CN117895842A - 电机谐波控制方法、控制器、电机、电动汽车及存储介质 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种电机谐波控制方法、控制器、电机、电动汽车及存储介质，控制方法包括根据目标谐波次数n对电机的采样电流进行变换，得到dq坐标系下的谐波电流；通过低通滤波器对dq坐标系下的谐波电流进行低通滤波，得到n次谐波电流分量，低通滤波器的截止频率根据电机的当前转速确定；根据电机的当前转速和谐波控制的控制周期确定谐波控制参数，并根据谐波控制参数对n次谐波电流分量进行反馈控制，输出n次谐波控制电压；根据目标谐波次数n对n次谐波控制电压进行反变换，得到n次谐波的交流期望电压，并根据n次谐波的交流期望电压生成谐波控制信号。本申请能够有效针对需要抑制的n次谐波进行控制，降低谐波电流对电机运行造成的影响。

Description

电机谐波控制方法、控制器、电机、电动汽车及存储介质

技术领域

本申请涉及电机控制技术领域，尤其涉及一种电机谐波控制方法、控制器、电机、电动汽车及存储介质。

背景技术

在电机控制中，主要通过控制其电流实现转矩的输出。电流中除了包含基波电流外还含有丰富的电流谐波。电流谐波的存在使得电机的总输出电流增大，不仅没有产生有效的输出矩阵，还增加了转矩脉动，使得输出转矩不够平稳，这就产生了电机或者电动汽车整车的NVH(Noise、Vibration、Harshness，噪声、振动与声振粗糙度)问题，此外，电流谐波还会带来诸如电机损耗增大、效率降低等问题，因此降低电流谐波对系统的影响至关重要。

在目前的一些谐波控制中，由于受电机的运行工况影响较大，尤其是运行范围较广、运行环境变化的场景。因此需要一种考虑工况变化的优化的电流谐波控制方法，来对电机谐波进行有效控制，从而解决NVH、损耗等问题。

发明内容

本申请实施例提供了一种电机谐波控制方法、控制器、电机、电动汽车及存储介质，能够根据电机的采样电流进行有效的谐波控制。

本申请第一方面的实施例提供了一种电机谐波控制方法，包括：

根据目标谐波次数n对电机的采样电流进行变换，得到dq坐标系下的谐波电流；

通过低通滤波器对所述dq坐标系下的谐波电流进行低通滤波，得到n次谐波电流分量，所述低通滤波器的截止频率根据电机的当前转速确定；

根据电机的当前转速和谐波控制的控制周期确定谐波控制参数，并根据所述谐波控制参数对所述n次谐波电流分量进行反馈控制，输出n次谐波控制电压；

根据所述目标谐波次数n对所述n次谐波控制电压进行反变换，得到n次谐波的交流期望电压，并根据所述n次谐波的交流期望电压生成谐波控制信号。

根据本申请第一方面实施例的电机谐波控制方法，至少具有如下有益效果：在对电机进行谐波控制的流程中，首先根据需要抑制的谐波次数将电机的采样电流转换成dq坐标系下的谐波电流，然后对dq坐标系下的谐波电流进行低通滤波，得到n次谐波电流分量，低通滤波器的截止频率根据电机的当前转速确定，接着根据电机的当前转速和谐波控制的控制周期对n次谐波电流分量进行反馈控制，得到n次谐波的控制电压，最后根据n次谐波的控制电压进行反变换后输出谐波控制信号，实现电机的谐波控制；在这过程中，考虑电机的当前转速和谐波控制的控制周期等表征电机的实时工况的参数，能够有效针对需要抑制的n次谐波进行控制，降低谐波电流对电机运行造成的影响。

在一些实施例中，所述根据目标谐波次数n对电机的采样电流进行变换，得到dq坐标系下的谐波电流，包括：

对电机的采样电流进行坐标系变换，得到dq坐标系下的反馈电流；

根据目标谐波次数n确定Park变换的角度；

根据Park变换的角度对所述dq坐标系下的反馈电流进行变换，得到dq坐标系下的谐波电流。

在一些实施例中，所述根据所述目标谐波次数n对所述n次谐波控制电压进行反变换，得到n次谐波的交流期望电压，包括：

根据所述目标谐波次数n确定IPark变换的角度；

根据IPark变换的角度对所述n次谐波控制电压进行坐标系反变换，得到n次谐波的交流期望电压。

在一些实施例中，所述低通滤波器截止频率通过以下步骤确定：

当电机的当前转速处于第一转速阈值和第二转速阈值之间，根据预设的第一系数和所述当前转速确定截止频率；

或者，

当电机的当前转速处于所述第二转速阈值和第三转速阈值之间，根据预设的第二系数和所述当前转速确定截止频率；

其中，所述第一转速阈值表示触发谐波控制的最低转速，所述第二转速阈值表示谐波控制中电机的低转速区间的上限值，所述第三转速阈值表示谐波控制中电机的中转速区间的上限值，所述第一系数大于所述第二系数。

