CN103095120A - 电源转换器的混合式补偿电路及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种电源转换器的混合式补偿电路及方法，根据与该电源转换器的输出电压相关的反馈信号及参考值产生数字信号，将该数字信号转换为类比的第一信号，并藉可变偏移值偏移该第一信号产生第二信号，滤除该第二信号的高频成分产生第三信号以稳定该输出电压。该混合式补偿电路无需使用大电容，因此可以整合在集成电路中。

Description

电源转换器的混合式补偿电路及方法
技术领域
本发明系有关一种电源转换器，特别是关于一种电源转换器的补偿电路及方法。
背景技术
在电源转换器的反馈回路中，需要补偿电路对相位边限(phase margin)进行补偿以使回路稳定。传统的类比式补偿电路包括如图1所示的EA型补偿电路10或图2所示的gm型补偿电路14。参照图1，EA型补偿电路10包括误差放大器12，电容C1及电阻R3串联在误差放大器12的反相输入端及输出端之间，电阻R4与电容C1及电阻R3并联，误差放大器12放大反馈信号Vfb及参考值Vref之间的差值产生信号Vcomp以供电源转换器稳定输出电压Vo，电阻R3、R4及电容C1用以补偿信号Vcomp。在某些应用中，图1的电阻R4可以省略。参照图2，gm型补偿电路14包括转导放大器16，电阻R3及电容C1串联在转导放大器16的输出端及地端GND之间，电容C2与电阻R3及电容C1并联，转导放大器将反馈信号Vfb与参考值Vref之间的差值转换为电流Icomp，电阻R3及电容C1、C2根据电流Icomp产生补偿的信号Vcomp。使用外接式补偿电路需要占用控制IC的一支接脚，为了减少接脚数量，有越来越多的方案将补偿电路整合到IC中，例如美国专利号7,504,888。一般而言，gm型补偿电路14较容易整合在集成电路(IC)中，但是这些方案也有许多限制，一般来说，高切换频率直流对直流电源转换器的控制IC由于极点及零点大于10KHz，因此较容易将补偿电路整合到IC中。而在低频宽应用中，例如功率因数修正(Power Factor Correction；PFC)电源转换器或是其他类似PFC的控制IC或电源转换器，补偿电路14需要大电容C1及C2，但是因为成本及面积的考量，大电容C1及C2很难全部整合到IC中。更具体而言，PFC电源转换器的输入电压为具有60Hz交流频率的交流电压，因此其控制IC需要低增益及低频的极点及零点来达成低频宽回路以滤除交流频率，因此补偿电路14需要大电容C1及C2来进行补偿，使信号Vcomp的变化较缓慢，才能滤除该交流频率。然而在IC中无法实现符合需求的大电容C1及C2，因此需要使用一支接脚外接大电容C1及C2，若想要缩小电容C1及C2使其可以整合到IC中，则需要将电流Icomp降到奈(nano)安培等级或皮(pico)安培等级，但是如此小的电流很容易受到制程影响而无法准确控制，因此难以实现。
由于类比式补偿电路不易整合，因此有不少数字式补偿电路被提出，例如美国专利号7,743,266及7,894,218，这些数字式补偿电路虽然可以整合在PFC电源转换器的控制IC中，但是通常需要复杂的数字信号处理(Digital Signal Processing；DSP)演算法，因而需要占用较大的晶片面积，导致成本上升及晶片尺寸增加。另一方面，变化缓慢的信号Vcomp会造成电源转换器无法快速反应负载暂态，导致输出电压Vo发生大的电压落差(drop)或过冲(overshoot)。
发明内容
本发明的目的之一，在于提出一种结合类比及数字电路的混合式补偿电路及方法。
本发明的目的之一，在于提出一种整合在IC中以减少接脚的混合式补偿电路及方法。
本发明的目的之一，在于提出一种减少晶片面积及成本的混合式补偿电路。
本发明的目的之一，在于提出一种改善负载暂态的混合式补偿电路及方法。
本发明的目的之一，在于提出一种具有二极点及一零点的混合式补偿电路。
根据本发明，一种电源转换器的混合式补偿电路包括数字信号产生器根据与该电源转换器的输出电压相关的反馈信号及参考值产生数字信号，数字类比转换器将该数字信号转换为类比的第一信号，注入偏移器根据可变偏移值偏移该第一信号产生第二信号，以及低通滤波器滤除该第二信号的高频成分产生第三信号供该电源转换器稳定该输出电压。
根据本发明，一种电源转换器的混合式补偿方法包括根据与该电源转换器的输出电压相关的反馈信号及参考值产生数字信号，将该数字信号转换为类比的第一信号，提供随该反馈信号与该参考值之间的差值改变的可变偏移值，根据该可变偏移值偏移该第一信号产生第二信号，以及滤除该第二信号的高频成分产生第三信号供该电源转换器稳定该输出电压。
藉该数字信号产生器及该数字类比转换器提供第一极点，该注入偏移器提供零点，该低通滤波器提供第二极点，该混合式补偿电路可以模拟类比式补偿电路的功能，因此可以取代类比式补偿电路，而且不需要大电容，可以轻易地整合到电源转换器的控制IC中，减少控制IC的接脚数量。
由于该混合式补偿电路系结合类比及数字电路，因此相对于数字式补偿电路来说，其电路较简单，也不需要复杂的DSP演算法，因而能减少晶片面积及成本。
在电源转换器发生负载暂态时，该混合式补偿电路可以立即将该数字信号调升到最大值或调降到最小值，或是将该数字信号以最快频率调升或调降，因此可以改善负载暂态响应。
