CN117768285A - Tcm编码的simo-otfs系统及波形调制方法 - Google Patents
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Abstract
本申请公开了一种TCM编码的SIMO‑OTFS系统及波形调制方法，所述系统的发射机包括依次连接的TCM调制器、SIMO‑OTFS调制器、循环前缀添加模块和发射器；接收机包括多个接收器，每个接收器依次与循环前缀去除模块和OTFS解调器连接，每个OTFS解调器均与MMSE检测器连接，MMSE检测器与TCM解调器连接。本申请所提出的TCM编码的SIMO‑OTFS系统结合了SIMO系统中的TCM编码技术和正交时频空间波形，以提高通信的可靠性。所提出的TCM编码SIMO‑OTFS系统不仅能在不增加信号带宽的情况下实现信道编码增益，还能实现时间、频率和空间分集增益，从而在不增加发射功率的情况下抵御时变信道干扰。
Description
技术领域
本申请涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种TCM编码的SIMO-OTFS系统及波形调制方法。
背景技术
Trellis编码调制(TCM)是一种带宽效率高的编码方法。它通过增加调制阶数并精心设计卷积编码器和星座映射器，将编码和调制结合起来，使编码增益足以补偿因调制阶数增加而造成的损失，并减少编码序列之间的最小欧氏距离(MED)，从而确保增加更多比特不会影响信号带宽。
移动性场景中的通信是未来无线网络的一个关键应用，随着频谱资源日益稀缺和上行链路设备能耗限制越来越严格，需要一种能在带宽和功率有限的时变信道中可靠通信的技术。
发明内容
本申请提供了一种TCM编码的SIMO-OTFS系统及波形调制方法，以解决目前频谱资源日益稀缺和上行链路设备能耗限制越来越严格的技术问题，从而在不增加信号带宽的情况下实现信道编码增益，实现时间、频率和空间分集增益，从而在不增加发射功率的情况下抵御时变信道干扰。
为解决上述技术问题，第一方面，本申请提供了一种TCM编码的SIMO-OTFS系统，所述系统包括：发射机和接收机；
所述发射机包括依次连接的TCM调制器、SIMO-OTFS调制器、循环前缀添加模块和发射器；
所述TCM调制器，用于将输入比特调制为TCM编码词，所述TCM编码词的编码符号序列具有最大的自由欧式距离；
所述SIMO-OTFS调制器，用于将所述TCM编码词调制为发射信号；
所述循环前缀添加模块，用于对所述发射信号添加循环前缀；
所述发射器，用于发射添加循环前缀的发射信号；
所述接收机包括多个接收器，每个所述接收器依次与循环前缀去除模块和OTFS解调器连接，每个所述OTFS解调器均与MMSE检测器连接，所述MMSE检测器与TCM解调器连接；
所述循环前缀去除模块，用于去除传输信号的循环前缀，以获得接收信号；
所述OTFS解调器，用于对所述接收信号进行解调，获得输出信息；
所述MMSE检测器，用于对所述输出信息进行检测；
所述TCM解调器，用于对检验后的输出信息进行解调，以获取输出比特。
优选的，所述系统还包括SIMO信道；
所述SIMO信道用于传输添加循环前缀的发射信号。
优选的，所述TCM调制器包括2/3速率非系统卷积编码器和8PSK星座映射器；所述2/3速率非系统卷积编码器和所述8PSK星座映射器的级联最大化不同星座点对之间的自由欧式距离。
所述TCM编码词表示为：
x＝[b1,b2…,bMN]T，
其中，M和N分别表示DD域中的延迟和多普勒频带数，bMN表示编码符号。
优选的，所述将所述TCM编码词调制为发射信号，包括：
将所述TCM编码词根据DD网格重新排列，获得DD域符号矩阵；
采用逆辛有限傅里叶变换将所述DD域符号矩阵映射到时频域，得到时域传输信号；
将所述时域传输信号沿频率维度进行IDFT变换，得到时域传输信号的矩阵形式；
将所述时域传输信号的矩阵形式通过逐时并行到串行转换，获取一维时域采样矢量，并将其作为发射信号。
优选的，所述时域传输信号表示为：
其中，XDD表示DD域符号矩阵，FM表示表示M点傅里叶变换，表示N点逆傅里叶变换，
