CN117728862A - 快速扫频方法及装置、通信设备 - Google Patents
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Abstract
本申请公开了一种快速扫频方法及装置、通信设备，该方法包括：依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位，接收时域基带信号；对所述时域基带信号进行检测，所述检测过程包括：对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本；对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到频域信号；对所述频域信号进行初步检测，确定目标频谱区间；对所述目标频谱区间基于滑窗计算各窗口内的频域信噪比，根据计算得到的各窗口内的频域信噪比确定PSS频域中心位置。利用本发明方案，可以提高频点检测概率和减少扫频时间，快速、准确地检测到最强RSSI的候选频点。
Description
技术领域
本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种快速扫频方法及装置、通信设备。
背景技术
小区搜索是用户设备(User Equipment，UE)获取新空口(New Radio，NR)服务的第一步，UE通过小区搜索能够搜索并发现合适的小区，继而接入。在进行初始小区搜索之前，UE首先需要扫频，即对指定频段上的各个频点进行功率测量，检测到最强接收信号强度指示(Received Signal Strength Indicator，RSSI)的候选频点，再对候选频点进行小区搜索过程。
由于UE一般缺乏小区实际部署的先验信息，所以扫频过程是在“盲”的条件下进行的，其目的是从这些所有可能的频点集合中找到合适的频点，便于进一步的处理，如小区搜索和驻留等。目前常用的扫频方法有时域接收信号强度指示(TD-Received SignalStrength Indication，TD-RSSI)法、频域接收信号强度指示(FD-RSSI)法和主同步信号(Primary Synchronization Signal，PSS)相关值法。其中：
时域RSSI法是采用时域计算RSSI，并做扫频处理。其优点是不需要做快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)处理，运算和存储开销小；缺点是为了频谱的颗粒度，通常将频带切成多个小带宽子频带，导致扫频时间较长，并且存在边缘模糊的问题。
频域RSSI法是将时域数据进行FFT变换至频域计算RSSI，并做扫频处理。其优点是扫频时间较短，并且可通过进行频谱拼接来克服边缘模糊的问题；缺点是需要对所有的采样点做FFT计算，运算和存储开销较大，这也会在一定程度上消耗扫频时间。
相关值法是通过本地PSS或辅同步信号(Secondary Synchronization Signal，SSS)序列与接收信号做相关运算，利用PSS或SSS序列的扩频增益(PSS和SSS的扩频因子为127，系统增益为21.03dB)，从而实现在极低的信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)条件下实现频点扫描。其优点是可以在低SNR条件下工作，扫频可靠性高；缺点是扫频效率低，因为扫描过程复杂，会消耗过多的运算和存储资源。
由于现有技术存在的扫频精度不够或者时间过长等问题，使得UE扫频过程在干扰场景容易产生虚警频点，在弱场环境容易出现误检测。这些情况都可能会导致小区检测性能下降，造成初始接入失败。
发明内容
本申请实施例提供一种快速扫频方法及装置、通信设备，以提高频点检测概率和减少扫频时间，快速、准确地检测到最强RSSI的候选频点。
一方面，本申请实施例提供一种快速扫频方法，所述方法包括：
依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位，接收时域基带信号；
对所述时域基带信号进行检测，所述检测过程包括：
对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本；
对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到待检测频谱样本；
对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定目标频谱区间；
对所述目标频谱区间基于滑窗计算各窗口内的频域信噪比，根据计算得到的各窗口内的频域信噪比确定PSS频域中心位置。
可选地，依次选择各AGC增益档位包括：依照AGC增益档位的增益由低到高依次选择各AGC增益档位。
可选地，所述接收时域基带信号包括：在有多天线时，对应不同天线配置相同或不同AGC增益档位并行接收时域基带信号。
可选地，所述对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本包括：