在一些实施例中，还包括：

当电机的当前转速小于所述第一转速阈值或大于所述第三转速阈值，将所述低通滤波器的输出设为0。

在一些实施例中，所述根据电机的当前转速和谐波控制的控制周期确定谐波控制参数，包括：

对于目标谐波次数n，根据电机的当前转速和谐波控制的控制周期确定前置参数；

根据所述前置参数的大小以及基波控制参数确定反馈控制的谐波控制参数。

在一些实施例中，所述根据所述前置参数的大小以及基波控制参数确定反馈控制的谐波控制参数，包括：

获取对所述采样电流的基波进行反馈控制的基波控制参数；

当所述前置参数大于等于12，设定谐波控制参数为所述基波控制参数；

当所述前置参数大于等于8且小于12，设定谐波控制参数为所述基波控制参数与第一放大值的乘积；

当所述前置参数大于等于6且小于8，设定谐波控制参数为所述基波控制参数与第二放大值的乘积；

其中，所述第一放大值大于所述第二放大值。

在一些实施例中，还包括：

当所述前置参数小于6，将反馈控制输出设为0。

在一些实施例中，所述根据所述n次谐波的交流期望电压生成谐波控制信号，包括：

将所述n次谐波的交流期望电压和所述采样电流的基波对应的参考电压相加，得到空间矢量脉宽调制输入电压；

将所述空间矢量脉宽调制输入电压输入到空间矢量脉宽调制模块，生成谐波控制信号。

本申请第二方面实施例提供了一种控制器，包括存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现如第一方面所述的控制方法。

本申请第三方面实施例提供了一种电机，包括前述第二方面的控制器。

本申请第四方面实施例提供了一种电动汽车，包括签署第三方面的电机。

本申请第五方面实施例提供了一种计算机可读存储介质，存储有计算机可执行指令，所述计算机可执行指令用于执行如第一方面所述的控制方法。

本申请的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本申请而了解。本申请的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

图1是本申请实施例提供的电机谐波控制方法的整体流程图；

图2是本申请实施例提供的电机谐波控制模块的模块连接示意图；

图3是本申请实施例提供的根据目标谐波次数n变换得到dq坐标系下的谐波电流的流程图；

图4是本申请实施例提供的根据目标谐波次数n反变换得到交流期望电压的流程图；

图5和图6是本申请实施例提供的根据当前转速确定截止频率的流程图；

图7是本申请实施例提供的低通滤波器进行参数处理的示意图；

图8是本申请实施例提供的确定谐波控制参数的流程图；

图9是本申请实施例提供的根据前置参数大小而确定谐波控制参数的流程图；

图10是本申请实施例提供的PI控制模块进行参数处理的示意图；

图11是本申请实施例提供的生成谐波控制信号的流程图；

图12是本申请实施例提供的控制器的结构连接图。

具体实施方式

为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，方法描述中的各步骤或者动作也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚描述某一个实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。

在本申请的描述中，若干的含义是一个或者多个，多个的含义是两个以上，大于、小于、超过等理解为不包括本数，以上、以下、以内等理解为包括本数。如果有描述到第一、第二只是用于区分技术特征为目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量或者隐含指明所指示的技术特征的先后关系。

本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。而本申请所说“连接”、“联接”，如无特别说明，均包括直接和间接连接(联接)。

本申请实施例提供了一种电机谐波控制方法、控制器、电机、电动汽车及存储介质，将dq轴电流输入到低通滤波器中，得到需要抑制的n次谐波电流，然后对该n次谐波电流进行谐波PI控制，通过设计PI控制的参数，可以根据电机的实际运行工况对n次谐波电流进行控制，得到n次谐波控制电压，进而生成谐波控制信号。