所述时域传输信号矩阵表示为：
其中，表示M点逆傅里叶变换；
所述发射信号表示为：
其中，vec表示将矩阵向量化的运算符。
优选的，所述循环前缀去除模块后还包括信号转换模块；
所述信号转换模块，用于根据SIMO信道在延迟时域中的离散，得到发射信号和接收信号之间的延迟时域信道矩阵；以及基于发射信号和接收信号之间的时域等效关系，根据所述延迟时域信道矩阵计算接收信号；
所述接收信号表示为：
rq＝Gqs+wq，
其中，rq表示第q个接收器的接收信号，表示第q个接收器的发送信号和接收信号之间的延迟时域信道矩阵，wq表示相互独立的加性高斯白噪声；
所述延迟时域信道矩阵表示为：
其中，P表示信道路径数，hi表示第i条SIMO信道路径的复增益，Π表示置换矩阵，向前循环移位，Δ＝diag{z0,z1,…,zMN-1}表示一个对角矩阵，j表示虚数，li和ki分别表示第i个SIMO信道路径的延迟和多普勒指数的整数部分，T表示一个OFDM时隙的持续时间，Vi∈(-0.5,0.5)表示与最近多普勒指数的分数偏移。
优选的，所述对所述接收信号进行解调，获得输出信息，包括：
将所述接收信号通过OFDM解调器解调和SFFT变换联合运算，得到输出信息矩阵；
对所述输出信息矩阵进行列向矢量化，得到DD域中发射信号和输出信息之间的关系；
根据所述DD域中发射信号和输出信息之间的关系，以及所述发射信号和接收信号之间的时域等效关系，得到DD域TCM编码词与输出信息之间的关系；
根据所述DD域TCM编码词与输出信息之间的关系，得到输出信息。
优选的，所述输出信息矩阵表示为：
其中，表示重塑接收信号的矩阵形式，FN表示N点傅里叶变换，FM表示M点傅里叶变换，/>表示M点逆傅里叶变换；
所述DD域中发射信号和输出信息之间的关系表示为：
其中，和/> 分别表示第q个接收天线的DD域等效信道矩阵和等效噪声矢量；
所述DD域TCM编码词与输出信息之间的关系表示为：
其中，yQ表示第q个接收天线的输出信息。
优选的，述TCM解调器为基于软决策的Viterbi解码器。
第二方面，本申请还提供了一种基TCM编码的SIMO-OTFS波形调制方法，采用如上所述的TCM编码的SIMO-OTFS系统，所述方法包括：
将输入比特输入TCM调制器调制为TCM编码词，所述TCM编码词的编码符号序列具有最大的自由欧式距离；
将所述TCM编码词输入SIMO-OTFS调制器调制为发射信号；
对所述发射信号添加循环前缀后通过发射器发射；
对接收器接收的传输信号进行去除循环前缀操作，获得接收信号；
将所述接收信号输入OTFS解调器进行解调，获得输出信息；
将所述输出信息输入MMSE检测器进行检测；
将检验后的输出信息输入TCM解调器进行解调，获得输出比特。
本申请提供的TCM编码的SIMO-OTFS系统及波形调制方法，所述系统的发射机包括依次连接的TCM调制器、SIMO-OTFS调制器、循环前缀添加模块和发射器；接收机包括多个接收器，每个接收器依次与循环前缀去除模块和OTFS解调器连接，每个所述OTFS解调器均与MMSE检测器连接，所述MMSE检测器与TCM解调器连接。将TCM编码OTFS扩展到多天线接收的情况，TCM编码的SIMO-OTFS系统可在不增加发送功率和带宽的条件下提高误帧率性能，性能随天线数的增加而提高，TCM编码的SIMO-OTFS系统更适用于在功率和带宽受限的快速移动上行设备上使用。本申请所提出的TCM编码的SIMO-OTFS系统结合了单输入多输出(SIMO)系统中的trellis编码调制(TCM)技术和正交时频空间(OTFS)波形，以提高通信的可靠性。所提出的TCM编码SIMO-OTFS系统不仅能在不增加信号带宽的情况下实现信道编码增益，还能实现时间、频率和空间分集增益，从而在不增加发射功率的情况下抵御时变信道干扰。
附图说明
图1是本申请一个优选实施例所提供的一种TCM编码的SIMO-OTFS系统结构示意图；
图2是本申请一个优选实施例所提供的TCM调制器原理示意图；
图3(a)是本申请一个优选实施例所提供的2/3速率非系统卷积编码器的单个符号子集示意图，3(b)是TCM调制器状态转移和最短欧氏平方距离对应的路径示意图；
