CN117639999A - 频率扫描方法及装置、通信设备 - Google Patents
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Abstract
本申请公开了一种频率扫描方法及装置、通信设备，该方法包括：依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位，接收时域基带信号；对所述时域基带信号进行检测，所述检测过程包括：对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本；对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到待检测频谱样本；对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定同步符号栅格的候选位置；对本地PSS频域序列进行频偏预补偿后与所述时域基带信号进行相关峰值检测，根据检测结果确定同步符号栅格的补偿值；根据所述补偿值对所述候选位置进行调整，得到同步符号栅格位置。利用本发明方案，可以有效提升低信噪比环境下频点检测概率及准确性，减少频率扫描时间。
Description
技术领域
本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种频率扫描方法及装置、通信设备。
背景技术
小区搜索是用户设备(User Equipment，UE)获取新空口(New Radio，NR)服务的第一步，UE通过小区搜索能够搜索并发现合适的小区，继而接入。在进行初始小区搜索之前，UE首先需要扫频，即对指定频段上的各个频点进行功率测量，检测到最强接收信号强度指示(Received Signal Strength Indicator，RSSI)的候选频点，再对候选频点进行小区搜索过程。
由于UE一般缺乏小区实际部署的先验信息，所以扫频过程是在“盲”的条件下进行的，其目的是从这些所有可能的频点集合中找到合适的频点，便于进一步的处理，如小区搜索和驻留等。目前常用的扫频方法有时域接收信号强度指示(TD-Received SignalStrength Indication，TD-RSSI)法、频域接收信号强度指示(FD-RSSI)法和主同步信号(Primary Synchronization Signal，PSS)相关值法。其中：
时域RSSI法是采用时域计算RSSI，并做扫频处理。其优点是不需要做快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)处理，运算和存储开销小；缺点是为了频谱的颗粒度，通常将频带切成多个小带宽子频带，导致扫频时间较长，并且存在边缘模糊的问题。
频域RSSI法是将时域数据进行FFT变换至频域计算RSSI，并做扫频处理。其优点是扫频时间较短，并且可通过进行频谱拼接来克服边缘模糊的问题；缺点是需要对所有的采样点做FFT计算，运算和存储开销较大，这也会在一定程度上消耗扫频时间。
相关值法是通过本地PSS或辅同步信号(Secondary Synchronization Signal，SSS)序列与接收信号做相关运算，利用PSS或SSS序列的扩频增益(PSS和SSS的扩频因子为127，系统增益为21.03dB)，从而实现在极低的信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)条件下实现频点扫描。其优点是可以在低SNR条件下工作，扫频可靠性高；缺点是扫频效率低，因为扫描过程复杂，会消耗过多的运算和存储资源。
由于现有技术存在的扫频精度不够或者时间过长等问题，使得UE扫频过程在干扰场景容易产生虚警频点，在弱场环境容易出现误检测。这些情况都可能会导致小区检测性能下降，造成初始接入失败。
发明内容
本申请实施例提供一种频率扫描方法及装置、通信设备，以提升低信噪比环境下频点检测概率及准确性，减少频率扫描时间。
为解决上述技术问题，本申请实施例提供如下技术方案：
一方面，本申请实施例提供一种频率扫描方法，所述方法包括：
依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位，接收时域基带信号；
对所述时域基带信号进行检测，所述检测过程包括：
对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本；