下面结合附图对电机谐波控制方法进行说明：

参照图1，本申请实施例提供的一种电机谐波控制方法，包括但不限于以下步骤S100、步骤S200、步骤S300和步骤S400。

步骤S100，根据目标谐波次数n对电机的采样电流进行变换，得到dq坐标系下的谐波电流；

步骤S200，通过低通滤波器对dq坐标系下的谐波电流进行低通滤波，得到n次谐波电流分量，低通滤波器的截止频率根据电机的当前转速确定；

步骤S300，根据电机的当前转速和谐波控制的控制周期确定谐波控制参数，并根据谐波控制参数对n次谐波电流分量进行反馈控制，输出n次谐波控制电压；

步骤S400，根据目标谐波次数n对n次谐波控制电压进行反变换，得到n次谐波的交流期望电压，并根据n次谐波的交流期望电压生成谐波控制信号。

本申请实施例的谐波控制架构如图2所示，包括谐波电流变换模块、低通滤波器、谐波PI(Proportional Integral，比例-积分)控制模块、谐波电压变换模块和SVPWM(SpaceVector Pulse Width Modulation，空间矢量脉宽调制)模块，其中，谐波电流变换模块、低通滤波器、谐波PI控制模块、谐波电压变换模块和SVPWM模块依次连接，在谐波电压变换模块和SVPWM之间设置加法器，加入基波电压或者参考电压生成谐波控制信号。

具体来说，电机的采样电流为abc坐标系下的电流，与电机的三相对应。为了更好进行进行谐波控制，将电机的采样电流从abc坐标系转换到dq坐标系(abc坐标系到dq坐标系的转换公式为公知数学变换公式)。将转换得到的dq坐标系的电流输入到谐波电流变换模块中，执行上述步骤S100的处理。步骤S100的变换根据目标谐波次数n确定，使得变换后的电流与n次谐波相关。根据需要抑制的谐波次数n确定变换角度，从而将dq坐标系的电流变换成dq坐标系下的谐波电流。将dq坐标系下的谐波电流输入到低通滤波器中执行步骤S200的处理进行低通滤波，将不需要谐波控制的非n次谐波的电流分量去除，留下n次谐波电流分量。在这个过程中，低通滤波器的截止频率根据电机的当前转速确定，根据电机的不同转速确定不同的截止频率，可以避免转速波动信息过多带入滤波器中，从而提高低通滤波器的工作效率，优化滤波输出。接着将n次谐波电流分量输入到谐波PI控制模块执行步骤S300的处理，谐波PI控制模块还将电机的当前转速作为其中一个参数输入，结合n次谐波电流分量和谐波控制的控制周期，确定进行PI控制的谐波控制参数，然后根据谐波控制参数对n次谐波电流进行PI控制，生成n次谐波控制电压。接着在谐波电压变换模块中执行步骤S400的一部分处理，根据目标谐波次数n对n次谐波控制电压进行反变换，将dq坐标系下n次谐波控制电压反变换成abc坐标系下的n次谐波的交流期望电压，然后将n次谐波的交流期望电压输入到SVPWM模块执行步骤S400的另一部分处理，n次谐波的交流期望电压与基波电压或者参考电压相加后生成PWM信号，进而控制电机的驱动器的动作，实现整套谐波电流控制和电机控制。

可以理解的是，上述反馈控制可以但不限于是PI(Proportional Integral，比例-积分)控制，也可以是其他的反馈控制方式，如PR(Proportion Resonant，比例-谐振)控制等，本申请实施例对反馈控制的类型不作具体限定。

下面分别对上述各个步骤中的处理过程做出详细的说明。

参照图3，对于步骤S100中根据目标谐波次数n对电机的采样电流进行变换得到dq坐标系下的谐波电流，具体可以通过以下步骤实现：

步骤S110，对电机的采样电流进行坐标系变换，得到dq坐标系下的反馈电流；

步骤S120，根据目标谐波次数n确定Park变换的角度；

步骤S130，根据Park变换的角度对dq坐标系下的反馈电流进行变换，得到dq坐标系下的谐波电流。

如前可知，电机的采样电流处于abc坐标系，例如通过电流采样传感器等器件可以测得电机的原始的三相电流的大小。基于abc坐标系与dq0坐标系的变换公式，可以将电机的采样电流变换成dq坐标系下的反馈电流(包括d轴反馈电流和q轴反馈电流)，然后根据目标谐波次数n确定park变换的角度，根据角度代入park变换公式，可以计算得到dq坐标系下的谐波电流。其中park变换的角度与需要变换的谐波次数n相关，如需要提取5次谐波，则角度为电机角度的-6倍，即-6θ，如需要提取7次谐波，则角度为电机角度的6倍，即6θ，如需要提取11次谐波，则角度为电机角度的-12倍，即-12θ，如需要提取13次谐波，则为12θ，以此类推。根据park变换公式：

i_d＝i_α*cosθ+i_β*sinθ

i_q＝-i_α*sinθ+i_β*cosθ

将谐波对应的角度(如-6θ)代入上式的θ，将d轴反馈电流和q轴反馈电流分别代入上述的i_α和i_β，从而计算得到dq坐标系下的谐波电流(包括d轴谐波电流和q轴谐波电流)。