图4(a)所示为本申请一个优选实施例所提供的快速时变EVA信道中TCM-OTFS和未编码QPSK-OTFS的误码率性能示意图，4(b)所示为在慢速时变EPA信道中TCM-OTFS和未编码QPSK-OTFS的FER性能示意图；
图5是本申请一个优选实施例所提供的一种TCM编码的SIMO-OTFS波形调制方法步骤示意图；
附图标记：
1-发射机，11-TCM调制器，12-SIMO-OTFS调制器，13-循环前缀添加模块，14-和发射器，2-接收机，21-接收器，22-循环前缀去除模块，23-OTFS解调器，24-MMSE检测器，25-TCM解调器。
具体实施方式
下面结合附图具体阐明本申请的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本申请的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本申请专利保护范围的限制。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
为解决解决目前频谱资源日益稀缺和上行链路设备能耗限制越来越严格的技术问题，本申请实施例提供了TCM编码的SIMO-OTFS系统，从而在不增加信号带宽的情况下实现信道编码增益，实现时间、频率和空间分集增益，从而在不增加发射功率的情况下抵御时变信道干扰。。
请参阅图1，在本申请的实施例中，提供了一种TCM编码的SIMO-OTFS系统，所述系统包括：发射机1和接收机2；
所述发射机1包括依次连接的TCM调制器11、SIMO-OTFS调制器12、循环前缀添加模块13和发射器14；
所述TCM调制器11，用于将输入比特调制为TCM编码词，所述TCM编码词的编码符号序列具有最大的自由欧式距离；
所述SIMO-OTFS调制器12，用于将所述TCM编码词调制为发射信号；
所述循环前缀添加模块13，用于对所述发射信号添加循环前缀；
所述发射器14，用于发射添加循环前缀的发射信号；
所述接收机2包括多个接收器21，每个所述接收器21依次与循环前缀去除模块22和OTFS解调器23连接，每个所述OTFS解调器23均与MMSE检测器24连接，所述MMSE检测器24与TCM解调器25连接；
所述循环前缀去除模块22，用于去除传输信号的循环前缀，以获得接收信号；
所述OTFS解调器23，用于对所述接收信号进行解调，获得输出信息；
所述MMSE检测器24，用于对所述输出信息进行检测；
所述TCM解调器25，用于对检验后的输出信息进行解调，以获取输出比特。
OTFS调制表示正交时频空调制技术，它通过在延迟-多普勒域调制信息以适应信道的动态变化。相较于在4G中的正交频分复用(OFDM)调制技术，OTFS拥有更强的抵抗多普勒频移的能力，被视作一种在5G-Advance和6G场景很有竞争力的候选波形。
TCM调制器即栅格编码调制，是一种信道编码和调制策略，通过对卷积编码器和星座映射器进行联合设计，以保证在提高调制阶数的情况下获取编码增益而提高通信系统的可靠性。
如图2所示为由2/3速率非系统卷积编码器和8PSK星座映射器组成的8状态8PSKTCM编码器。与最大化自由汉明距离的传统编码策略不同，TCM的卷积编码器必须为后置星座映射器服务，两者的级联必须最大化不同星座点对之间的自由欧氏距离，非系统卷积编码器是TCM的最优编码器，非系统卷积编码器输出比特到8PSK星座映射器的符号映射遵循经典的集合划分规则，因此，TCM编码器输出的TCM编码词在通信传输中具有最大的自由欧氏距离。假设系统需要传输2MN信息比特，则输出的MN符号可以用列向量表示为：x＝[b1,b2…,bMN]T。
由此产生的TCM编码词x然后被传送到SIMO-OTFS调制器。
SIMO-OTFS调制器，用于将TCM编码词调制为发射信号，具体调制过程如下：
将TCM编码词根据DD网格重新排列，获得DD域符号矩阵，DD域符号矩阵表示为：
其中，M和N分别表示DD域中的延迟和多普勒频带数。
之后，使用逆辛有限傅里叶变换(ISFFT)将DD域中的符号矩阵映射到时频域，得到时域传输信号。
