输入滤波电容276、自举电容277、功率开关272、功率开关273、输出电感279和共享输出滤波电容201。

以下以第一功率转换器230为例进行说明。N个功率转换器中的其他功率转换器具有与第一功率转换器230类似的结构和类似的操作，不再赘述。

电流感测放大器236被配置为接收感测的输出电流Isens235并产生与Isens235成比例的电流信号237。电流信号237被馈送到电流平衡控制器238。电流信号237也被输出为电流信号ISENS_1 234，其作为感测电流信号ISENS_1 212被馈送到多相控制器210。

电流平衡控制器238被配置为将对应于第一功率转换器230的PWM信号PWM_1 232、IREF233和电流信号237作为输入信号，并产生控制信号以调节第一功率转换器230的输出电感电流以使其跟随由IREF233代表的期望电感电流。关于电流平衡控制器238的进一步描述将在本申请后面提供。

多相功率转换系统200的输出电压VOUT通过包括电阻202和电阻203的反馈电阻网络在输出电容201的端子处被感测和调节，并作为VFB211反馈给多相控制器210。为了平滑输入和输出纹波电压，多相功率转换系统200通常以等相移模式操作。每个功率转换器的高侧功率开关，例如功率转换器230中的功率开关243，在一个开关周期内以相等的相移导通。例如，对于四相功率转换系统，4个功率转换器的高侧功率开关在一个开关周期内以0度、90度、180度和270度相移导通。

N个功率转换器中的每一个都可以以分立元件的形式实现或集成到单个IC中。对于将功率转换器集成到单个IC中，可能存在两种选择，即集成功率开关，或者不集成功率开关。图2示出了将每个功率开关集成到单个功率转换器IC中的示例。小方块代表IC的连接引脚。

多相控制器210可以采用任何适用的降压控制方案。如果使用电压模式控制方案，脉宽调制比较器226的斜坡信号216可以是具有固定开关频率的电压斜坡信号。如果使用峰值电流模式或平均电流模式控制方案，则斜坡信号216可以是具有固定开关频率的功率转换器(例如，功率转换器230或功率转换器260)的输出电感的电流信号。如果使用恒定导通时间(COT)或迟滞控制方案，则斜坡信号216可以是人工产生的纹波电压。

本实施例多相功率转换系统具有以下优点。首先，去除了传统方法中多相控制器和功率转换器之间的互连，并且电压误差信号VER不会从多相控制器中流出。其次，由于去除了脉宽调制比较器，功率转换器得到了简化。第三，消除了PWM信号对开关噪声的敏感性问题。第四，功率转换器之间的电流平衡控制不是电压反馈回路的一部分，因为电流平衡是通过直接调整提供给功率转换器的PWM信号来实现的。此外，延迟的PWM信号的修改量是有限的，这消除了功率转换器的输出电感电流之间可能存在的大振荡。此外，PWM信号的修改量可以在运行中进行。这意味着可以在不同输入和负载条件下自适应地调整PWM信号的修改量，这是传统电流平衡环路无法做到的。

上述控制方案中的电流参考产生器、VDD_LDO和电流感测放大器在本领域是众所周知的，因此在此不再描述它们的操作。下面将描述多相控制器210中的PWM信号延迟发生器215和功率转换器230中的电流平衡控制器238的操作。

图3是PWM信号延迟发生器300实施例的示意图，其适用于使用固定开关频率的控制方案的情况，例如电压模式或峰值电流模式控制方案。PWM信号延迟发生器300可用于实现图2中的多相控制器210的PWM延迟信号发生器215，以为多相功率转换系统的多个功率转换器产生多个延迟的PWM信号。PWM信号延迟发生器300包括主时钟单元/模块/电路301、时钟分频器单元/模块/电路302和PWM延迟单元/模块/电路303。