由于在步骤S100中对采样电流进行了坐标系的变换，变换到dq坐标系上，在经过低通滤波器和谐波PI控制模块后，输出的电压仍然是dq坐标系下的电压，因此在最终生成PWM控制信号之前，需要进行坐标系的反变换，变换到αβ坐标系中。因此在步骤S400中根据目标谐波次数n对n次谐波控制电压进行反变换，得到n次谐波的交流期望电压，参照图4，具体可以通过以下步骤实现：

步骤S410，根据目标谐波次数n确定IPark变换的角度；

步骤S420，根据IPark变换的角度对n次谐波控制电压进行坐标系反变换，得到n次谐波的交流期望电压。

对于dq坐标系下的n次谐波控制电压(包括d轴n次谐波控制电压和q轴n次谐波控制电压)，根据IPark变换(反Park变换)将n次谐波控制电压转换到αβ坐标系中，得到n次谐波的交流期望电压，其中IPark变换的角度与需要变换的谐波次数n相关，如需要提取5次谐波，则角度为电机角度的-6倍，即-6θ，如需要提取7次谐波，则角度为电机角度的6倍，即6θ，如需要提取11次谐波，则角度为电机角度的-12倍，即-12θ，如需要提取13次谐波，则为12θ，以此类推。IPark变换公式类似，根据park变换公式可以容易得到，也是公知数学公式，在此不再写出。

在一个实施例中，参照图5和图6，低通滤波器的截止频率，可以根据以下步骤确定：

步骤S210，当电机的当前转速处于第一转速阈值和第二转速阈值之间，根据预设的第一系数和当前转速确定截止频率；

或者，

步骤S220，当电机的当前转速处于第二转速阈值和第三转速阈值之间，根据预设的第二系数和当前转速确定截止频率；

其中，第一转速阈值表示触发谐波控制的最低转速，第二转速阈值表示谐波控制中电机的低转速区间的上限值，第三转速阈值表示谐波控制中电机的中转速区间的上限值，第一系数大于第二系数。

如图7所示，对电机的转速划分多个转速区间，对于不同转速区间设定不同的截止频率。在本实施例中，对电机的转速划分为低转速、中转速和高转速区间，在低转速区间，低通滤波器可以采用相对较大的截止频率，在中转速区间，低通滤波器可以采用相对较小的截止频率，而在高转速区间，由于谐波控制的频率无法跟上高转速时高次频率的谐波变化情况，因此在高转速区间可以不做谐波控制。具体来说，根据电机的标定参数可以预设几个转速阈值，本实施例中设定第一转速阈值、第二转速阈值和第三转速阈值，第一转速阈值到第二转速阈值之间为低转速区间，第二转速阈值到第三转速阈值之间为中转速区间，超过第三转速阈值为高转速区间。其中，采用动态截止频率的方式进行低通滤波，在电机的转速处于低转速区间的情况下，根据当前转速和第一系数计算得到截止频率(如将当前转速和第一系数的乘积作为截止频率)，由于此时转速较低，如果低通滤波器的截止频率过小会使得转速波动信息过多带入滤波器中，降低滤波器的工作效率，因此第一系数不宜过小，可以设定得相对较大；而在电机的转速处于中转速区间的情况下，根据当前转速和第二系数计算得到截止频率(如将当前转速和第一系数的乘积作为截止频率)，由于此时转速升高，是电机造成车辆NVH问题的焦点转速段，因此需要着重解决谐波抑制的问题，由于此时需要提取的n次谐波与其他次的谐波的频率差增大，需要降低截止频率来优化动态效果，因此第二系数可以适当设定得相对较小。在本实施例中，第一系数大于第二系数。