逆辛有限傅里叶变换是一种二维的离散傅里叶变换，是对二维信号的一个维度做离散傅里叶变换，另一维度做逆离散傅里叶变换，在OTFS调制中用于将时延-多普勒域的信号变换到时间-频率域上。
逆辛有限傅里叶变换可被视为延迟和多普勒维分别应用M点进行DFT变换和应用N点进行IDFT变换，可表示为：
其中，XDD表示DD域符号矩阵，FM表示M点傅里叶变换，表示为N点逆傅里叶变换。
时域传输信号完全可以由其关于延迟分辨率的采样来描述，时域传输信号的矩阵形式可以通过应用M点沿频率维度进行IDFT变换来获得时域传输信号矩阵，表示如下：
其中，表示为M点逆傅里叶变换。
最后，将时域传输信号的矩阵形式通过逐时并行到串行转换，获取一维时域采样矢量，并将其作为发射信号，发射信号表示如下：
其中，vec表示将矩阵向量化的运算符。
为发射信号添加循环前缀，并通过发射器进行发射。在本申请中，采用SIMO信道系统进行传输，SIMO信道系统为单天线发送多天线接收系统，同一个发送信号通过多条独立信道到达接收端的各个天线，能够获取全部的接收天线分集增益，以提高通信系统的可靠性。
考虑SIMO信道延迟时域中的离散时表示为：
其中，hi是第i条信道路径的复增益，Π是置换矩阵(前向循环移位)，即：
其中，P表示信道路径数，Δ＝diag{z0,z1,…,zMN-1}是一个对角矩阵，其中，j表示虚数，li和ki分别表示第i个信道路径的延迟和多普勒指数的整数部分，它们是根据延迟分辨率T/M和多普勒分辨率1/NT取样得到的，其中T表示一个OFDM时隙的持续时间，Vi∈(-0.5,0.5)表示与最近多普勒指数的分数偏移。
因此，通过噪声时变信道后发射信号和接收信号之间的时域等效关系可表示为：
其中，表示加性高斯白噪声。
对于SIMO-OTFS系统的第q个天线，接收信号表示为：
rq＝Gqs+wq，
其中，rq表示第q个接收器的接收信号，表示第q个接收器的发送信号和接收信号之间的延迟时域信道矩阵，wq表示相互独立的加性高斯白噪声。
故在循环前缀去除模块后还包括信号转换模块，用于根据SIMO信道在延迟时域中的离散，得到发射信号和接收信号之间的延迟时域信道矩阵；以及基于发射信号和接收信号之间的时域等效关系，根据所述延迟时域信道矩阵计算接收信号。
与SIMO-OTFS调制相对应，OTFS解调基于传统的OFDM解调和SFFT来实现。这两个模块的合并可以通过沿时间维度应用N点进行DFT变换来表示，以得到输出信息矩阵，输出信息矩阵表示为：
其中，表示重塑接收信号的矩阵形式，FN表示N点傅里叶变换，FM表示M点傅里叶变换，/>表示M点逆傅里叶变换。
通过对矩阵Yq进行列向矢量化，可以得到DD域中发射信号和输出信息之间的关系为：
其中，其中，和/> 分别表示第q个接收天线的DD域等效信道矩阵和等效噪声矢量。
在本申请提供的TCM编码的SIMO-OTFS系统中，发射信号和接收信号之间的时域等效关系表示为：
则DD域TCM编码词与输出信息之间的关系表示为：
其中，yq表示第q个接收天线的输出信息。
DD域TCM编码词与输出信息之间的关系还可表示为：
进一步的，在信号检测方面，对应用具有理想信道状态信息的MMSE检测器，可表示为：
其中，表示摩尔-彭罗斯伪逆运算，I是一个MN×MN的单元矩阵，/>表示DD域单入多出等效信道矩阵，σ表示加性高斯白噪声的方差。
在获取DD域符号后，通过TCM解调器对检验后的输出信息进行解调，以获取输出比特。
TCM解调器使用基于软决策的Viterbi解码器同时执行解调和解码。TCM解调器的解码度量是编码词之间的欧几里得距离，它将被用来根据最大似然准则对接收到的编码比特进行软决策，首先在每个子集中确定与接收信号距离最小的最佳信号子集，然后在树状结构末端选择最大似然路径。
本文结合了单输入多输出(SIMO)系统中的trellis编码调制(TCM)技术和正交时频空间(OTFS)波形，以提高通信的可靠性。所提出的TCM编码SIMO-OTFS系统不仅能在不增加信号带宽的情况下实现信道编码增益，还能实现时间、频率和空间分集增益，从而在不增加发射功率的情况下抵御时变信道干扰。