对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到待检测频谱样本；
对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定同步符号栅格的候选位置；
对本地PSS频域序列进行频偏预补偿后与所述时域基带信号进行相关峰值检测，根据检测结果确定同步符号栅格的补偿值；
根据所述补偿值对所述候选位置进行调整，得到同步符号栅格位置。
可选地，依次选择各AGC增益档位包括：依照AGC增益档位的增益由低到高依次选择各AGC增益档位。
可选地，所述接收时域基带信号包括：在有多天线时，对应不同天线配置相同或不同AGC增益档位并行接收时域基带信号。
可选地，所述对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本包括：
设置时域采样周期，并根据FFT点数和子载波间隔确定采样速率；
根据所述时域采样周期和所述采样速率对所述时域基带信号进行时域采样并进行FFT运算处理，得到多个频谱样本。
可选地，所述对所述多个频谱样本进行频谱合成包括：
确定各频谱样本与GSCN的映射关系；
根据所述映射关系对所述多个频谱样本进行频谱合成。
可选地，所述方法还包括：对射频滤波器非线性进行数字补偿及直流消除。
可选地，所述FFT点数大于子载波数；所述对所述采样信号进行频谱合成还包括：对所述多个频谱样本进行头和/或尾采样，去除冗余子载波。
可选地，所述对本地PSS频域序列进行预补偿后与所述时域基带信号进行相关峰值检测包括：对所述待检测频谱样本进行多级滑窗搜索，确定同步符号栅格的候选位置。
可选地，所述方法还包括：通过对本地PSS频域序列循环移位实现多种不同粒度的频偏预补偿。
另一方面，本申请实施例还提供一种频率扫描装置，所述装置包括：
控制模块，用于依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位；
接收模块，用于接收时域基带信号；
检测模块，用于对所述时域基带信号进行检测，确定PSS频域中心位置；
所述检测模块包括：
采样单元，用于对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本；
频谱合成单元，用于对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到待检测频谱样本；
初检单元，用于对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定同步符号栅格的候选位置；
相关峰值检测单元，用于对本地PSS频域序列进行频偏预补偿后与所述时域基带信号进行相关峰值检测，根据检测结果确定的同步符号栅格的补偿值；
补偿单元，用于根据所述补偿值对所述候选位置进行修正，得到同步符号栅格位置。
另一方面，本申请实施例还提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被计算机运行时执行前面所述频率扫描方法的步骤。
另一方面，本申请实施例还提供一种通信设备，包括存储器和处理器，所述存储器上存储有可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器运行所述计算机程序时执行前面所述频率扫描方法的步骤。
本申请实施例提供的频率扫描方法及装置、通信设备，首先通过初步检测确定同步符号栅格(Synchronization Symbol，SS Raster)的候选位置，然后通过对本地PSS频域序列进行频偏预补偿后与接收信号进行相关峰值检测，根据检测结果确定同步符号栅格的补偿值，进而对初步检测确定的同步符号栅格的候选位置进行调整，即频偏补偿，得到更精准的同步符号栅格位置。利用本申请方案，可以有效改善在低SNR条件下的PSS检测能力，对频点搜索误差做进一步纠正，得到更准确的检测结果。
进一步地，对时域基带信号经过时频转换器通过FFT处理得到的频域信号，通过多级频域RSSI滑窗搜索，得到同步符号栅格的候选位置，提高了初检结果的准确性。
附图说明
图1是本申请实施例提供的频率扫描方法的一种应用示意图；
图2是本申请实施例提供的频率扫描方法中对时域基带信号进行检测的一种流程图；
图3是本申请实施例中两天线分别采用高低两种AGC增益接收，在RF滤波器补偿前后，不同频点的功率分布比较示意图；
图4是本申请实施例中FD-RSSI滑窗搜索示意图；
图5是本申请实施例提供的频率扫描装置的一种结构示意图；