主时钟电路301用于产生时钟信号，PWM延迟电路303基于该时钟信号产生延迟的PWM信号。对于包括N个功率转换器的N相功率转换系统，在一个实施例中，主时钟频率等于期望开关频率的M*N倍。M和N是正整数。N表示多相功率转换系统的功率转换器的总数。N大于1。M等于2W，其中“W”是大于或等于零(0)的整数。例如，对于期望开关频率为1MHz的四相功率转换系统，主时钟频率可以是4MHz或8MHz或16MHz等。在本实施例中，N为4，对于4MHz、8MHz和16MHz主时钟频率，M＝1、2、4。实际的主时钟频率还可以取决于PWM延迟电路303的分辨率。PWM延迟电路303的分辨率是PWM延迟电路303可以用来延迟输入信号的延迟时间单位。PWM延迟电路303可以以延迟时间单位的倍数的延迟时间延迟输入信号。如果PWM延迟电路303的期望分辨率为10ns，则主时钟频率需要等于或大于1/10n＝100MHz。在这种情况下，以四相功率转换系统为例，主时钟频率至少可以为160MHz。

时钟分频器电路302用于将主时钟频率除以M*N，以产生用于多相功率转换系统的开关频率时钟信号。PWM延迟电路303，用于根据主时钟电路301产生的时钟信号和主PWM信号，生成用于多个功率转换器的延迟PWM信号，例如用于功率转换器PH_2的延迟PWM信号、…、PH_N的延迟PWM信号。如图3的所示，PWM延迟电路303可以将主PWM信号延迟不同的延迟时间，以产生延迟的PWM信号。

图4是在图3中所示的PWM信号延迟发生器300在操作期间产生的信号的波形示意图350。请一并参照图3，以具有四个功率转换器的四相功率转换系统为例，图4显示了六个波形。波形352是主时钟信号CLK。波形354是开关频率的时钟(信号)，其频率是通过对主时钟频率进行分频而得到的。波形356是主PWM信号，相对于开关频率时钟的上升沿没有时间延迟。没有时间延迟的主PWM信号可以用作第一延迟PWM信号(具有零延迟)，馈送到四相功率转换系统中的四个功率转换器中的第一功率转换器PH_1。主PWM信号的脉冲宽度小于开关频率时钟。在本实施例中，主PWM信号的占空比小于50％。在实际应用中，主PWM信号的占空比可能在0％到100％之间。在以下描述中，所有时间延迟均相对于开关频率时钟的上升沿。

波形358是第二延迟PWM信号，其可用于四相功率转换系统中的四个功率转换器中的第二功率转换器PH_2。波形358的上升沿延迟了开关频率时钟周期的大约四分之一。第二延迟PWM信号的占空比与主PWM信号的占空比相同。波形360为第三延迟PWM信号，可用于四相功率转换系统中四个功率转换器中的第三功率转换器PH_3，其延迟约为开关频率时钟周期的一半。第三延迟PWM信号的占空比与主PWM信号的占空比相同。波形362是第四延迟PWM信号，其可用于四相功率转换系统中四个功率转换器中的第四功率转换器PH_4，其延迟约为开关频率时钟周期的四分之三。第四延迟PWM信号的占空比与主PWM信号的占空比相同。

图5是本申请另一实施例提供的PWM信号延迟发生器400的示意图，用于具有可变开关频率的控制方案，例如COT和迟滞控制。PWM信号延迟发生器400可用于实现图2中的多相控制器210的PWM信号延迟发生器215。PWM信号延迟发生器400被配置为为多相功率转换系统的多个功率转换器产生多个延迟PWM信号。PWM信号延迟发生器400包括主时钟电路/模块/单元401、时钟分频器电路/模块/单元402和PWM延迟电路/模块/单元403。

主时钟电路401与主时钟电路301类似，用于产生时钟信号，PWM延迟电路403基于该时钟信号产生延迟的PWM信号，例如用于N相电源的N个相应的功率转换器转换系统。

时钟分频器电路402用于将主时钟频率除以M*N以产生锁相环(PLL)时钟信号(具有PLL时钟频率)。PLL时钟信号可用于将N相功率转换系统的开关频率调节到适当的多相操作所需的范围。数字“M”和“N”具有与先前关于图3中的延迟PWM信号发生器300描述的那些类似的定义。其中，M和N为正整数。N大于1，M等于2W，W是大于或等于零(0)的整数。用于确定M的标准也类似于先前关于图3中的延迟PWM信号发生器300所描述的内容。

PWM延迟电路403类似于图3中的PWM延迟电路303。PWM延迟电路403用于根据主时钟电路401产生的时钟信号和主PWM信号，产生用于多个功率转换器的延迟PWM信号，例如，如图3的所示，产生用于功率转换器PH_1、…功率转换器PH_N的延迟PWM信号。PWM延迟电路403将主PWM信号延迟不同的延迟时间，以产生延迟的PWM信号。