接下来，对本申请提供的TCM编码的SIMO-OTFS系统进行性能分析。在编码OTFS系统中，对于大量信道传播路径的一般瑞利衰落欠展宽感静态不相关散射(WSSUS)信道和相当高的信噪比(SNR)，编码信号的渐近编码增益定义为：
其中，表示允许编码序列之间的MED平方，/>表示未编码星座中符号之间的MED平方，Es,coded表示编码符号的能量，Es,uncoded表示未编码符号的能量。
图3(a)描述了基于图2所示2/3速率非系统卷积编码器的单个符号子集，其中突出显示了比特到符号的映射关系以及到0符号的归一化欧氏平方距离。一般TCM的状态数由编码器寄存器的数量决定，状态转换定义了编码器的输出。如图3(b)所示为TCM调制器状态转移和最短欧氏平方距离对应的路径，有8个状态，每个状态有一个度-4，在下一个时隙连接到4个状态，其中TCM编码器的输出是与状态转换相关的星座符号。
在本申请中，通过带有适当均衡器的最小距离解码器实现最大似然解码。这种最小距离解码器的误差性能取决于连续的欧氏距离。此外，由于Q函数的特性，MED的误差事件在TCM的误差性能中占主导地位。在图3(b)中，粗线标出了导致MED误差的事件。对于这一特定误差事件，相应的星座符号以4、2和6为索引，其欧氏距离平方为：
采用归一化符号能量，在AWGN信道下，8态8PSK TCM的渐近编码增益为3.6dB。然而，由于时变信道会对传输的信息符号产生干扰，因此在时变信道下通过提高信噪比来获得渐近编码增益变得十分困难。因此，通过在双选择信道中使用稳健的OTFS波形，并将其与多天线接收器技术相结合，可以显著降低时变信道中的干扰效应，从而获得良好的误差性能。
对本申请提供的TCM编码的SIMO-OTFS系统的解调器和解码器复杂度进行分析。TCM-OTFS接收机中使用了MMSE检测器，该检测器适用于具有q个接收天线的SIMO系统。
MMSE线性变换矩阵为：
GMMSE的计算包括对QMN×MN矩阵进行Moore-Penrose伪逆运算，如果使用奇异值分解法，该运算的计算复杂度与正相关。
在检测到估计符号后，必须使用TCM解码器将信息符号解映射到信息位。在此，主要计算与使用Viterbi解码器相关的复杂度。
除了软决策、硬件设计和并行性提供的数学计算之外，8状态、每状态4分支的树状结构的维特比解码器的计算成本与呈正相关。
维特比解码器引入的复杂度是乘法，这意味着总复杂度在的数量级，数值模拟仿真参数见表一。
表1仿真参数
将在带宽和功率限制条件下，分别比较EVA和EPA信道中基于8PSK的TCM编码OTFS(TCM-OTFS系统)和基于QPSK的未编码OTFS(QPSK-OTFS)。同时，将TCM-OTFS和QPSK-OTFS扩展到SIMO场景。
EVA信道是一个具有9路传播路径的快速时变信道，在500Km/h的速度下，EVA信道的最大多普勒频移为1850Hz，本申请使用Jakes公式计算了各传播路径对应的多普勒频移。同样，当以3Km/h的速度移动时，作为低速时变信道的7路传播路径EPA的最大多普勒频移为11Hz。
图4(a)描述了在快速时变EVA信道中TCM-OTFS和未编码QPSK-OTFS的误码率性能。仿真结果表明，在SISO、1×2SIMO和1×3SIMO配置中配置中，TCM-OTFS的FER低于QPSK-OTFS，这表明信道编码带来的增益可以弥补调制阶数增加导致的性能下降。
此外，增加接收天线数量可大大提高编码和非编码情况下的FER性能，其中TCM-OTFS比QPSK-OTFS从接收天线数量的增加中获益更多。具体来说，随着天线数量的增加，TCM-OTFS的误码率性能比未编码OTFS的误码率性能提高得更多。这是因为MMSE均衡器的误差性能随着天线数量的增加而提高。因此，TCM编码器的有效信噪比通常会提高，从而带来更高的有效编码增益。
同样，4(b)描述了在慢速时变EPA信道中TCM-OTFS和未编码QPSK-OTFS的FER性能。仿真结果表明，在天线配置相同的情况下，EPA信道环境下波形的FER性能比EVA信道环境下要差，而且随着天线数量的增加，EVA信道下的FER下降得更快，这意味着多天线接收技术更适合快速时变信道。此外，尽管性能增益随接收天线数量的增加而增长，但在EPA信道中，TMC-OTFS相对于QPSK-OTFS的性能增益不如在EVA信道中相同天线配置下的性能增益大。