图6是本申请实施例提供的通信设备的一种硬件结构示意图。
具体实施方式
为使本申请的上述目的、特征和有益效果能够更为明显易懂，下面结合附图对本申请的具体实施例做详细的说明。
NR系统支持的带宽范围很广，每个工作频段都会有很多频点，同步符号栅格(Synchronization SymbolRaster，SS Raster)的基本粒度为1.2/1.44/17.28MHz，其中SSRaster是用于一系列发送同步信号块(Synchronization Signal Block，SSB)的频点，每个频点位置对应一个特定的全球同步编号(Global Synchronization Channel Number，GSCN)，SSB固定带宽为20RB且由PSS、SSS和物理广播信道(Physical Broadcast Channel，PBCH)构成。
NR工作频段和频率范围、SS Raster、GSCN及SSB对应关系和配置如表1所示。
表1
其中，FR1(频段1)的频段包括0～3GHz和3～24.25GHz两个频率范围，FR2(频段2)的频段为24.25～100GHz频率范围。
对于0～3GHz频率范围，包含n1/n2/……/n101这些工作频段，此时SS Raster的基本粒度在正负偏移1.2MHz基础上额外增加了正负0.1MHz的偏移量，相当于每个间隔1.2MHz的SS Raster还存在0.1MHz的SS Raster与之共存，这主要是考虑到第三代移动通信技术(3G)以下频谱需与长期演进(Long Term Evolution，LTE)共存，GSCN范围为2～7498，SSB子载波间隔(SubCarrier Spacing，SCS)支持15或30KHz，SSB图案支持CaseA/B/C三种。
对于3～24.25GHz频率范围，包含n77/n78/n79/n90/n96/n102/n104频段，此时SSRaster的基本粒度为1.44MHz,GSCN范围为7499～22255，SSBSCS支持15或30KHz，SSB图案支持CaseA/C两种。
对于24.25～100GHz频率范围，包含n257/n258/n258/n259/n260/n261/n262/n263工作频段，此时SS Raster的基本粒度为17.28MHz，GSCN范围为22256～26639，SSB SCS间隔支持120/240/480KHz，SSB图案支持Case D/E/F三种。
在NR系统中，扫频的主要目标是要确定SSB的频域位置。扫频可以表述为频点GSCN的搜索问题，由于UE与基站(gNodeB，gNB)的本地振荡器频率不匹配和UE移动导致的多普勒频移，理想的扫频结果是GSCN的粗估计。由于缺乏先验信息，UE扫频过程存在三大挑战。第一个是干扰问题。对于一些时分双工(Time Division Duplex，TDD)的场景和一些存在干扰的场景，例如当UE存在上行业务时带来的干扰，会使进行扫频的UE产生虚警频点，造成频点的误判，进而导致小区搜索时间变长。第二个是弱场问题。在一些极低SNR环境下，有用信号可能被噪声淹没，造成频点无法被正确检测出来。第三个是扫频精度问题。扫频的精度取决于SSRaster的粒度，不同于LTE系统0.1MHz的SSRaster粒度，NR采用1.2/1.44/17.28MHz的SSRaster粒度。在NR系统中，频点偏差一个SSRaster，相当于几十上百个SCS的频偏，可能会造成小区搜索过程中PSS和SSS检测性能的下降，导致时间变长。扫频时间过长，不仅造成UE的耗电量增加，也会影响用户体验。因此，如何克服上述挑战，提高频点检测概率和减少扫频时间成为关键。
为此，本申请实施例提供一种频率扫描方法及装置、通信设备，首先通过初步检测确定同步符号栅格(Synchronization Symbol，SS Raster)的候选位置，然后通过对本地PSS频域序列进行频偏预补偿后与接收信号进行相关峰值检测，根据检测结果确定同步符号栅格的补偿值，进而对初步检测确定的同步符号栅格的候选位置进行调整，即频偏补偿，得到更精准的SS Raster的位置
如图1所示，是本申请实施例提供的频率扫描方法的一种应用示意图。