图6是在图5所示的PWM信号延迟发生器400在操作期间产生的信号的波形示意图450。以四相功率转换系统为例，波形452是由主时钟电路401产生的具有主时钟频率的时钟信号。波形454是由时钟分频器402产生的PLL时钟信号。如上所述，PLL时钟信号的频率是主时钟频率除以M*N。波形456是开关频率信号，它是与PLL时钟信号同步的。请注意，同步开关频率可能并不总是完全等于PLL时钟频率，而是在指定范围内。波形458是主PWM信号，可以用作四相功率转换系统的第一功率转换器PH_1的第一PWM信号(没有任何延迟)。本实施例中的任何延迟都与PLL时钟频率信号的上升沿有关。波形460是可用于四相功率转换系统的第二功率转换器PH_2的第二PWM信号，其延迟约为PLL时钟频率信号周期的四分之一。第二个PWM信号的占空比与主PWM信号的占空比相同。波形462是可用于四相功率转换系统的第三功率转换器PH_3的第三PWM信号，延迟约为PLL时钟频率信号周期的一半。第三个PWM信号的占空比与主PWM信号的占空比相同。波形464是可用于四相功率转换系统的第四功率转换器PH_4的第四PWM信号，延迟大约为PLL时钟频率信号周期的四分之三。

图7A是可用于产生延迟信号的电路500的示意图。电路500可用于实现图3中的PWM延迟电路303和图5中的PWM延迟器403。电路500包括多个串联的D触发器，包括第一D触发器501、第二D触发器502、第三D触发器503，……和第XD触发器设备50X。X是大于1的正整数。每个D触发器被配置为将输入信号延迟由主时钟信号CLK控制的一个固定的延迟时间以产生输出信号，并将产生的输出信号馈送到下一个D触发器。例如，第一D触发器装置501接收主PWM信号作为输入并产生第一输出，即第一延迟信号。然后将第一输出馈送到第二D触发器装置502，其产生第二延迟信号等。因此，主PWM信号被D触发器501-D触发器50X依次延迟，第X个D触发器50X的输出是具有期望延迟时间的延迟PWM信号。

D触发器与频率等于M*N*fs的主时钟CLK同步，其中fs是期望的开关频率。数字N和M已在本公开中先前定义。M和N是正整数。N表示多相功率转换系统的功率转换器的总数。N大于1。M等于2W，其中W是大于或等于零(0)的整数。一个D触发器提供的延迟时间表示为Δt，也称为延迟分辨率。延迟时间Δt可以基于期望的开关频率来确定。例如，对于1MHz所需的开关频率和1MHz开关频率的1％延迟分辨率，Δt＝10ns。因此，在本实施例中，最小主时钟频率为100MHz，且M≥(100MHz/(fs*N))。一般而言，用于N相功率转换系统的M个数可以基于以下确定：

M≥1/(N*fs*Δt)(1)

在确定了M之后，可以根据以下情况确定个数X：X≥M(2)

在一个示例中，X可以是大于M的下一个整数。电路500可以被称为延迟单元(或电路)，并且被配置用于以预先配置的延迟时间延迟输入信号，例如,Δt*X。可以使用多个这样的延迟单元来提供不同的延迟时间。

在一些实施例中，PWM延迟电路303或PWM延迟电路403可以基于延迟单元来实现。如图7B所示。图7B是PWM延迟电路600的示意图，其可用于实现用于N相功率转换系统的PWM信号延迟发生器。PWM延迟电路600可以为N相功率转换系统的N-1个功率转换器产生N-1个延迟的PWM信号。如图7B所示，PWM延迟电路600包括N-1个延迟单元，即第一延迟单元601、第二延迟单元602、第三延迟单元603、…以及第(N-1)个延迟单元60(N-1)。N-1个延迟单元中的每一个都可以使用图7A中的延迟电路500来实现。延迟单元601-延迟单元60(N-1)串联连接。第一延迟单元601用于将主PWM信号作为输入，产生延迟PWM信号作为输出。每个后续延迟单元将由前一个延迟单元输出的延迟PWM信号作为输入，并生成延迟PWM信号作为其输出。因此，主PWM信号被N-1个延迟单元顺序延迟，从而产生N-1个延迟的PWM信号。