附图说明
图1系传统的EA型补偿电路；
图2系传统的gm型补偿电路；
图3系根据本发明的混合式补偿电路；
图4系图3的混合式补偿电路的第一实施例；
图5系图2的转导放大器的电流-电压特性曲线；
图6系图4的第一信号Va1的电压变化率dVa1/dt对电压Vref1-Vfb1的特性曲线；
图7系图3的混合式补偿电路的第二实施例；
图8系图7的时脉信号及脉冲信号的时序图；
图9系图7的第一信号Va1的电压变化率dVa1/dt对电压Vref1-Vfb1的特性曲线；
图10系图3的混合式补偿电路的第三实施例；以及
图11系使用图2的gm型类比式补偿电路及本发明的混合式补偿电路产生的电源转换器的输出电压和信号Vcomp。
主要元件符号说明：
10  EA型补偿电路
12  误差放大器
14  gm型补偿电路
16  转导放大器
20  混合式补偿电路
22  数字信号产生器
24  数字类比转换器
26  偏移注入器
28  低通滤波器
30  比较器
32  反相器
34  磁滞比较器
36  磁滞比较器
38  运算转导放大器
40  振荡器
42  控制器
44  升降计数器
46  电流源
48  电流源
50  电流源
52  电流源
54  电阻Rof的第一端
56  电阻Rof的第二端
60  多工器
62  比较器
64  脉冲产生器
70  比较器
72  比较器
74  比较器
76  比较器
78  比较器
80  控制器
82  除频器
84  除频器
86  除频器
88  除频器
90  运算放大器
92  电源转换器的输出电压
94  电源转换器的输出电压
96  反馈信号
98  反馈信号
具体实施方式
参照图3，根据本发明的混合式补偿电路20可以应用在各种类型的电源转换器，例如直流对直流电源转换器及PFC电源转换器。在混合式补偿电路20中，数字信号产生器22根据与电源转换器的输出电压相关的反馈信号Vfb1及参考值Vref1产生数字信号Sd，数字类比转换器(Digital-to-Analog Converter；DAC)24将数字信号Sd转换为类比的第一信号Va1，偏移注入器(offset injector)26提供可变偏移值偏移第一信号Va1产生第二信号Va2，低通滤波器(Low Pass Filter；LPF)28滤除第二信号Va2的高频成分产生第三信号Vcomp供稳定电源转换器的输出电压。混合式补偿电路20系模拟如图2所示的gm型补偿电路14。众所周知，gm型补偿电路14提供二极点及一零点，混合式补偿电路20同样可以提供二极点及一零点，详言之，数字信号产生器22及DAC 24可视为第一极点产生器提供第一极点，偏移注入器26可视为零点产生器提供零点，LPF 28可视为第二极点产生器提供第二极点。
图4系混合式补偿电路20的第一实施例。为了实现低频的第一极点，使用数字信号产生器22及DAC 24模拟gm型补偿电路14的转导放大器16。图4的数字信号产生器22包括比较器30比较反馈信号Vfb1及参考值Vref1产生比较信号Sc1，反相器32将比较信号Sc1反相产生信号Sc2给控制器42，振荡器40提供时脉信号Clk给控制器42及升降计数器44，控制器42因应时脉信号Clk对信号Sc2取样，当取样结果表示反馈信号Vfb1大于参考值Vref1时，控制器42发出控制信号Down给升降计数器44以调降数字信号Sd一个位元，进而调降电源转换器的输出功率。当取样结果表示反馈信号Vfb1低于参考值Vref1时，控制器42发出控制信号Up给升降计数器44以调升数字信号Sd一个位元，进而调升电源转换器的输出功率。升降计数器44根据时脉信号Clk取样控制器42所输出的控制信号Up及Down以调整数字信号Sd。DAC 24将数字信号Sd转换为第一信号Va1。DAC 24系相当常见的电路，其内部电路及操作于此不再赘述。在时脉信号Clk为低频时，取样的频率较低，数字信号Sd的变化较缓慢，导致混合式补偿电路20输出的第三信号Vcomp变化缓慢，此效果如同gm型补偿电路14使用大电容C1及C2一样。
在电源转换器发生负载暂态时，若混合式补偿电路20输出的第三信号Vcomp仍缓慢变化，将无法快速反应，造成输出电压Vo发生大的电压落差或过冲。为了改善此问题，图4的数字信号产生器22还包括磁滞比较器34比较反馈信号Vfb1及临界值VH1产生比较信号SH给控制器42，磁滞比较器36比较反馈信号Vfb1及临界值VL1产生比较信号SL给控制器42，以及运算转导放大器38放大反馈信号Vfb1及参考值Vref1之间的差值ΔV产生频率调整信号Sfm给振荡器40以调整时脉信号Clk的频率。当反馈信号Vfb1及参考值Vref1之间的差值ΔV增加时，频率调整信号Sfm将调高时脉信号Clk的频率以加快取样频率，进而加快数字信号Sd的变化以及加快第三信号Vcomp的扭转率(slew rate)，当反馈信号Vfb1大于临界值VH1或小于临界值VL1时，磁滞比较器34或36送出比较信号SL或SH给振荡器40，以使时脉信号Clk的频率上升至最大值，进而使数字信号Sd以最大频率调升或调降。