值得注意的是，第一转速阈值表示的是触发谐波控制的最低转速，那么，在电机的当前转速低于第一转速阈值的情况下，不进行谐波控制。同样地，在电机的当前转速高于第三转速阈值的情况下，也不进行谐波控制。上述两种情况都将低通滤波器的输出设为0。其中当电机的当前转速高于第三转速阈值的情况下，除了将低通滤波器的输出设为0，还可以将滤波结果输出前的滤波观测临时变量结果送到其他观测模块，用于系统的监控参数之一，由于电机的当前转速已经足够高，可以将低通滤波器的截止频率设为第二系数和当前转速的乘积。

在PI控制过程中，计算谐波控制参数的方式有很多种，本申请实施例从电机的实际工况出发，结合目标谐波次数n计算谐波控制参数，进而能够实时地、有针对性地对目标谐波次数n进行谐波抑制，参照图8所示，确定谐波控制参数具体可以包括以下步骤：

步骤S310，对于目标谐波次数n，根据电机的当前转速和谐波控制的控制周期确定前置参数；

步骤S320，根据前置参数的大小以及基波控制参数确定PI控制的谐波控制参数。

前置参数用于判断某n次谐波下，电机在360°的电周期内，共有多少个控制周期可以进行有效的电流控制。前置参数的计算可以参照下式：

其中，Ts表示谐波控制的控制周期，ω_m表示电机的当前转速。当转速升高时，系统面临高阶n次谐波的PI控制，每360°内可以用来控制的周期数越来越少，控制困难，需要对谐波控制参数进行优化，来提高PI控制的响应速度，否则会使控制效果变慢，甚至控制失步。在计算得到前置参数时候，根据前置参数的大小以及基波控制参数可以确定进行PI控制的谐波控制参数。

具体来说，参照图9，上述步骤S320中根据前置参数的大小以及基波控制参数确定PI控制的谐波控制参数，可以包括以下步骤：

步骤S321，获取对采样电流的基波进行PI控制的基波控制参数；

步骤S322，当前置参数大于等于12，设定谐波控制参数为基波控制参数；

步骤S323，当前置参数大于等于8且小于12，设定谐波控制参数为基波控制参数与第一放大值的乘积；

步骤S324，当前置参数大于等于6且小于8，设定谐波控制参数为基波控制参数与第二放大值的乘积；

其中，第一放大值大于第二放大值。

参照图10所示，由于前置参数表示每360°内可以用来控制的周期数的多少，因此可以根据当前转速的大小确定不同前置参数下对应不同的谐波控制参数。当Coef_n≥12时，表示对于高次谐波而言，也至少每隔30°就有一个控制点进行控制，此时n次谐波的谐波控制参数可以与基波的控制参数保持一致，即

K_{p_n}＝K_{p_1}

K_{i_n}＝K_{i_1}

其中K_{p_1}和K_{i_1}是基波控制参数，K_{p_n}和K_{i_n}是n次谐波的谐波控制参数。

当12>Coef_n≥8时，需要对n次谐波的PI参数进行放大，放大方式与系统构造和延迟相关，可以通过一次、二次等函数进行，此处以一次函数为例，即：

当8>Coef_n≥6时，此时谐波控制的载波比较小，需要进一步放大PI参数，此处以一次函数为例，即：

当Coef_n<6时，不进行谐波PI控制，此时谐波控制的载波比过小，且谐波信号容易变化，引起系统振荡，所以将谐波PI的输出结果设为0。其中表示前述步骤S323中的第一放大值，/>表示前述步骤S324中的第二放大值，由于Coef_n的取值范围不同，第二放大值必然大于第一放大值。

当得到n次谐波的谐波控制参数K_{p_n}和K_{i_n}之后，分别对d轴和q轴进行PI控制，得到n次谐波的交流期望电压。

参照图11所示，最后在步骤S400中，根据n次谐波的交流期望电压生成谐波控制信号，具体包括以下步骤：

步骤S430，将n次谐波的交流期望电压和采样电流的基波对应的参考电压相加，得到SVPWM输入电压；

步骤S440，将SVPWM输入电压输入到SVPWM模块，生成谐波控制信号。

在加法器处输入n次谐波的交流期望电压和采样电流的基波对应的参考电压，得到的输入电压输入到SVPWM模块，最后得到谐波控制信号。由于n次谐波的交流期望电压在αβ坐标系中表示，因此所样电流的基波对应的参考电压也相应在αβ坐标系中表示，相当于本申请实施例的加法器有两个，一个加法器是针对α轴的电压进行相加，另一个加法器是针对β轴的电压进行相加。