设置时域采样周期，并根据FFT点数和子载波间隔确定采样速率；
根据所述时域采样周期和所述采样速率对所述时域基带信号进行时域采样并进行FFT运算处理，得到多个频谱样本。
可选地，所述对所述多个频谱样本进行频谱合成包括：
确定各频谱样本与GSCN的映射关系；
根据所述映射关系对所述多个频谱样本进行频谱合成。
可选地，所述方法还包括：对射频滤波器非线性进行数字补偿及直流消除。
可选地，所述FFT点数大于子载波数；所述对所述采样信号进行频谱合成还包括：对所述多个频谱样本进行头和/或尾采样，去除冗余子载波。
可选地，所述对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定目标频谱区间包括：对所述待检测频谱样本进行多级滑窗搜索，确定目标频谱区间。
可选地，所述对所述目标频谱区间基于滑窗计算各窗口内的频域信噪比包括：依次计算所述目标频谱区间内各滑窗对应的频域信噪比，所述频域信噪比是指在所述目标频谱区间内，所述滑窗窗口内的信号功率与窗口外的信号功率的比值。
另一方面，本申请实施例还提供一种快速扫频装置，所述装置包括：
控制模块，用于依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位；
接收模块，用于接收时域基带信号；
检测模块，用于对所述时域基带信号进行检测，确定PSS频域中心位置；
所述检测模块包括：
采样单元，用于对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本；
频谱合成单元，用于对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到待检测频谱样本；
初检单元，用于对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定目标频谱区间；
细检单元，用于对所述目标频谱区间基于滑窗计算各窗口内的频域信噪比，根据计算得到的各窗口内的频域信噪比确定PSS频域中心位置。
另一方面，本申请实施例还提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被计算机运行时执行前面所述快速扫频方法的步骤。
另一方面，本申请实施例还提供一种通信设备，包括存储器和处理器，所述存储器上存储有可在所述处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器运行所述计算机程序时执行前面所述快速扫频方法的步骤。
本申请实施例提供的快速扫频方法及装置、通信设备，首先通过粗范围的频点搜索确定目标频谱区间，然后再对目标频谱区间基于滑窗计算各窗口内的频域信噪比，根据计算得到的各窗口内的频域信噪比确定PSS频域中心位置。通过不同尺度及方式的扫频，可以将运算开销和扫频精度做到很好的折衷；而且，频域信噪比的搜索复杂度低，可以进一步提高频点搜索的精度和速度。另外，相比于现有的单一方式的扫频，还大大增加了方案的灵活性。
进一步地，扫频时AGC增益由低到高逐渐升高，可以保证找到最强小区的频点。
进一步地，粗范围的频点搜索采用多级频域SSI搜索，大大减少了不必要的高精度频点搜索时间。
附图说明
图1是本申请实施例提供的快速扫频方法的一种应用示意图；
图2是本申请实施例提供的快速扫频方法中对时域基带信号进行检测的一种流程图；
图3是本申请实施例中两天线分别采用高低两种AGC增益接收，在RF滤波器补偿前后，不同频点的功率分布比较示意图；
图4是本申请实施例中FD-RSSI滑窗搜索示意图；
图5是本申请实施例中在不同频段基于FD-SNR的窗内滑窗搜索示意图；
图6是本申请实施例提供的快速扫频装置的一种结构示意图；
图7是本申请实施例提供的通信设备的一种硬件结构示意图。
具体实施方式
为使本申请的上述目的、特征和有益效果能够更为明显易懂，下面结合附图对本申请的具体实施例做详细的说明。
NR系统支持的带宽范围很广，每个工作频段都会有很多频点，同步栅格(Synchronization SymbolRaster，SS Raster)的基本粒度为1.2/1.44/17.28MHz，其中SSRaster是用于一系列发送同步信号块(Synchronization Signal Block，SSB)的频点，每个频点位置对应一个特定的全球同步编号(Global Synchronization Channel Number，GSCN)，SSB固定带宽为20RB且由PSS、SSS和物理广播信道(Physical Broadcast Channel，PBCH)构成。
NR工作频段和频率范围、SS Raster、GSCN及SSB对应关系和配置如表1所示。
表1
其中，FR1(频段1)的频段包括0～3GHz和3～24.25GHz两个频率范围，FR2(频段2)的频段为24.25～100GHz频率范围。