此外，在反馈信号Vfb1大于临界值VH1时，控制器42亦根据比较信号SL发出控制信号Down_limit给升降计数器44，使该升降计数器44以最大频率将数字信号Sd调降到最小值以提高第三信号Vcomp的扭转率，使电源转换器的输出功率快速减少，使输出电压快速地下降至预设准位。同样的，在反馈信号Vfb1小于临界值VL1时，控制器42根据比较信号SH发出控制信号Up_limit给升降计数器44，使该升降计数器44以最大频率将数字信号Sd调升到最大值，因而提高第三信号Vcomp的扭转率，使电源转换器的输出功率上升，使输出电压快速上升到预设准位。在其他实施例中，当反馈信号VFB1大于或小于临界值VH1或VL1时，使升降计数器44也可以立即将数字信号Sd调升到最小值或最大值。在发生负载暂态时，反馈信号Vfb1及参考值Vref1之间的差值ΔV增加，故控制器42及升降计数器44的取样频率加快，因此加快第三信号Vcomp的扭转率(slew rate)，而且在反馈信号Vfb1大于临界值VH1或小于临界值VL1时可以使数字信号Sd立即或以最快频率下降到最小值或上升到最大值，故能有效改善电源转换器的负载暂态响应。
图2的转导放大器16的电流-电压特性曲线如图5所示，从图2可得
Ce×Vcomp＝Icomp×T，    公式1
其中Ce为电容C1及C2的等效电容，T为产生电流Icomp的时间。从公式1可进一步推得
Icomp/Ce＝Vcomp/T，      公式2
由公式2可知电流Icomp及电容Ce决定一电压变化率dVcomp/dt，又电容Ce为定值，故电流Icomp正比于电压变化率dVcomp/dt，因此图5的Y轴也可以视为电压变化率dVcomp/dt。图3的数字信号产生器22及DAC 24模拟转导放大器16也可以得到类似的电压变化率，例如图6系图4的DAC 24的第一信号Va1的电压变化率dVa1/dt(即扭转率)对电压Vref1-Vfb1的特性曲线，反馈信号Vfb1在临界值VL1和VH1之间时和图5的曲线是一样的，在两端则有迟滞区域，当反馈信号Vfb1上升到大于临界值VH1时，数字信号Sd以最快取样频率被调降，故第一信号Va1具有最快负向电压变化率-dVa1/dt_max，直到反馈信号Vfb1下降到小于磁滞临界值Vhy2，第一信号Va1的电压变化率dVa1/dt才回到原来的水准；同样的，当反馈信号Vfb1下降到小于临界值VL1时，数字信号Sd以最快时脉信号Clk的频率被调升，故第一信号Va1具有最快正向电压变化率dVa1/dt_max，直到反馈信号Vfb1上升到大于磁滞临界值Vhy1，第一信号Va1的电压变化率dVa1/dt才回到原来的水准。
在图4的实施例中，偏移注入器26包括电流源46及开关M1串联在电源端Vcc及电阻Rof的第一端54之间，电流源48及开关M2串联在电阻Rof的第一端54及地端GND之间，电流源50及开关M3串联在电源端Vcc及电阻Rof的第二端56之间，电流源52及开关M4串联在电阻Rof的第二端56及地端GND之间。开关M1及M4受控于来自控制器42的控制信号Down，开关M2及M3受控于来自控制器42的控制信号Up，藉控制开关M1、M2、M3及M4，可以决定电阻Rof上电流Iof的方向。电流源46、48、50及52根据来自运算转导放大器38的频率调整信号Sfm决定电流Iof的大小，进而决定可变偏移值Vof以偏移第一信号Va1产生第二信号Va2。由于频率调整信号Sfm系与反馈信号Vfb1及参考值Vref1之间的差值ΔV有关，因此可变偏移值Vof亦随差值ΔV变化。在其他实施例中，电流源46、48、50及52亦可改为根据其他与差值ΔV相关的信号来决定电流Iof。图4的低通滤波器28包括由电阻Rf及电容Cf组成的RC滤波器，对第二信号Va2滤波产生第三信号Vcomp。从控制回路的物理意义来看，gm补偿电路14的零点系作为相位领先(phase lead)补偿，而第二极点则类似低通滤波器，因此本发明的混合式补偿电路20利用偏移注入器44提供瞬间的电压变化来模拟零点的作用，并以RC滤波器实现第二极点。
图7系图3的混合式补偿电路20的第二实施例，数字信号产生器22包括多工器60根据脉冲信号Sp1～Sp5依序将临界值VH1、临界值VH2、参考值Vref1、临界值VL2及临界值VL1提供给比较器62的非反相输入端，其中VH1＞VH2＞Vref1＞VL2＞VL1，比较器62的反相输入端接收反馈信号Vfb1，比较器62将反馈信号Vfb1分别比较临界值VH1、VH2、VL1及VL2及参考值Vref1，并将比较信号传送给控制器42，控制器42根据时脉信号Clk及脉冲信号Sp1～Sp5对比较器62所输出的比较信号取样，据以决定控制信号Up或Down给升降计数器44以调升或调降数字信号Sd，控制器42亦根据比较结果判断反馈信号Vfb1是否大于最大的临界值VH1或小于最小的临界值VL1，若反馈信号Vfb1大于临界值VH1，控制器42发出控制信号Down_limit使升降计数器44立即或以最大频率将数字信号Sd调降至最小值以加大第三信号Vcomp的扭转率，若反馈信号Vfb1小于临界值VL1，控制器42发出控制信号Up_limit使升降计数器44立即或以最大频率将数字信号Sd调升至最大值以加大第三信号Vcomp的扭转率。控制器42也根据比较结果决定频率调整信号Sfm给振荡器40以调整时脉信号Clk的频率，当反馈信号Vfb1与参考值Vref1之间的差值越大时，时脉信号Clk的频率越高，以加大第三信号Vcomp的扭转率，改善负载暂态响应。当反馈信号Vfb1大于临界值VH1或小于临界值VL1时，频率调整信号Sfm将使时脉信号Clk的频率调升至最大值，以加快控制器42及升降计数器44的取样频率。脉冲产生器64根据时脉信号Clk产生脉冲信号Sp1～Sp5如图8所示，在时脉信号Clk的每一个周期T内，脉冲产生器64依序产生脉冲信号Sp1～Sp5给多工器60。