总之，获得谐波坐标系下的电流反馈后，经过LPF滤波器，获得需要的n次谐波电流直流量，对该谐波电流进行谐波PI控制，获得期望的谐波直流电压，对该电压进行电压变换，获得谐波的交流电压，将该电压与基波的指令电压相加后，作为SVPWM模块的输入，经过SVPWM的调制，输出最终传给控制器的PWM波。经过这样的谐波控制，可以有效抑制电流中的希望抑制的谐波，如5次谐波,7次,11次,13次等，从而解决NVH、损耗等问题。

下面通过一个示例对本申请的控制方法进行详细说明。

参照图2所示，对于图2中的电机谐波控制架构，执行以下各个步骤：

步骤1，对电机的采样电流进行变换后得到dq坐标系下的反馈电流，分别是I_dfdb和I_qfdb，对I_dfdb和I_qfdb进行park变换，其中Park变换的角度根据需要变换的谐波次数n相关，如需要提取5次谐波，则角度为电机角度的-6倍，即-6θ，如需要提取7次谐波，则角度为电机角度的6倍，即6θ，如需要提取11次谐波，则角度为电机角度的-12倍，即-12θ，如需要提取13次谐波，则为12θ，以此类推。经过Park变换后，得到每一个需要提取谐波次数的电流量，即dq坐标系下的谐波电流I_dhar和I_qhar。

步骤2，对dq坐标系下的谐波电流I_dhar和I_qhar进行低通滤波，将其他不需要抑制的谐波次数电流进行滤除，获得n次谐波电流分量，具体为

步骤2.1，判断电机的当前转速ω_m的大小，若ω_m<ω₁(ω₁设定的进入谐波抑制功能的最小电机转速)，则将低通滤波器的输出都设为0，即不进行谐波抑制；否则进入步骤2.2。

步骤2.2，判断电机的当前转速ω_m的大小，若ω_m<ω₂(ω₂设定为根据电机参数标定输入的谐波抑制低转速阈值)，由于此时转速较低，如果低通滤波器的截止频率过小会使得转速波动信息过多带入滤波器中，降低滤波器的工作效率，因此将低通滤波器的截止频率ω_c设为ω_c＝k1*ω_m。对于第一系数k1而言，其值不宜过小，且大于步骤2.3中的第二系数k2，在本示例中k1设为0.2；否则进入步骤2.3。

步骤2.3，判断电机的当前转速ω_m的大小，若ω_m<ω₃(ω₃设定为电机参数标定输入的谐波抑制中速阈值)，时电机处于中速段，是电机NVH问题的焦点，此时需要较好的解决谐波抑制问题，并且转速升高，使得需要提取的n次谐波与其他次的谐波的频率差增大，此时需要降低截止频率来优化动态效果，因此将滤波器的截止频率ω_c设为ω_c＝k2*ω_m。对于第二系数k2而言，其值小于步骤2.2中的第一系数k1，在本示例中k2设为0.1；否则进入步骤2.4。

步骤2.4，判断电机的当前转速ω_m的大小，若ω_m>ω₃，此时电机处于高速段，在此转速段时，电机控制的频率已经无法跟上高转速时高次频率的谐波变化情况，因此将低通滤波器的输出都设为0，即不进行谐波抑制；但此时将滤波结果输出前的滤波观测临时变量结果送到其他观测模块，仅作观测用，由于转速已经足够高，可以将滤波器的截止频率ω_c设为ω_c＝k2*ω₃。

步骤2.5，获得上述计算的低通滤波器的截止频率ω_c之后，结合电机控制芯片内的周期Ts，进行数字滤波器的设计。本示例中以二阶Butterworth为例，进行二阶低通滤波器的设计(二阶滤波器仅为一种举例，其他各种滤波器，无论是一阶、二阶或者高阶滤波器，均可以采用)。

二阶Butterworth的滤波器传递函数为：

其中s＝jω符合拉氏变换和傅里叶变换的关系，将该传递函数离散化之后，带入截止频率ω_c和周期Ts，即可完成滤波器设计。

步骤2.6，基于设计好的低通滤波器对dq坐标系下的谐波电流I_dhar和I_qhar进行低通滤波，得到n次谐波电流分量，分别为I_{d_n}和I_{q_n}。

步骤3，对于需要抑制的n次谐波电流分量I_{d_n}和I_{q_n}，分别进行PI控制(PI控制的具体实现为电机控制行业的公知技术，在此不展开说明)。具体包括：

步骤3.1，根据电机的当前转速ω_m、电机的控制芯片内的控制周期Ts(也即开关频率fs的倒数Ts＝1/fs)计算PI系数的前置参数Coef，其中某n次谐波的前置参数Coef_n计算公式如下：