主PWM信号可以用作N相功率转换系统的第一功率转换器PH_1的第一延迟PWM信号(具有零延迟)。第一延迟单元601输出的延迟PWM信号可以作为N相功率转换系统的第二功率转换器PH_2的第二PWM信号，第二延迟单元602输出的延迟PWM信号可以作为第三PWM信号。第三PWM信号用于N相功率转换系统的第三功率转换器PH_3。同样地，第(N-1)个延迟单元60(N-1)输出的延迟PWM信号可以作为N相功率转换系统的第N功率转换器PH_N的信号。

在一个示例中，延迟单元601-延迟单元60(N-1)可以提供相同的延迟时间Dt。例如，每个延迟单元是使用如图7A所示的X个D触发器设备来实现的。如图7A所示，Dt＝Δt*X，其中Δt是一个D触发器提供的延迟时间。Δt称为延迟分辨率。N个PWM信号中的第k个PWM信号(用于第k个功率转换器)是延迟主PWM信号的结果，延迟时间为(k-1)Dt，其中k为整数，1≤k≤N。

请注意，对于N相功率转换系统，延迟单元用于延迟输入信号的延迟时间可能不完全等于1/(fs*N)。如果延迟分辨率Δt足够小，例如小于所需开关周期的2％，则仍然可以实现降低或总体上最小化N相功率转换系统的输入和输出纹波电压。

在一些实施例中，可以根据电流参考信号IREF，并通过调整每个功率转换器的延迟的PWM信号，来实现多相功率转换系统的功率转换器之间的输出电感电流的平衡。每个功率转换器中的电流平衡控制器，例如图2所示的功率转换器230中的电流平衡控制器238和功率转换器260中的电流平衡控制器268，均可配置为调整相应的延迟PWM信号。例如，如图2所示，电流平衡控制器238可以被配置为调整PWM信号PWM_1 232以产生控制信号来调节功率转换器230的输出电感电流，并且电流平衡控制器268可以被配置为调整PWM信号PWM_N262产生控制信号以调节功率转换器260的输出电感电流。基于控制信号的调节可平衡功率转换器的输出电感电流，从而可避免一个或多个功率变换器由于输出电感电流不均衡而引起过热。

如图8所示，图8是电流平衡控制器700实施例的示意图。下面将参考图2来描述电流平衡控制器700。电流平衡控制器700可用于实现多相功率转换系统200中的电流平衡控制器(例如，电流平衡控制器238和电流平衡控制器268)。电流平衡控制器700包括预失真电路701、单触发电路703、电流误差放大器707、延迟锁定环DLL(Delay Lock Loop)电路705和或门710。预失真电路701耦合到或门710和单触发电路703。单触发电路703和电流误差放大器707耦合到延迟锁定环电路705。电流平衡控制器700的输入包括由多相控制器(如图2中的210)馈送到包括多个功率转换器的多相功率转换系统(例如，图2中的多相功率转换系统200)的功率转换器(例如，图2中的功率转换器230)的延迟PWM信号(例如，PWM_1 232)。电流平衡控制器700的输入可以进一步包括电流参考信号IREF(例如，图2中的IREF233)和功率转换器的感测输出电流(例如，图2中的ISENS_1 234)。电流平衡控制器700输出与输入延迟PWM信号相比具有调整脉冲宽度的PWM信号711。调整后的脉冲宽度反映了用于电流平衡的控制器对相应功率转换器的电流校正。

预失真电路701用于对输入信号进行预失真，以将输入信号的脉冲宽度减小预设宽度，生成预失真输出信号。作为示例，预失真电路701可以通过从延迟的PWM信号的脉冲宽度中斩波Yns的预定脉冲宽度来对延迟的PWM信号进行预失真，以产生预失真的PWM信号702。Y是实数并且可以基于一个或多个电路参数预先确定，例如电感直流电阻(DCR)变化、功率转换器之间的迹线电阻差异、功率开关的导通电阻变化等等。Y也可以称为预失真脉冲宽度。预失真电路701输出的预失真PWM信号702与输入的延迟PWM信号相似，除了脉冲宽度缩短了Yns，以及延迟时间增加了Yns。然后将预失真的PWM信号702馈送到或门710和单触发电路703。