图7的偏移注入器26系将图4的电阻Rof改为由开关控制之可变电阻，其阻值随反馈信号Vfb1及参考值Vref1之间的差值ΔV改变，电流源46、48、50及52提供固定电流，故通过可变电阻Rof的电流Iof系定值。在此实施中，可变电阻Rof包括三个串联的电阻Ra、Rb及Rc，每一个电阻Ra、Rb及Rc各与开关Ma、Mb及Mc并联，根据差值ΔV产生的信号Sa、Sb及Sc分别控制开关Ma、Mb及Mc以调整可变电阻Rof的阻值，进而产生随差值ΔV变化的可变偏移值Vof以偏移第一信号Va1产生第二信号Va2。
图9系图7的DAC 24的第一信号Val的电压变化率dVa1/dt对电压Vref1-Vfb1的特性曲线，当反馈信号Vfb1上升到大于临界值VH1时，数字信号Sd以最快频率被调降，故第一信号Va1具有最快负向电压变化率-dVa1/dt_max，直到反馈信号Vfb1下降到小于临界值VH2，第一信号Va1的电压变化率才回到原来的水准；同样的，当反馈信号Vfb1下降到小于临界值VL1时，数字信号Sd以最快频率被调升，故第一信号Va1具有最快正向电压变化率dVa1/dt_max，直到反馈信号Vfb1上升到大于磁滞临界值VL2，第一信号Va1的变化速度才回到原来的水准。在图7的实施例中，随着设定的临界值个数的增加，图9的特性曲线将趋近于图6的特性曲线。
图10系图3的混合式补偿电路20的第三实施例，数字信号产生器22包括比较器70比较反馈信号Vfb1及临界值VH1产生比较信号SB1，比较器72比较反馈信号Vfb1及临界值VH2产生比较信号SB2，比较器74比较反馈信号Vfb1及参考值Vref1产生比较信号SB3，比较器76比较反馈信号Vfb1及临界值VL2产生比较信号SB4，比较器78比较反馈信号Vfb1及临界值VL1产生比较信号SB5，控制器80根据比较信号SB1、SB2、SB3、SB4及SB5从时脉信号Clk1、Clk2、Clk3、Clk4及Clk5中选择其中一个作为时脉Clk给升降计数器44，当反馈信号Vfb1大于最大的临界值VH1或小于最小的临界值VL1时，控制器80选择频率最高的时脉信号Clk1给升降计数器44，升降计数器44因应时脉信号Clk对比较信号SB3取样，并根据取样结果调升或调降数字信号Sd一个位元，当反馈信号Vfb1大于最大的临界值VH1或小于最小的临界值VL1时，升降计数器44因应比较信号SB1或SB5立即或以最大频频将数字信号Sd调降至最小值或调升至最大值以加大第三信号Vcomp的扭转率，振荡器40提供具有频率f的时脉信号Clk1，除频器82对时脉信号Clk1除频产生具有频率f/2的时脉信号Clk2，除频器84对时脉信号Clk2除频产生具有频率f/4的时脉信号Clk3，除频器86对时脉信号Clk3除频产生具有频率f/8的时脉信号Clk4，除频器88对时脉信号Clk4除频产生具有频率f/16的时脉信号Clk5。在此混合式补偿电路中，DAC 24的第一信号Va1的电压变化率dVa1/dt对数字信号产生器22的输入电压Vfb1的特性曲线如图9所示。
图10的LPF 28包括低频宽的运算放大器90具有反相输入端接收来自偏移注入器26的第二信号Va2，以及非反相输入端连接LPF 28的输出端Vcomp，电阻R5及补偿电容C3串联在运算放大器90的输出端及LPF 28的输出端Vcomp之间，用以稳定第三信号Vcomp，晶体管M5连接在电源端Vcc及LPF 28的输出端Vcomp之间，晶体管M5的闸极连接运算放大器90的输出端，电阻R6连接在LPF 28的输出端Vcomp及地端GND之间。
图11显示本发明的功效，使用图2的gm型类比式补偿电路14产生的电源转换器的输出电压Vo和信号Vcomp分别如波形92及96所示，使用本发明的混合式补偿电路20产生的电源转换器的输出电压Vo和第三信号Vcomp分别如波形94及98所示，其几乎与使用gm型类比式补偿电路14的效果相同，而且在时间t1所示的负载暂态发生时，也有良好的暂态响应，故混合式补偿电路20确实可以取代传统的类比式补偿电路14。混合式补偿电路20可以降低时脉信号Clk的频率来达成类比式补偿电路14中大电容C1及C2稳定信号Vcomp的功效，因此混合式补偿电路20无需使用大电容C1及C2，可以轻易的整合到控制IC中以减少接脚数量。混合式补偿电路20系混合类比电路及数字电路，因此相对于数字式补偿电路来说，混合式补偿电路20较简单，故占用较少的晶片面积，而且无需使用复杂DSP演算法，可简化设计及降低成本。

Claims (30)

1.一种电源转换器的混合式补偿电路，其特征在于，所述的混合式补偿电路包括：
数字信号产生器，根据反馈信号及参考值产生数字信号，其中所述的反馈信号与所述的电源转换器的输出电压相关；