步骤3.2，当Coef_n≥12时，表示对于高次谐波而言，也至少每隔30°就有一个控制点进行控制，此时n次谐波的谐波控制参数可以与基波的控制参数保持一致，即

K_{p_n}＝K_{p_1}

K_{i_n}＝K_{i_1}

当12>Coef_n≥8时，需要对n次谐波的PI参数进行放大，放大方式与系统构造和延迟相关，可以通过一次、二次等函数进行，此处以一次函数为例，即：

当8>Coef_n≥6时，此时谐波控制的载波比较小，需要进一步放大PI参数，此处以一次函数为例，即：

当Coef_n<6时，不进行谐波PI控制，此时谐波控制的载波比过小，且谐波信号容易变化，引起系统振荡，所以将谐波PI的输出结果设为0。其中K_{p_}和K_{i_1}是基波控制参数，K_{p_n}和K_{i_n}是n次谐波的谐波控制参数。

步骤3.3，当得到n次谐波的谐波控制参数K_{p_n}和K_{i_n}之后，分别对d轴和q轴进行PI控制，得到n次谐波的交流期望电压U_{d_n}和U_{q_n}。

步骤4，对n次谐波的交流期望电压U_{d_n}和U_{q_n}进行反Park变换(即IPark变换)，其中IPark的角度也需要根据谐波次数进行对应。经过IPark变换到αβ坐标系后，得到n次谐波的交流期望电压U_{alpha_n}和U_{beta_}。

步骤5，将所有各次谐波的交流期望电压U_{alpha_n}和U_{beta_}，与基波对应的参考电压(指令电压)U_{alpha_ref}和U_{beta_}分别相加作为SVPWM模块的输入，用来生成PWM波，进而控制驱动器的动作，实现整套谐波电流控制与电机控制。

此外，本申请实施例还提供了一种控制器，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，处理器执行计算机程序时实现如前的控制方法。

参照图12，以控制器1000中的控制处理器1001和存储器1002可以通过总线连接为例。存储器1002作为一种非暂态计算机可读存储介质，可用于存储非暂态软件程序以及非暂态性计算机可执行程序。此外，存储器1002可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非暂态存储器，例如至少一个磁盘存储器、闪存器件、或其他非暂态固态存储器件。在一些实施方式中，存储器1002可选包括相对于控制处理器1001远程设置的存储器，这些远程存储器可以通过网络连接至控制器1000。上述网络的实例包括但不限于互联网、企业内部网、局域网、移动通信网及其组合。

本领域技术人员可以理解，图12中示出的装置结构并不构成对控制器1000的限定，可以包括比图示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者不同的部件布置。

此外，本申请实施例还提供了一种电机，包括上述控制器1000，控制器执行上述的控制方法。

此外，本申请实施例还提供了一种电动汽车，包括上述电机。

此外，本申请实施例还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，计算机可执行指令用于执行上述的控制方法，例如，被图12中的一个处理器1001执行，可使得上述一个或多个处理器执行上述方法实施例中的控制方法，例如，执行以上描述的图1中的方法步骤S100至步骤S400、图3中的方法步骤S110至步骤S130、图4中的方法步骤S410至步骤S420、图5中的方法步骤S210、图6中的方法步骤S220、图8中的方法步骤S310至步骤S320、图9中的方法步骤S321至步骤S324以及图11中的方法步骤S430至步骤S440。

以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络节点上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。

本领域普通技术人员可以理解，上文中所公开方法中的全部或某些步骤、系统可以被实施为软件、固件、硬件及其适当的组合。某些物理组件或所有物理组件可以被实施为由处理器，如中央处理器、数字信号处理器或微处理器执行的软件，或者被实施为硬件，或者被实施为集成电路，如专用集成电路。这样的软件可以分布在计算机可读介质上，计算机可读介质可以包括计算机可读存储介质(或非暂时性介质)和通信介质(或暂时性介质)。如本领域普通技术人员公知的，术语计算机可读存储介质包括在用于存储信息(诸如计算机可读指令、数据结构、程序模块或其他数据)的任何方法或技术中实施的易失性和非易失性、可移除和不可移除介质。计算机可读存储介质包括但不限于RAM、ROM、EEPROM、闪存或其他存储器技术、CD-ROM、数字多功能盘(DVD)或其他光盘存储、磁盒、磁带、磁盘存储或其他磁存储装置、或者可以用于存储期望的信息并且可以被计算机访问的任何其他的介质。此外，本领域普通技术人员公知的是，通信介质通常包含计算机可读指令、数据结构、程序模块或者诸如载波或其他传输机制之类的调制数据信号中的其他数据，并且可包括任何信息递送介质。