单触发电路703用于产生脉冲信号以触发延迟锁定环电路705产生DLL输出信号。单触发电路的输出是短脉冲信号704。在该实施例中，短脉冲信号704具有两倍于预失真脉冲宽度Yns的脉冲宽度。短脉冲信号704用于触发延迟锁定环电路705。

延迟锁定环电路705被配置为通过延迟时间延迟输入信号(即短脉冲信号704)，以生成DLL输出信号706，该DLL输出信号706被馈送到或门710。DLL输出信号706也可以称为均流脉冲信号，其用于调整预失真PWM信号702的脉冲宽度，以使功率转换器与多相功率转换系统的其他转换器的输出电流达到电流平衡。在一些实施例中，延迟锁定环电路705的延迟时间可以基于由电流误差放大器707产生的误差信号IER709来确定。电流误差放大器707被配置为比较电流参考信号IREF和感测的输出电流ISENS，并产生电流误差信号IER，用于调整延迟锁定环电路705的延迟时间，直到输出电流ISENS与IREF信号匹配。延迟锁定环电路705的输出随后在或门710与预失真的PWM信号702进行或运算。或门710的输出是具有电流平衡校正的PWM信号711。PWM信号711用于驱动功率转换器的高侧功率开关，例如图2中的功率转换器230中的功率开关243。

PWM信号711的脉冲宽度通常是被预失真的输入延迟PWM信号基于DLL输出信号706进行调整(例如，增加或减少)而产生。DLL输出信号则基于电流参考信号IREF和感测的输出功率转换器的电流ISENS产生。电流参考信号IREF可由多相功率转换系统的控制器提供，例如由多相控制器210产生的IREF222。也就是说，在该实施例中，延迟PWM信号的脉冲宽度为根据功率转换器的输出电流和电流基准进行调整。延迟PWM信号的脉冲宽度也可以根据多相功率转换系统的其他参数根据不同的应用和用途进行调整。

图9是图7中的电流平衡控制器700的在操作期间产生的信号的波形示意图750。波形752是延迟PWM信号，是电流平衡控制器700的输入信号。波形754是预失真PWM信号702。波形756是单触发电路703输出的短脉冲信号704。波形758显示延迟锁定环电路705的输出(即，DLL输出信号706)。波形760显示具有电流平衡校正的PWM信号711。需要注意的是，延迟PWM信号的预失真不一定需要在延迟PWM信号的上升沿发生，也可以在延迟PWM信号的下降沿发生。

在图9所示的实施例中，如果延迟锁定环电路705的延迟时间最小(如图9所示的最小延迟)，PWM信号711可以具有与预失真PWM信号702相同的脉冲宽度。如果延迟锁定环电路705的延迟时间最大(如图9所示的最大延迟时间)，则PWM信号711的脉冲宽度可以比预失真PWM信号702的脉冲宽度长2*Yns。如果延迟锁定环电路705的延迟时间在最小延迟和最大延迟之间的中间点，则PWM信号711的脉冲宽度可以与延迟的PWM信号的脉冲宽度相同。

在一些实施例中，当PWM信号711的脉冲宽度小于延迟PWM信号的脉冲宽度时，相应的功率转换器很可能产生较大的输出电流。当PWM信号711的脉冲宽度大于延迟PWM信号的脉冲宽度时，很可能对应的功率转换器产生较小的输出电流。因此，通过调整延迟锁定环电路705的延迟时间，可以调整多相功率转换系统中各功率转换器的输出电感电流，从而实现输出电流平衡。该电流平衡方法实施例还可以补偿由来自PWM延迟电路的误差和/或多相控制器(例如，图2中的多相控制器210)与多相功率转换系统的功率转换器(例如，图2中的功率转换器230、功率转换器260)之间的路径阻抗失配引起的延迟PWM信号的占空比中的任何误差。

除了电流误差放大器707之外，电流平衡控制器电路700可以数字化实现。预失真脉冲宽度Yns可以数字化调整以改变对PWM信号进行的电流平衡校正的范围，以避免输出电感电流之间的大振荡。预失真脉冲宽度Yns也可以根据多相功率转换系统的输入和输出电压动态调整，以保持令人满意的电流平衡性能。