数字类比转换器，连接所述的数字信号产生器，将所述的数字信号转换为类比的第一信号；
偏移注入器，连接所述的数字类比转换器，提供可变偏移值以偏移所述的第一信号产生第二信号，其中所述的可变偏移值系由所述的反馈信号与所述的参考值之间的差值决定；以及
低通滤波器，连接所述的偏移注入器，滤除所述的第二信号的高频成分产生第三信号供所述的电源转换器稳定所述的输出电压。
2.如权利要求1所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的数字信号产生器包括：
比较器，比较所述的反馈信号及所述的参考值产生比较信号；
控制器，连接所述的比较器，因应时脉信号对所述的比较信号取样以决定控制信号；以及
升降计数器，连接所述的控制器，提供所述的数字信号并根据所述的时脉信号取样所述的控制信号以调整所述的数字信号。
3.如权利要求2所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的混合式补偿电路更包括：
第二比较器，连接所述的控制器，在所述的反馈信号大于第一临界值时产生第二比较信号给所述的控制器；以及
第三比较器，连接所述的控制器，在所述的反馈信号小于第二临界值时产生第三比较信号给所述的控制器；
其中，所述的控制器根据所述的第二比较信号及第三比较信号，使所述的数字信号立即调降到最小值或调升到最大值。
4.如权利要求2所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的混合式补偿电路更包括：
振荡器，连接所述的控制器，提供所述的时脉信号；以及
运算转导放大器，连接所述的振荡器，放大所述的反馈信号及所述的参考值之间的差值产生频率调整信号给所述的振荡器，以调整所述的时脉信号的频率；
其中，当所述的反馈信号及所述的参考值之间的差值增加时，所述的时脉信号的频率增加。
5.如权利要求4所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的混合式补偿电路更包括：
第二比较器，连接所述的振荡器，在所述的反馈信号大于第一临界值时产生第二比较信号给所述的振荡器；以及
第三比较器，连接所述的振荡器，在所述的反馈信号小于第二临界值时产生第三比较信号给所述的振荡器；
其中，所述的振荡器根据所述的第二比较信号及第三比较信号，调升所述的时脉信号的频率至最大值，以使所述的数字信号以最大频率调升至最大值或调降至最小值。
6.如权利要求1所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的数字信号产生器包括：
比较器，比较其两输入端的信号产生比较信号，其中所述的两输入端的第一输入端接收所述的反馈信号；
振荡器，提供时脉信号，并根据频率调整信号调整所述的时脉信号的频率；
多工器，连接所述的比较器，在所述的时脉信号的每一个周期中，依序将多个临界值及所述的参考值供应到所述的两输入端的第二输入端；
控制器，连接所述的比较器及振荡器，根据所述的比较信号决定控制信号及所述的频率调整信号；
升降计数器，连接所述的控制器及振荡器，提供所述的数字信号并根据所述的时脉信号取样所述的控制信号以调整所述的数字信号；以及
脉冲产生器，连接所述的振荡器及多工器，因应所述的时脉信号产生多个脉冲信号给所述的多工器，以使所述的多工器依序将所述的多个临界值及所述的参考值供应到所述的比较器的第二输入端。
7.如权利要求6所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的时脉信号的频率在所述的反馈信号大于所述的多个临界值的最大值或小于所述的多个临界值的最小值时，调整至最高值。
8.如权利要求1所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的数字信号产生器包括：
第一比较器，将所述的反馈信号与所述的参考值比较产生第一比较信号；
多个第二比较器，将所述的反馈信号分别与多个临界值比较产生多个第二比较信号；
控制器，连接所述的第一比较器及所述的多个第二比较器，根据所述的第一比较信号及所述的多个第二比较信号从多个时脉信号中选择其中一个输出；以及
升降计数器，连接所述的第一比较器及所述的控制器，提供所述的数字信号，根据所述的控制器输出的时脉信号对所述的第一比较信号取样，并根据取样结果调整所述的数字信号。
9.如权利要求8所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的控制器在所述的反馈信号大于所述的多个临界值的最大值或小于所述的多个临界值的最小值时，选择频率最高的时脉信号。
10.如权利要求6或8所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的升降计数器在所述的反馈信号大于所述的多个临界值的最大值或小于所述的多个临界值的最小值时，立即将所述的数字信号调降到最小值或调升到最大值。
11.如权利要求6或8所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的升降计数器在所述的反馈信号大于所述的多个临界值的最大值或小于所述的多个临界值的最小值时，以最大频率将所述的数字信号调降到最小值或调升到最大值。