根据这一观察结果，我们注意到编码OTFS一般在信道干扰较少的情况下表现良好。因此，多天线的SIMO系统非常适合提高编码OTFS的性能。
基于一种TCM编码的SIMO-OTFS系统，本申请还提供了一种TCM编码的SIMO-OTFS波形调制方法，所述方法包括；
S1、将输入比特输入TCM调制器调制为TCM编码词，所述TCM编码词的编码符号序列具有最大的自由欧式距离。
S2、将所述TCM编码词输入SIMO-OTFS调制器调制为发射信号。
S3、对所述发射信号添加循环前缀后通过发射器发射。
S4、对接收器接收的传输信号进行去除循环前缀操作，获得接收信号。
S5、将所述接收信号输入OTFS解调器进行解调，获得输出信息。
S6、将所述输出信息输入MMSE检测器进行检测。
S7、将检验后的输出信息输入TCM解调器进行解调，获得输出比特。
关于一种TCM编码的SIMO-OTFS波形调制方法的具体限定可以参见上述对于一种TCM编码的SIMO-OTFS系统的限定，此处不再赘述。专业技术人员可以对每个特定的应用使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。
本申请实施例所提出的TCM编码的SIMO-OTFS系统及波形调制方法，所述系统的发射机包括依次连接的TCM调制器、SIMO-OTFS调制器、循环前缀添加模块和发射器；接收机包括多个接收器，每个接收器依次与循环前缀去除模块和OTFS解调器连接，每个所述OTFS解调器均与MMSE检测器连接，所述MMSE检测器与TCM解调器连接。将TCM编码OTFS扩展到多天线接收的情况，TCM编码的SIMO-OTFS系统可在不增加发送功率和带宽的条件下提高误帧率性能，性能随天线数的增加而提高，TCM编码的SIMO-OTFS系统更适用于在功率和带宽受限的快速移动上行设备上使用。本申请所提出的TCM编码的SIMO-OTFS系统结合了单输入多输出(SIMO)系统中的trellis编码调制(TCM)技术和正交时频空间(OTFS)波形，以提高通信的可靠性。所提出的TCM编码SIMO-OTFS系统不仅能在不增加信号带宽的情况下实现信道编码增益，还能实现时间、频率和空间分集增益，从而在不增加发射功率的情况下抵御时变信道干扰。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种优选实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和替换，这些改进和替换也应视为本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。
Claims (10)
1.一种TCM编码的SIMO-OTFS系统，其特征在于，所述系统包括：发射机和接收机；
所述发射机包括依次连接的TCM调制器、SIMO-OTFS调制器、循环前缀添加模块和发射器；
所述TCM调制器，用于将输入比特调制为TCM编码词，所述TCM编码词的编码符号序列具有最大的自由欧式距离；
所述SIMO-OTFS调制器，用于将所述TCM编码词调制为发射信号；
所述循环前缀添加模块，用于对所述发射信号添加循环前缀；
所述发射器，用于发射添加循环前缀的发射信号；
所述接收机包括多个接收器，每个所述接收器依次与循环前缀去除模块和OTFS解调器连接，每个所述OTFS解调器均与MMSE检测器连接，所述MMSE检测器与TCM解调器连接；
所述循环前缀去除模块，用于去除传输信号的循环前缀，以获得接收信号；
所述OTFS解调器，用于对所述接收信号进行解调，获得输出信息；
所述MMSE检测器，用于对所述输出信息进行检测；
所述TCM解调器，用于对检验后的输出信息进行解调，以获取输出比特。
2.如权利要求1所述的TCM编码的SIMO-OTFS系统，其特征在于，所述系统还包括SIMO信道；
所述SIMO信道用于传输添加循环前缀的发射信号。
3.如权利要求2所述的TCM编码的SIMO-OTFS系统，其特征在于，所述TCM调制器包括2/3速率非系统卷积编码器和8PSK星座映射器；所述2/3速率非系统卷积编码器和所述8PSK星座映射器的级联最大化不同星座点对之间的自由欧式距离；