在一些实施例中，提供了一种用于控制包括多个功率转换器的多相功率转换系统的方法。该方法可以包括：基于电压信号和电压参考信号产生电压误差信号，其中电压信号是来自多相功率转换系统的反馈电压；基于斜坡信号和电压误差信号产生第一脉宽调制信号；根据第一脉宽调制信号，将第一脉宽调制信号延迟不同的延迟时间产生延迟脉宽调制信号；基于脉宽调制信号调节多相功率转换系统的输出电压。本实施例方法可应用于图2的多相功率转换系统200。例如如图2所示，该实施例所提供的方法由多相控制器210实现。

作为示例，在包括N个功率转换器的N相功率转换系统中，可以生成N个PWM信号。N是大于1的整数。N个PWM信号中的第k个PWM信号是通过将第一个PWM信号延迟一个延迟时间(k-1)Δt产生的，其中Δt是预设的延迟时间，k是一个整数，且1≤k≤N。

在一些实施例中，提供了一种用于调节包括多个功率转换器的多相功率转换系统的输出电流的方法。该方法可以包括：对于多个功率转换器中的每一个功率转换器，接收来自多相功率转换系统的控制器的PWM信号，PWM信号基于多相功率转换系统的输出电压产生；基于DLL信号调整PWM信号的脉冲宽度以产生调整后的PWM信号，DLL信号基于多个功率转换器中对应的功率转换器的参考电流和输出电流产生；根据调整后的PWM信号调整对应功率转换器的输出电压。该实施例方法可以由图2中的多相功率转换系统200中的每一个功率转换器(例如，功率转换器230、功率转换器260)来实施。

尽管本申请描述了具有某些组件的系统和电路，但是在不背离本申请的原理和精神的情况下，可以适当地省略、组合或改变一个或多个组件。本领域普通技术人员还将认识到，在不背离本申请的原理和精神的情况下，许多变化、替代和修改可适用于实施例的各种组件。

尽管已经详细描述了本申请所提供的实施例，但是应当理解，可以进行各种改变、替换和变更而不背离由所附权利要求限定的本申请的精神和范围。此外，本申请的范围并不旨在限于本文所述的特定实施例，因为本领域的普通技术人员将从本申请中容易地理解，工艺、机器、制造、物质的组成、装置、方法或现在存在的或以后将要开发的步骤可以执行与本申请描述的相应实施例基本相同的功能或实现基本相同的结果。因此，所附权利要求旨在将这些过程、机器、制造、物质组成、装置、方法或步骤包括在它们的范围内。

Claims

1.一种用于多相功率转换器的控制系统，其特征在于，包括：

脉宽调制比较器，所述脉宽调制比较器被配置为基于斜坡信号、电压参考信号和第一电压信号生成第一PWM信号，第一电压信号是来自多相功率转换系统的反馈电压，所述多相功率转换系统包括N个开关功率转换器，N为大于1的整数；

第一电路，所述第一电路与所述脉宽调制比较器耦合，所述第一电路用于：

接收由所述脉宽调制比较器输出的第一PWM信号；

基于所述第一PWM信号，对所述第一PWM信号进行不同延迟时间的延迟，以产生N个延迟的PWM信号，N个延迟的PWM信号中的第k个PWM信号为延迟时间为(k-1)*Δt的第一PWM信号，其中Δt为第一延迟时间，k为整数，1≤k≤N；