对于0～3GHz频率范围，包含n1/n2/……/n101这些工作频段，此时SS Raster的基本粒度在正负偏移1.2MHz基础上额外增加了正负0.1MHz的偏移量，相当于每个间隔1.2MHz的SS Raster还存在0.1MHz的SS Raster与之共存，这主要是考虑到第三代移动通信技术(3G)以下频谱需与长期演进(Long Term Evolution，LTE)共存，GSCN范围为2～7498，SSB子载波间隔(SubCarrier Spacing，SCS)支持15或30KHz，SSB图案支持CaseA/B/C三种。
对于3～24.25GHz频率范围，包含n77/n78/n79/n90/n96/n102/n104频段，此时SSRaster的基本粒度为1.44MHz,GSCN范围为7499～22255，SSBSCS支持15或30KHz，SSB图案支持CaseA/C两种。
对于24.25～100GHz频率范围，包含n257/n258/n258/n259/n260/n261/n262/n263工作频段，此时SS Raster的基本粒度为17.28MHz，GSCN范围为22256～26639，SSB SCS间隔支持120/240/480KHz，SSB图案支持Case D/E/F三种。
在NR系统中，扫频的主要目标是要确定SSB的频域位置。扫频可以表述为频点GSCN的搜索问题，由于UE与基站(gNodeB，gNB)的本地振荡器频率不匹配和UE移动导致的多普勒频移，理想的扫频结果是GSCN的粗估计。由于缺乏先验信息，UE扫频过程存在三大挑战。第一个是干扰问题。对于一些时分双工(Time Division Duplex，TDD)的场景和一些存在干扰的场景，例如当UE存在上行业务时带来的干扰，会使进行扫频的UE产生虚警频点，造成频点的误判，进而导致小区搜索时间变长。第二个是弱场问题。在一些极低SNR环境下，有用信号可能被噪声淹没，造成频点无法被正确检测出来。第三个是扫频精度问题。扫频的精度取决于SSRaster的粒度，不同于LTE系统0.1MHz的SSRaster粒度，NR采用1.2/1.44/17.28MHz的SSRaster粒度。在NR系统中，频点偏差一个SSRaster，相当于几十上百个SCS的频偏，可能会造成小区搜索过程中PSS和SSS检测性能的下降，导致时间变长。扫频时间过长，不仅造成UE的耗电量增加，也会影响用户体验。因此，如何克服上述挑战，提高频点检测概率和减少扫频时间成为关键。
为此，本申请实施例提供一种快速扫频方法及装置、通信设备，首先通过粗范围的频点搜索确定目标频谱区间，然后再对目标频谱区间基于滑窗计算各窗口内的频域信噪比，根据计算得到的各窗口内的频域信噪比确定PSS频域中心位置。
如图1所示，是本申请实施例提供的快速扫频方法的一种应用示意图。
参照图1，射频信号首先经天线接收并调谐，经射频前端放大和滤波处理，经模数转换器转换为数字中频信号，再经过数字前端做滤波处理，得到数字基带信号，其中自动增益控制(Automatic Gain Control，AGC)可调节接收幅度增益以实现最佳动态范围并确保ADC不会饱和。数字基带信号经过时频转换器(Time Frequency Converter，TFC)通过FFT处理得到频域信号，此时可以计算频域RSSI和频域SNR，可用于扫频处理并得到初步的频点信息。针对候选频点，可能包含SSB的基带数据经过相关检测器的处理，经过PSS检测和SSS检测，得到时频同步信息和小区ID。进一步地，在PSS检测时，通过PSS相关峰，可以进一步对频点信息进行修正。最后完成PBCH解码，得到系统信息。
本申请实施例提供的快速扫频方法，需要依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位，接收时域基带信号，然后对该时域基带信号进行检测，即频率扫描，直至最终检测成功，确定PSS频域中心位置。
对于接收的时域基带信号，经FFT转换到频域，并经射频滤波器补偿以及直流消除，完成频谱合成。基于频谱信号，先进行初频检测，确定目标频谱区间，然后再对目标频谱区间基于滑窗进行频点搜索。如果PSS、SSS和PBCH都检测成功，则扫频成功，否则继续AGC档位和扫频频段迭代，直到PSS、SSS和PBCH都正确检测，否则扫频失败。
为了便于描述，在下面的示例中，假设AGC档位总数为K，待扫频的NR工作频段为Q为例进行说明。
由于AGC增益越高，频谱特征也越明显，但也越容易放大周围弱小区的功率。因此，为了寻找最强小区的工作频点，AGC档位增益可以由低到高配置，即随着档位K的增加，配置的AGC增益也逐渐升高。
另外，需要说明的是，UE配置多天线时，多天线可配置相同或不同档位AGC增益并行接收。
如图2所示，是本申请实施例提供的快速扫频方法中对时域基带信号进行检测的一种流程图，包括以下步骤：
步骤201，对接收的时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本。
具体地，设置时域采样周期，并根据FFT点数和子载波间隔确定采样速率；根据所述时域采样周期和所述采样速率对所述时域基带信号进行时域采样并进行FFT运算处理，得到多个频谱样本。