12.如权利要求1所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的偏移注入器包括：
电阻，具有第一端连接所述的数字类比转换器，以及第二端连接所述的低通滤波器，提供所述的可变偏移值；
第一电流源，提供随所述的差值变化的电流；
第一开关，与所述的第一电流源串联到所述的第一端，受控于第一控制信号；
第二电流源，提供随所述的差值变化的电流；
第二开关，与所述的第二电流源串联到所述的第一端，受控于第二控制信号；
第三电流源，提供随所述的差值变化的电流；
第三开关，与所述的第三电流源串联到所述的第二端，受控于所述的第二控制信号；
第四电流源，提供随所述的差值变化的电流；以及
第四开关，与所述的第四电流源串联到所述的第二端，受控于所述的第一控制信号。
13.如权利要求1所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的偏移注入器包括：
可变电阻，具有第一端连接所述的数字类比转换器，以及第二端连接所述的低通滤波器，提供所述的可变偏移值，其中所述的可变电阻的阻值随所述的差值改变；
第一电流源，提供定电流；
第一开关，与所述的第一电流源串联到所述的第一端，受控于第一控制信号；
第二电流源，提供定电流；
第二开关，与所述的第二电流源串联到所述的第一端，受控于第二控制信号；
第三电流源，提供定电流；
第三开关，与所述的第三电流源串联到所述的第二端，受控于所述的第二控制信号；
第四电流源，提供定电流；以及
第四开关，与所述的第四电流源串联到所述的第二端，受控于所述的第一控制信号。
14.如权利要求1所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的低通滤波器包括由电阻及电容组成的RC滤波器。
15.如权利要求1所述的混合式补偿电路，其特征在于，所述的低通滤波器包括：
低频宽的运算放大器，具有第一输入端接收所述的偏移注入器输出的第二信号以及第二输入端连接所述的低通滤波器的输出端；以及
补偿电容。
16.一种电源转换器的混合式补偿方法，其特征在于，所述的混合式补偿方法包括下列步骤：
(A)根据与所述的电源转换器的输出电压相关的反馈信号及参考值产生数字信号；
(B)将所述的数字信号转换为类比的第一信号；
(C)提供随所述的反馈信号与所述的参考值之间的差值改变的可变偏移值；
(D)根据所述的可变偏移值偏移所述的第一信号产生第二信号；以及
(E)滤除所述的第二信号的高频成分产生第三信号供所述的电源转换器稳定所述的输出电压。
17.如权利要求16所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的步骤A包括：
比较所述的反馈信号及所述的参考值产生比较信号；
因应时脉信号对所述的比较信号取样；以及
根据取样结果调升或调降所述的数字信号。
18.如权利要求17所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的混合式补偿方法更包括根据所述的反馈信号决定所述的时脉信号的频率。
19.如权利要求18所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的决定所述的时脉信号的频率的步骤包括根据所述的反馈信号及所述的参考值之间的差值决定所述的时脉信号的频率。
20.如权利要求18所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的混合式补偿方法更包括在所述的反馈信号大于第一临界值或小于第二临界值时，调整所述的时脉信号的频率至最高值。
21.如权利要求18所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的混合式补偿方法更包括：
在所述的反馈信号大于所述的第一临界值时，以所述的时脉信号的最大频率调降所述的数字信号至最小值；以及
在所述的反馈信号小于第二临界值时，以所述的时脉信号的最大频率调升所述的数字信号至最小值或最大值。
22.如权利要求18所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的决定所述的时脉信号的频率的步骤包括下列步骤：
将所述的反馈信号分别与多个临界值及所述的参考值比较产生比较信号；以及
根据所述的比较信号决定所述的时脉信号的频率。
23.如权利要求22所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的混合式补偿方法更包括在所述的反馈信号大于所述的多个临界值的最大值或小于所述的多个临界值的最小值时，调整所述的时脉信号的频率至最高值。
24.如权利要求22所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的混合式补偿方法更包括：
在所述的反馈信号大于所述的多个临界值的最大值时，以所述的时脉信号的最大频率调降所述的数字信号至最小值；以及
在所述的反馈信号小于所述的多个临界值的最小值时，以所述的时脉信号的最大频率调升所述的数字信号至最大值。