以上是对本申请的较佳实施进行了具体说明，但本申请并不局限于上述实施方式，熟悉本领域的技术人员在不违背本申请精神的前提下还可作出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。

Claims (13)

1.一种电机谐波控制方法，其特征在于，包括：

根据目标谐波次数n对电机的采样电流进行变换，得到dq坐标系下的谐波电流；

通过低通滤波器对所述dq坐标系下的谐波电流进行低通滤波，得到n次谐波电流分量，所述低通滤波器的截止频率根据电机的当前转速确定；

根据电机的当前转速和谐波控制的控制周期确定谐波控制参数，并根据所述谐波控制参数对所述n次谐波电流分量进行反馈控制，输出n次谐波控制电压；

根据所述目标谐波次数n对所述n次谐波控制电压进行反变换，得到n次谐波的交流期望电压，并根据所述n次谐波的交流期望电压生成谐波控制信号。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述根据目标谐波次数n对电机的采样电流进行变换，得到dq坐标系下的谐波电流，包括：

对电机的采样电流进行坐标系变换，得到dq坐标系下的反馈电流；

根据目标谐波次数n确定Park变换的角度；

根据Park变换的角度对所述dq坐标系下的反馈电流进行变换，得到dq坐标系下的谐波电流。

3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述目标谐波次数n对所述n次谐波控制电压进行反变换，得到n次谐波的交流期望电压，包括：

根据所述目标谐波次数n确定IPark变换的角度；

根据IPark变换的角度对所述n次谐波控制电压进行坐标系反变换，得到n次谐波的交流期望电压。

4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述低通滤波器截止频率通过以下步骤确定：

当电机的当前转速处于第一转速阈值和第二转速阈值之间，根据预设的第一系数和所述当前转速确定截止频率；

或者，

当电机的当前转速处于所述第二转速阈值和第三转速阈值之间，根据预设的第二系数和所述当前转速确定截止频率；

其中，所述第一转速阈值表示触发谐波控制的最低转速，所述第二转速阈值表示谐波控制中电机的低转速区间的上限值，所述第三转速阈值表示谐波控制中电机的中转速区间的上限值，所述第一系数大于所述第二系数。

5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，还包括：

当电机的当前转速小于所述第一转速阈值或大于所述第三转速阈值，将所述低通滤波器的输出设为0。

6.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述根据电机的当前转速和谐波控制的控制周期确定谐波控制参数，包括：

对于目标谐波次数n，根据电机的当前转速和谐波控制的控制周期确定前置参数；

根据所述前置参数的大小以及基波控制参数确定反馈控制的谐波控制参数。

7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述前置参数的大小以及基波控制参数确定反馈控制的谐波控制参数，包括：

获取对所述采样电流的基波进行反馈控制的基波控制参数；

当所述前置参数大于等于12，设定谐波控制参数为所述基波控制参数；

当所述前置参数大于等于8且小于12，设定谐波控制参数为所述基波控制参数与第一放大值的乘积；

当所述前置参数大于等于6且小于8，设定谐波控制参数为所述基波控制参数与第二放大值的乘积；

其中，所述第一放大值大于所述第二放大值。

8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，还包括：

当所述前置参数小于6，将反馈控制输出设为0。

9.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述n次谐波的交流期望电压生成谐波控制信号，包括：

将所述n次谐波的交流期望电压和所述采样电流的基波对应的参考电压相加，得到空间矢量脉宽调制输入电压；

将所述空间矢量脉宽调制输入电压输入到空间矢量脉宽调制模块，生成谐波控制信号。

10.一种控制器，其特征在于，包括存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现如权利要求1至9中任一所述的控制方法。

11.一种电机，其特征在于，包括权利要求10所述的控制器。

12.一种电动汽车，其特征在于，包括权利要求11所述的电机。

13.一种计算机可读存储介质，其特征在于，存储有计算机可执行指令，所述计算机可执行指令用于执行如权利要求1至9中任一所述的控制方法。