比如，设置时域采样周期TS为20ms,这是因为协议规定初始小区搜索时，规定UE默认的SSB发送周期为20ms。采样速率FS由FFT点数NFFT和子载波间隔fSCS决定，如下所示：
其中，FFT点数NFFT一般为2的幂次方，这里取NSCS为子载波的数量；扫频间隔FΔ由子载波数NSCS和子载波间隔fSCS决定，比如式(2)：
FΔ＝NSCSfSCS (2)
比如，对于FR1频段，UE带宽最大支持100MHz，需要的子载波数NSCS为3276，子载波间隔fSCS为30KHz,此时FFT点数NFFT为4096,采样速率FS为122.88MHz，频间隔FΔ为98.28MHz，可以满足各个工作频段的扫频处理要求。
再比如，对于FR2频段，UE带宽最大支持400MHz，需要的子载波数NSCS为3168，子载波间隔fSCS为120KHz，此时FFT点数NFFT为4096,采样速率FS为491.52MHz,扫频间隔FΔ为380.16MHz。考虑到FR2频段，比如n259频段有4000MHz带宽，远大于380.16MHz的频率间隔，可以考虑多次采样和频谱拼接，比如采用频谱拼接的步长为0.8FΔ＝304.13MHz，进行次时间周期采样。
步骤202，对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到待检测频谱样本。
具体地，确定各频谱样本与GSCN的映射关系；根据所述映射处理对所述多个频谱样本进行频谱合成。频谱合成的具体方式可采用现有技术，对此本发明实施例不做限定。
进一步地，为了提高FFT频谱精度，可以采用多次FFT频谱样本平滑处理。
通常，为了满足基本的频域分辨率，FFT点数要大于或者等于子载波数。FFT点数一般是2的幂次方，由于子载波数没有那么规整，所以FFT点数一般会略大于子载波数。
考虑到上述情况，可以采用头尾采样的方法去掉冗余子载波。相应地，拼接后的频谱样本如式(3)所示：
其中，L＝FSTS/NFFT为1次采样所需FFT运算的次数，Sl为第l次FFT计算的频谱样本，选择头部数据和尾部数据/>然后交叉合并。
对于FR1频段，子载波数NSCS为3276，FFT点数NFFT为4096，采样速率FS为122.88MHz，采样周期TS为20ms，扫频间隔FΔ为98.28MHz，需要做600次FFT处理，其中L＝FSTS/NFFT＝122.88e6×20e-3/4096＝600，且每次在4096点的频域数据的头部数据Sl[0:1637]和尾部数据Sl[2458:4095]交叉合并得到频谱。
对于FR2频段，子载波数NSCS为3168，FFT点数NFFT为4096，采样速率FS为491.52MHz，采样周期TS为20ms，扫频间隔FΔ为380.16MHz，需要做2400次FFT处理，其中L＝FSTS/NFFT＝491.52e6×20e-3/4096＝2400，且每次在4096点的频域数据的头部数据Sl[0:1583]和尾部数据Sl[2512:4095]交叉合并得到频谱。
由于每个频段的GSCN分布并不一样，因此需要对GSCN和频谱样本做映射处理，即确定每个GSCN对应的频谱样本。此外，考虑到RF滤波器(即射频前端的非线性滤波器)的非理想特性以及直流部分对电压的抬升，会直接影响频谱特征，造成后续扫频精度降低。为此，还可进一步针对RF滤波器非理想特性做数字的补偿，并做直流消除，最终处理后的频谱样本记为
对RF滤波器的数字补偿及直流消除的具体方法可采用现有技术，对此本申请实施例不做限定。
比如，配置有两天线RX1和RX2接收射频信号，分别配置两个档位AGC增益分别为：60dB和15dB，在RF滤波器非理想系数补偿前后，频谱分布比较如图3所示。
其中，1、2、3、4分别为四个频谱样本，分别为：
频谱样本1：在没有RF滤波器补偿前，天线RX1处合成的频谱样本；
频谱样本2：在没有RF滤波器补偿前，天线RX2处合成的频谱样本；
频谱样本3：在有RF滤波器补偿后，天线RX1处合成的频谱样本；
频谱样本4：在有RF滤波器补偿后，天线RX2处合成的频谱样本。
可以看到，相比15dB的低AGC增益，采用60dB的高AGC增益的频谱曲线，整体会有一定程度的抬升，更容易被检测，但是细节部分有一定程度的损失。此外，RF滤波器非理想系数补偿后，频谱特征的细节更加丰富，方便后续的频点搜索。
步骤203，对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定目标频谱区间，即SS Raster所在的频域区间。
需要说明的是，在一种非限制性实施例中，对所述频域信号的初步检测，可以采用现有技术。
此外，在另一种非限制性实施例中，本申请还提出一种基于频域接收信号强度指示(FrequencyDomain RSSI，FD-RSSI)的多级滑窗搜索方法，找到SSB相当带宽的频点位置。其中，FD-RSSI的定义如下：
其中，Np和Nq分别表示在频谱样本中的子载波间隔(SubCarrier Spacing，SCS)下标，且由第l级滑窗的窗长/>决定，第l级滑窗的窗长/>和步长ΔF(l)满足下式：
其中，BW为当前频段的频谱整体带宽，L表示滑窗处理所需要的级数。