25.如权利要求16所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的步骤A包括：
提供多个时脉信号；
将所述的反馈信号分别与多个临界值及所述的参考值比较得到比较信号；
根据所述的比较信号从所述的多个时脉信号选择其中一个；
因应选择的时脉信号对所述的比较信号取样；以及
根据取样结果调升或调降所述的数字信号。
26.如权利要求25所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的混合式补偿方法更包括在所述的反馈信号大于所述的多个临界值的最大值或小于所述的多个临界值的最小值时，选择频率最高的时脉信号对所述的比较信号取样。
27.如权利要求25所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的混合式补偿方法更包括：
在所述的反馈信号大于所述的多个临界值的最大值时，选择频率最高的时脉信号调降所述的数字信号至最小值；以及
在所述的反馈信号小于所述的多个临界值的最小值时，选择频率最高的时脉信号调升所述的数字信号至最大值。
28.如权利要求16所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的混合式补偿方法更包括：
在所述的反馈信号大于第一临界值时，立即调降所述的数字信号到最小值；以及
在所述的反馈信号小于第二临界值时，立即调升所述的数字信号到最大值。
29.如权利要求16所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的步骤C包括施加随所述的反馈信号与所述的参考值之间的差值改变的电流到电阻以产生所述的可变偏移值。
30.如权利要求16所述的混合式补偿方法，其特征在于，所述的步骤C包括施加电流到随所述的反馈信号与所述的参考值之间的差值改变的可变电阻以产生所述的可变偏移值。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104868701A (zh) * 2014-02-21 2015-08-26 立锜科技股份有限公司 电源转换器的混合式补偿电路
CN105991011A (zh) * 2015-01-22 2016-10-05 立锜科技股份有限公司 用以程序化电源转换器的输出电压的控制电路及方法

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9541929B2 (en) * 2012-11-08 2017-01-10 Richtek Technology Corporation Mixed mode compensation circuit
US8970260B1 (en) * 2013-11-21 2015-03-03 Nxp B.V. Output drivers
JP6651697B2 (ja) * 2015-01-26 2020-02-19 株式会社ソシオネクスト 電子回路、電源回路、回路の特性測定方法、及び振幅及び位相特性の演算プログラム
US9705412B2 (en) * 2015-02-26 2017-07-11 Stmicroelectronics S.R.L. Pulsed feedback switching converter
TWI587619B (zh) * 2015-06-01 2017-06-11 立錡科技股份有限公司 電源轉換器及其中的開關控制單元
US10782339B2 (en) 2016-04-29 2020-09-22 Teradyne, Inc. Method and test system for providing accurate analog signals
EP3264311B1 (en) * 2016-06-28 2021-01-13 Eshard A protection method and device against a side-channel analysis
US10996728B2 (en) * 2019-01-04 2021-05-04 Sigmasense, Llc. Power supply signal conditioning system based on drive-sense circuit (DSC) processing
US11817785B2 (en) * 2019-10-31 2023-11-14 Renesas Electronics America Inc. Device and method for controlling output voltage of a digital-to-analog converter
CN110971107A (zh) * 2019-12-20 2020-04-07 杰华特微电子（杭州）有限公司 开关电路的控制方法、控制电路及开关电路
US11496144B2 (en) * 2020-11-17 2022-11-08 Centaur Technology, Inc. Droop reference with programmable filter