所述TCM编码词表示为：
x＝[b1,b2…,bMN]T，
其中，M和N分别表示DD域中的延迟和多普勒频带数，bMN表示编码符号。
4.如权利要求3所述的TCM编码的SIMO-OTFS系统，其特征在于，所述将所述TCM编码词调制为发射信号，包括：
将所述TCM编码词根据DD网格重新排列，获得DD域符号矩阵；
采用逆辛有限傅里叶变换将所述DD域符号矩阵映射到时频域，得到时域传输信号；
将所述时域传输信号沿频率维度进行IDFT变换，得到时域传输信号的矩阵形式；
将所述时域传输信号的矩阵形式通过逐时并行到串行转换，获取一维时域采样矢量，并将其作为发射信号。
5.如权利要求4所述的TCM编码的SIMO-OTFS系统，其特征在于，所述时域传输信号表示为：
其中，XDD表示DD域符号矩阵，FM表示M点傅里叶变换，表示N点逆傅里叶变换；
所述时域传输信号矩阵表示为：
其中，表示M点逆傅里叶变换；
所述发射信号表示为：
其中，vec表示将矩阵向量化的运算符。
6.如权利要求5所述的TCM编码的SIMO-OTFS系统，其特征在于，所述循环前缀去除模块后还包括信号转换模块；
所述信号转换模块，用于根据SIMO信道在延迟时域中的离散，得到发射信号和接收信号之间的延迟时域信道矩阵；以及基于发射信号和接收信号之间的时域等效关系，根据所述延迟时域信道矩阵计算接收信号；
所述接收信号表示为：
rq＝Gqs+wq，
其中，rq表示第q个接收器的接收信号，表示第q个接收器的发送信号和接收信号之间的延迟时域信道矩阵，wq表示相互独立的加性高斯白噪声；
所述延迟时域信道矩阵表示为：
其中，P表示信道路径数，hi表示第i条SIMO信道路径的复增益，Π表示置换矩阵，向前循环移位，Δ＝diag{z0,z1,…,zMN-1}表示一个对角矩阵，j表示虚数，li和ki分别表示第i个SIMO信道路径的延迟和多普勒指数的整数部分，T表示一个OFDM时隙的持续时间，Gi∈(-0.5,0.5)表示与最近多普勒指数的分数偏移。
7.如权利要求6所述的TCM编码的SIMO-OTFS系统，其特征在于，所述对所述接收信号进行解调，获得输出信息，包括：
将所述接收信号通过OFDM解调器解调和SFFT变换联合运算，得到输出信息矩阵；
对所述输出信息矩阵进行列向矢量化，得到DD域中发射信号和输出信息之间的关系；
根据所述DD域中发射信号和输出信息之间的关系，以及所述发射信号和接收信号之间的时域等效关系，得到DD域TCM编码词与输出信息之间的关系；
根据所述DD域TCM编码词与输出信息之间的关系，得到输出信息。
8.如权利要求7所述的TCM编码的SIMO-OTFS系统，其特征在于，所述输出信息矩阵表示为：
其中，表示重塑接收信号的矩阵形式，FN表示N点傅里叶变换，FM表示M点傅里叶变换，/>表示M点逆傅里叶变换；
所述DD域中发射信号和输出信息之间的关系表示为：
其中，和分别表示第q个接收天线的DD域等效信道矩阵和等效噪声矢量；
所述DD域TCM编码词与输出信息之间的关系表示为：
其中，yQ表示第q个接收天线的输出信息。
9.如权利要求7所述的TCM编码的SIMO-OTFS系统，其特征在于，所述TCM解调器为基于软决策的Viterbi解码器。
10.一种TCM编码的SIMO-OTFS波形调制方法，采用如权利要求1-9任一项所述的TCM编码的SIMO-OTFS系统，其特征在于，所述方法包括；
将输入比特输入TCM调制器调制为TCM编码词，所述TCM编码词的编码符号序列具有最大的自由欧式距离；
将所述TCM编码词输入SIMO-OTFS调制器调制为发射信号；
对所述发射信号添加循环前缀后通过发射器发射；
对接收器接收的传输信号进行去除循环前缀操作，获得接收信号；
将所述接收信号输入OTFS解调器进行解调，获得输出信息；
将所述输出信息输入MMSE检测器进行检测；
将检验后的输出信息输入TCM解调器进行解调，获得输出比特。
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