对于FR1频段，SSBSCS为15KHz和30KHz的时候，其带宽分别为3.6MHz和7.2MHz。
对于FR2频段，SSBSCS为120KHz和240KHz的时候，其带宽分别为28.8MHz和57.6MHz。
对于不同频段，由于有多种SSBSCS存在可能，采用最大配置带宽7.2MHz或57.6MHz作为频谱带宽参考即可。
比如，参照图4所示示例。
对于FR1频段且3GHz以下，FR1频段且3GHz以上和FR2频段，基于FD-RSSI的滑窗搜索，初始频谱范围分别为最大带宽，即100MHz、100MHz和4000MHz，最终频谱范围为SSB相当带宽，即7.2MHz、7.2MHz和57.6MHz。对于每一阶段的滑窗搜索，通过配置窗长和步长，计算FD-RSSI并找到最强部分的频谱。对于下一阶段滑窗搜索，根据上一阶段的最强FD-RSSI频谱继续细分处理。
对于FR1频段且3GHz以下，带宽为100MHz的频段，搜索频点的窗长从50MHz、25MHz、12.5MHz逐渐缩减到到7.2MHz,最后频谱占据1个SSB带宽，对应步长ΔF(l)分别为25MHz、12.5MHz、6.25MHz和1.2MHz，最后步长占据1个SSRaster粒度。对于7.2MHz窗长和1.2MHz步长的频点搜索范围写为{[0,7.2],[1.2,8.4],[2.4,9.6],[3.6,10.8],[4.8,12.0],[5.3,12.5]}MHz。
对于FR1频段且3GHz以上，带宽为100MHz的频段，搜索频点的窗长从50MHz、25MHz、12.5MHz逐渐缩减到7.2MHz，最后频谱占据1个SSB带宽，对应步长ΔF(l)分别为25MHz、12.5MHz、6.25MHz和1.44MHz，最后步长占据1个SSRaster粒度。对于7.2MHz窗长和1.44MHz步长的频点搜索范围写为{[0,7.2],[1.44,8.64],[2.88,10.08],[4.32,11.52],[5.3,12.5]}MHz。
对于FR2频段，带宽为4000MHz的频段，搜索频点的窗长从2000MHz、1000MHz、500MHz、250MHz、125MHz到57.6MHz逐渐减小，最后频谱占据1个SSB带宽，对应的步长ΔF(l)分别为1000MHz、500MHz、250MHz、125MHz、62.5MHz到17.28MHz逐渐减小，最后步长占据1个SSRaster粒度。对于57.6MHz窗长和17.28MHz步长的频点搜索范围写为{[0,57.6],[17.28,74.88],[34.56,92.16],[51.84,109.44],[67.4,125]}MHz。
如表2所示，λ(l)表示窗长和步长ΔF(l)配置下的滑窗搜索次数，对于具体最大带宽，FR1频段3GHz以下，FR1频段3GHz以上，和FR2频段的滑窗搜索总次数分别为15、14和20。因此，对任意一个频段，只需要20次以内的滑窗搜索，就能快速定位SSB范围内的初始频点位置。
表2
步骤204，对所述目标频谱区间基于滑窗计算各窗口内的频域信噪比，根据计算得到的各窗口内的频域信噪比确定PSS频域中心位置。
为了进一步细化SS Raster的位置，本申请实施例提供一种基于频域信噪比(FD-SNR)的窗内滑窗搜索方法，以定位PSS频域中心位置。具体地，依次计算所述目标频谱区间内各滑窗对应的频域信噪比(FD-SNR)，所述频域信噪比是指在所述目标频谱区间内，所述滑窗窗口内的信号功率与窗口外的信号功率的比值。
所述目标频谱区间可以为SSB相当带宽范围，所述滑窗窗口可以为PSS相当带宽范围。
其中，频域信噪比FD-SNR的计算可采用如下公式(6)：
式中，为频谱样本，/>和/>分别表示第L次FD-RSSI滑窗和第k次FD-SNR滑窗所占用的窗口大小，且单位是SCS。
比如，为SSB相当带宽范围，典型值为240；/>为PSS相当带宽范围，因此/>需小于或等于127，比如典型值为62,以保证不同频段可支持有多种SCS配置。
式中，NL和Nk分别表示对应的FD-RSSI窗和FD-SNR窗的起始位置。
如图5所示，是本申请实施例中在FR1<3G频段、F1>3G频段和FR2频段，基于FD-SNR的窗内滑窗搜索示例，其中(a)->(b)->(c)展示了FD-SNR窗在FD-RSSI窗内滑动的过程。
假设FD-RSSI窗占用240SCS，对应于FR1频段的7.2MHz或FR2频段的57.6MHz。FD-SNR窗占用60SCS，可覆盖FR1频段SSBSCS为15KHz和FR2频段SSBSCS为120KHz时的最小PSS带宽。通过在240SCS窗内滑窗计算FD-SNR，可找到最强窗位置，该位置即对应了所述PSS频域中心位置。
特别地，对于FR1频段且3GHz以下，需要考虑1.2MHz以外的正负100KHz偏移，对此，可以做两级的滑窗处理。
比如，对于FR1频段且3GHz以下，搜索频点的窗长为60SCS，占据近似0.5或1个PSS信号的带宽，对应步长ΔG(k)分别为20SCS和2SCS，可以满足1.2MHz和100KHz频率范围的精度要求。