CN113381617A (zh) * 2021-06-29 2021-09-10 昂宝电子（上海）有限公司 恒压开关电源及其控制芯片和方法
TWI813070B (zh) * 2021-11-16 2023-08-21 瑞昱半導體股份有限公司 電源供應電路以及電源供應方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020125872A1 (en) * 2001-03-12 2002-09-12 Groom Terry J. Virtual ripple generation in switch-mode power supplies
US20080191678A1 (en) * 2007-02-08 2008-08-14 Infineon Technologies Austria Ag Switch-mode converter
CN101789762A (zh) * 2010-01-15 2010-07-28 电子科技大学中山学院 塔顶放大器中的可配置式电流池

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6100827A (en) * 1998-09-11 2000-08-08 Ericsson Inc. Modulation systems and methods that compensate for DC offset introduced by the digital-to-analog converter and/or the low pass filter thereof
JP3512156B2 (ja) * 1999-02-17 2004-03-29 松下電器産業株式会社 オフセットコントロール回路及びオフセットコントロール方法
US6215433B1 (en) * 1999-06-29 2001-04-10 Oak Technology, Inc. DC insensitive clock generator for optical PRML read channel
TW480379B (en) * 2000-10-11 2002-03-21 Mitsubishi Electric Corp Offset compensation output control circuit and offset compensation output control method
JP3987294B2 (ja) * 2001-03-16 2007-10-03 株式会社東芝 オフセット補償回路
US7589983B1 (en) * 2005-11-10 2009-09-15 Iwatt Inc. Power converter controller controlled by variable reference voltage generated by dual output digital to analog converter
US7973684B2 (en) * 2008-10-27 2011-07-05 Microchip Technology Incorporated Self auto-calibration of analog circuits in a mixed signal integrated circuit device
JP5588407B2 (ja) * 2011-08-26 2014-09-10 株式会社東芝 Ａｄ変換装置およびｄｃ−ｄｃ変換装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020125872A1 (en) * 2001-03-12 2002-09-12 Groom Terry J. Virtual ripple generation in switch-mode power supplies
US20080191678A1 (en) * 2007-02-08 2008-08-14 Infineon Technologies Austria Ag Switch-mode converter
CN101789762A (zh) * 2010-01-15 2010-07-28 电子科技大学中山学院 塔顶放大器中的可配置式电流池

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104868701A (zh) * 2014-02-21 2015-08-26 立锜科技股份有限公司 电源转换器的混合式补偿电路
CN105991011A (zh) * 2015-01-22 2016-10-05 立锜科技股份有限公司 用以程序化电源转换器的输出电压的控制电路及方法
CN105991011B (zh) * 2015-01-22 2018-09-18 立锜科技股份有限公司 用以程序化电源转换器的输出电压的控制电路及方法

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US9104216B2 (en) 2015-08-11

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