将N个PWM信号分别馈入N个开关功率转换器，以调节所述多相功率转换系统的输出电压。

2.根据权利要求1所述的控制系统，其特征在于，还包括电压误差放大器；

所述电压误差放大器与所述脉宽调制比较器耦合，并被配置为：

接收来自所述多相功率转换系统输出的第一电压信号；

基于所述第一电压信号和所述电压参考信号产生电压误差信号；

将所述电压误差信号馈送到所述脉宽调制比较器；

所述脉宽调制比较器具体被配置为基于所述斜坡信号和所述电压误差信号产生所述第一PWM信号。

3.根据权利要求1所述的控制系统，其特征在于，所述第一电路还包括主时钟电路；

所述主时钟电路用于产生N个PWM信号的时钟信号。

4.根据权利要求1所述的控制系统，其特征在于，所述第一电路还包括信号延迟电路；

所述信号延迟电路包括N-1个串联的信号延迟子电路，所述N-1个信号延迟子电路中的每一个信号延迟子电路被配置为以第一延迟时间Δt延迟输入信号；

所述信号延迟电路还被配置为接收所述第一PWM信号作为输入，并输出N个PWM信号。

5.根据权利要求4所述的控制系统，其特征在于，所述N-1个信号延迟子电路中的每一个信号延迟子电路包括多个D触发器，所述多个D触发器串联连接并与时钟信号同步。

6.根据权利要求1所述的控制系统，其特征在于，所述斜坡信号是固定电压斜坡信号、或所述N个开关功率转换器中任意一个开关功率转换器的输出电感电流信号、或人工纹波电压。

7.根据权利要求1所述的控制系统，其特征在于，还包括电流基准发生器；

所述电流基准发生器配置为：

从所述N个开关功率转换器中的每一个开关功率转换器接收感测的输出电感电流；

基于感测到的N个开关功率转换器的输出电感电流产生电流参考信号，以调节所述N个开关功率转换器中每个开关功率转换器的输出电感的电流；

将所述电流参考信号馈送到所述N个开关功率转换器中的每一个开关功率转换器。

8.一种多相功率转换系统，其特征在于，包括：

N个开关功率转换器，所述N个开关功率转换器中的每一个开关功率转换器都包括控制电路；

所述控制电路被配置为：

从所述多相功率转换系统的控制器接收第一脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号基于所述多相功率转换系统的输出电压而产生；

基于延迟锁定环信号调整所述第一脉宽调制信号的脉冲宽度以产生调整后的脉宽调制信号，所述延迟锁定环信号基于所述N个开关功率转换器中对应的开关功率转换器的参考电流和输出电流而产生；

根据调整后的脉宽调制信号，调节N个开关功率转换器中对应的开关功率转换器的输出电流。

9.根据权利要求8所述的多相功率转换系统，其特征在于，对于所述N个开关功率转换器中的第k个开关功率转换器，所述第一脉宽调制信号是延迟了(k-1)Δt的延迟时间的脉宽调制信号，其中Δt为第一延迟时间，k为整数，1≤k≤N。

10.根据权利要求8所述的多相功率转换系统，其特征在于，所述控制电路还包括延迟锁定环电路；

所述延迟锁定环电路被配置为生成延迟锁定环信号。

11.根据权利要求10所述的多相功率转换系统，其特征在于，所述控制电路还包括与所述延迟锁定环电路连接的单触发电路；

所述单触发电路被配置为产生脉冲信号以所述延迟锁定环电路产生所述延迟锁定环信号。

12.根据权利要求11所述的多相功率转换系统，其特征在于，所述延迟锁定环电路被配置为以第二延迟时间延迟所述脉冲信号以产生所述延迟锁定环信号。

13.根据权利要求12所述的多相功率转换系统，其特征在于，所述第二延迟时间是基于从所述多相功率转换系统的控制器接收到的参考电流和所述多相功率转换系统中对应的开关功率转换器的输出电流来确定的。

14.根据权利要求13所述的多相功率转换系统，其特征在于，所述控制电路还包括电流误差放大器；

所述电流误差放大器与所述延迟锁定环电路连接，所述电流误差放大器被配置为基于所述参考电流和所述输出电流产生电流误差信号，所述第二延迟时间基于所述电流误差信号产生。

15.根据权利要求11所述的多相功率转换系统，其特征在于，所述控制电路还包括预失真电路；

所述预失真电路与所述单触发电路连接，所述预失真电路用于将所述第一脉宽调制信号的脉冲宽度减小预设宽度以产生第二脉宽调制信号，其中，所述单触发电路产生的脉冲信号的脉宽基于所述预设宽度产生。

16.根据权利要求15所述的多相功率转换系统，其特征在于，所述调整后的脉宽调制信号是基于所述第二脉宽调制信号和所述延迟锁定环信号产生的。

17.根据权利要求16所述的多相功率转换系统，其特征在于，控制电路还包括或门；

所述或门被配置为：基于第二脉宽调制信号和延迟锁定环信号产生调整后的脉宽调制信号。