对于FR1频段且3GHz以上，搜索频点的窗长为60SCS,占据近似0.5或1个PSS信号的带宽，对应步长ΔG(k)分别为20SCS，可以满足1.44MHz频率范围的精度要求。
对于FR2频段，搜索频点的窗长为60SCS,占据近似0.5或1个PSS信号的带宽，对应步长ΔG(k)分别为36SCS，可以满足17.28MHz频率范围的精度要求。
如表3示，μ(k)表示窗长和步长ΔG(k)配置下的滑窗搜索次数，对于FR1频段3GHz以下，FR1频段3GHz以上和FR2频段的滑窗搜索总次数分别为19、10和6。因此，对一个频段，只需20次以内的窗内滑窗搜索，就能快速定位PSS范围内的初始频点位置。
表3
本申请实施例提供的快速扫频方法，首先通过粗范围的频点搜索确定目标频谱区间，然后再对目标频谱区间基于滑窗计算各窗口内的频域信噪比，根据计算得到的各窗口内的频域信噪比确定PSS频域中心位置。通过不同尺度及方式的扫频，可以将运算开销和扫频精度做到很好的折衷；而且，频域信噪比的搜索复杂度低，可以进一步提高频点搜索的精度和速度。另外，相比于现有的单一方式的扫频，还大大增加了方案的灵活性。
相应地，本申请实施例还提供一种快速扫频装置，如图6所示，是该装置的一种结构示意图。
该快速扫频装置600包括以下各模块：
控制模块601，用于依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位；
接收模块602，用于接收时域基带信号；
检测模块603，用于对所述时域基带信号进行检测，确定PSS频域中心位置。
其中，所述检测模块603包括以下各单元：
采样单元631，用于对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本；
频谱合成单元632，用于对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到待检测频谱样本；
初检单元633，用于对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定目标频谱区间；
细检单元634，用于对所述目标频谱区间基于滑窗计算各窗口内的频域信噪比，根据计算得到的各窗口内的频域信噪比确定PSS频域中心位置。
其中，初检单元633可以采用现有技术，也可以采用本申请方法实施例中提到的基于FD-RSSI的多级滑窗搜索方法确定目标频谱区间，对此本申请实施例不做限定。
细检单元634可以采用前面介绍的基于FD-SNR的窗内滑窗搜索方法，定位PSS频域中心位置。
关于快速扫频装置600的其他相关描述可以参照前述实施例中的相关描述，此处不再赘述。
相应地，本申请实施例还提供一种通信设备，所述通信设备包括上面所述的快速扫频装置600。所述通信设备可以是但不限于：手机、平板电脑、POS机、智能手表等。
在具体实施中，上述自适应干扰消除装置可以对应于通信设备中具有自适应干扰消除功能的芯片，例如片上系统(System-On-a-Chip，SOC)、基带芯片等。
关于上述实施例中描述的各个装置、产品包含的各个模块/单元，其可以是软件模块/单元，也可以是硬件模块/单元，或者也可以部分是软件模块/单元，部分是硬件模块/单元。例如，对于应用于或集成于芯片的各个装置、产品，其包含的各个模块/单元可以都采用电路等硬件的方式实现，或者，至少部分模块/单元可以采用软件程序的方式实现，该软件程序运行于芯片内部集成的处理器，剩余的(如果有)部分模块/单元可以采用电路等硬件方式实现；对于应用于或集成于芯片模组的各个装置、产品，其包含的各个模块/单元可以都采用电路等硬件的方式实现，不同的模块/单元可以位于芯片模组的同一组件(例如芯片、电路模块等)或者不同组件中，或者，至少部分模块/单元可以采用软件程序的方式实现，该软件程序运行于芯片模组内部集成的处理器，剩余的(如果有)部分模块/单元可以采用电路等硬件方式实现；对于应用于或集成于终端的各个装置、产品，其包含的各个模块/单元可以都采用电路等硬件的方式实现，不同的模块/单元可以位于终端内同一组件(例如，芯片、电路模块等)或者不同组件中，或者，至少部分模块/单元可以采用软件程序的方式实现，该软件程序运行于终端内部集成的处理器，剩余的(如果有)部分模块/单元可以采用电路等硬件方式实现。
本申请实施例还公开了一种存储介质，所述存储介质为计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序运行时可以执行图2中所示方法的步骤。所述存储介质可以包括只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存取存储器(Random AccessMemory，RAM)、磁盘或光盘等。存储介质还可以包括非挥发性存储器(non-volatile)或者非瞬态(non-transitory)存储器等。
请参照图7，本申请实施例还提供了一种通信设备的硬件结构示意图。该装置包括处理器701、存储器702和收发器703。
处理器701可以是一个通用中央处理器(central processing unit，CPU)、微处理器、特定应用集成电路(application-specific integrated circuit，ASIC)，或者一个或多个用于控制本申请方案程序执行的集成电路。处理器701也可以包括多个CPU，并且处理器701可以是一个单核(single-CPU)处理器，也可以是多核(multi-CPU)处理器。这里的处理器可以指一个或多个设备、电路或用于处理数据(例如计算机程序指令)的处理核。
存储器702可以是ROM或可存储静态信息和指令的其他类型的静态存储设备、RAM或者可存储信息和指令的其他类型的动态存储设备，也可以是电可擦可编程只读存储器(electrically erasable programmable read-only memory，EEPROM)、只读光盘(compactdisc read-only memory，CD-ROM)或其他光盘存储、光碟存储(包括压缩光碟、激光碟、光碟、数字通用光碟、蓝光光碟等)、磁盘存储介质或者其他磁存储设备、或者能够用于携带或存储具有指令或数据结构形式的期望的程序代码并能够由计算机存取的任何其他介质，本申请实施例对此不作任何限制。存储器702可以是独立存在(此时，存储器702可以位于该装置外，也可以位于该装置内)，也可以和处理器701集成在一起。其中，存储器702中可以包含计算机程序代码。处理器701用于执行存储器702中存储的计算机程序代码，从而实现本申请实施例提供的方法。
处理器701、存储器702和收发器703通过总线相连接。收发器703用于与其他设备或通信网络通信。可选的，收发器703可以包括发射机和接收机。收发器703中用于实现接收功能的器件可以视为接收机，接收机用于执行本申请实施例中的接收的步骤。收发器703中用于实现发送功能的器件可以视为发射机，发射机用于执行本申请实施例中的发送的步骤。
当图7所示的结构示意图用于示意上述实施例中所涉及的通信设备的结构时，处理器701用于对通信设备的动作进行控制管理，例如，处理器701用于支持通信设备执行前述方法的各个步骤，和/或本申请实施例中所描述的其他过程中的通信设备执行的动作。处理器701可以通过收发器703与其他网络实体通信。存储器702用于存储通信设备的程序代码和数据。
应理解，本文中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，本文中字符“/“，表示前后关联对象是一种“或”的关系。
本申请实施例中出现的“多个”是指两个或两个以上。
本申请实施例中出现的第一、第二等描述，仅作示意与区分描述对象之用，没有次序之分，也不表示本申请实施例中对设备个数的特别限定，不能构成对本申请实施例的任何限制。
本申请实施例中出现的“连接”是指直接连接或者间接连接等各种连接方式，以实现设备间的通信，本申请实施例对此不做任何限定。
上述实施例，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或其他任意组合来实现。当使用软件实现时，上述实施例可以全部或部分地以计算机程序产品的形式实现。所述计算机程序产品包括一个或多个计算机指令或计算机程序。在计算机上加载或执行所述计算机指令或计算机程序时，全部或部分地产生按照本申请实施例所述的流程或功能。所述计算机可以为通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。所述计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者从一个计算机可读存储介质向另一个计算机可读存储介质传输，例如，所述计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线或无线方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输。
应理解，在本申请的各种实施例中，上述各过程的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本申请实施例的实施过程构成任何限定。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的方法、装置和系统，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的；例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式；例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理包括，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件功能单元的形式实现。
上述以软件功能单元的形式实现的集成的单元，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。上述软件功能单元存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本申请各个实施例所述方法的部分步骤。
虽然本申请披露如上，但本申请并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本申请的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本申请的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。
Claims (12)
1.一种快速扫频方法，其特征在于，所述方法包括：
依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位，接收时域基带信号；
对所述时域基带信号进行检测，所述检测过程包括：
对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本；
对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到待检测频谱样本；
对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定目标频谱区间；
对所述目标频谱区间基于滑窗计算各窗口内的频域信噪比，根据计算得到的各窗口内的频域信噪比确定PSS频域中心位置。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，依次选择各AGC增益档位包括：依照AGC增益档位的增益由低到高依次选择各AGC增益档位。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收时域基带信号包括：
在有多天线时，对应不同天线配置相同或不同AGC增益档位并行接收时域基带信号。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本包括：
设置时域采样周期，并根据FFT点数和子载波间隔确定采样速率；
根据所述时域采样周期和所述采样速率对所述时域基带信号进行时域采样并进行FFT运算处理，得到多个频谱样本。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述对所述多个频谱样本进行频谱合成包括：
确定各频谱样本与GSCN的映射关系；
根据所述映射关系对所述多个频谱样本进行频谱合成。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
对射频滤波器非线性进行数字补偿及直流消除。
7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述FFT点数大于子载波数；所述对所述采样信号进行频谱合成还包括：
对所述多个频谱样本进行头和/或尾采样，去除冗余子载波。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定目标频谱区间包括：
对所述待检测频谱样本进行多级滑窗搜索，确定目标频谱区间。
9.根据权利要求1至8任一项所述的方法，其特征在于，所述对所述目标频谱区间基于滑窗计算各窗口内的频域信噪比包括：
依次计算所述目标频谱区间内各滑窗对应的频域信噪比，所述频域信噪比是指在所述目标频谱区间内，所述滑窗窗口内的信号功率与窗口外的信号功率的比值。
10.一种快速扫频装置，其特征在于，所述装置包括：
控制模块，用于依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位；
接收模块，用于接收时域基带信号；
检测模块，用于对所述时域基带信号进行检测，确定PSS频域中心位置；
所述检测模块包括：
采样单元，用于对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本；
频谱合成单元，用于对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到待检测频谱样本；
初检单元，用于对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定目标频谱区间；
细检单元，用于对所述目标频谱区间基于滑窗计算各窗口内的频域信噪比，根据计算得到的各窗口内的频域信噪比确定PSS频域中心位置。
11.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被计算机运行时执行权利要求1至9中任一项所述快速扫频方法的步骤。
12.一种通信设备，包括存储器和处理器，所述存储器上存储有可在所述处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器运行所述计算机程序时执行权利要求1至9中任一项所述快速扫频方法的步骤。
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