参照图1，射频信号首先经天线接收并调谐，经射频前端放大和滤波处理，经模数转换器转换为数字中频信号，再经过数字前端做滤波处理，得到数字基带信号，其中自动增益控制(Automatic Gain Control，AGC)可调节接收幅度增益以实现最佳动态范围并确保ADC不会饱和。数字基带信号经过时频转换器(Time Frequency Converter，TFC)通过FFT处理得到频域信号，此时可以计算频域RSSI和频域SNR，可用于扫频处理并得到初步的频点信息。针对候选频点，可能包含SSB的基带数据经过相关检测器的处理，经过PSS检测和SSS检测，得到时频同步信息和小区ID。进一步地，在PSS检测时，通过PSS相关峰，可以进一步对频点信息进行修正。最后完成PBCH解码，得到系统信息。
本申请实施例提供的快速扫频方法，需要依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位，接收时域基带信号，然后对该时域基带信号进行检测，即频率扫描，直至最终检测成功，确定PSS频域中心位置。
对于接收的时域基带信号，经FFT转换到频域，并经射频滤波器补偿以及直流消除，完成频谱合成。基于频谱信号，先进行初频检测，确定目标频谱区间，然后再对目标频谱区间基于滑窗进行频点搜索。如果PSS、SSS和PBCH都检测成功，则扫频成功，否则继续AGC档位和扫频频段迭代，直到PSS、SSS和PBCH都正确检测，否则扫频失败。
为了便于描述，在下面的示例中，假设AGC档位总数为K，待扫频的NR工作频段为Q为例进行说明。
由于AGC增益越高，频谱特征也越明显，但也越容易放大周围弱小区的功率。因此，为了寻找最强小区的工作频点，AGC档位增益可以由低到高配置，即随着档位K的增加，配置的AGC增益也逐渐升高。
另外，需要说明的是，UE配置多天线时，多天线可配置相同或不同档位AGC增益并行接收。
如图2所示，是本申请实施例提供的频率扫描方法中对时域基带信号进行检测的一种流程图，包括以下步骤：
步骤201，对接收的时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本。
具体地，设置时域采样周期，并根据FFT点数和子载波间隔确定采样速率；根据所述时域采样周期和所述采样速率对所述时域基带信号进行时域采样并进行FFT运算处理，得到多个频谱样本。
比如，设置时域采样周期TS为20ms,这是因为协议规定初始小区搜索时，规定UE默认的SSB发送周期为20ms。采样速率FS由FFT点数NFFT和子载波间隔fSCS决定，如下所示：
其中，FFT点数NFFT一般为2的幂次方，这里取NSCS为子载波的数量；扫频间隔FΔ由子载波数NSCS和子载波间隔fSCS决定，比如式(2)：
FΔ＝NSCSfSCS (2)
比如，对于FR1频段，UE带宽最大支持100MHz，需要的子载波数NSCS为3276，子载波间隔fSCS为30KHz,此时FFT点数NFFT为4096,采样速率FS为122.88MHz，频间隔FΔ为98.28MHz，可以满足各个工作频段的扫频处理要求。
再比如，对于FR2频段，UE带宽最大支持400MHz，需要的子载波数NSCS为3168，子载波间隔fSCS为120KHz，此时FFT点数NFFT为4096,采样速率FS为491.52MHz,扫频间隔FΔ为380.16MHz。考虑到FR2频段，比如n259频段有4000MHz带宽，远大于380.16MHz的频率间隔，可以考虑多次采样和频谱拼接，比如采用频谱拼接的步长为0.8FΔ＝304.13MHz，进行次时间周期采样。
步骤202，对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到待检测频谱样本。
具体地，确定各频谱样本与GSCN的映射关系；根据所述映射处理对所述多个频谱样本进行频谱合成。频谱合成的具体方式可采用现有技术，对此本发明实施例不做限定。
进一步地，为了提高FFT频谱精度，可以采用多次FFT频谱样本平滑处理。
通常，为了满足基本的频域分辨率，FFT点数要大于或者等于子载波数。FFT点数一般是2的幂次方，由于子载波数没有那么规整，所以FFT点数一般会略大于子载波数。
考虑到上述情况，可以采用头尾采样的方法去掉冗余子载波。相应地，拼接后的频谱样本如式(3)所示：
其中，L＝FSTS/NFFT为1次采样所需FFT运算的次数，Sl为第l次FFT计算的频谱样本，选择头部数据和尾部数据/>然后交叉合并。
对于FR1频段，子载波数NSCS为3276，FFT点数NFFT为4096，采样速率FS为122.88MHz，采样周期TS为20ms，扫频间隔FΔ为98.28MHz，需要做600次FFT处理，其中L＝FSTS/NFFT＝122.88e6×20e-3/4096＝600，且每次在4096点的频域数据的头部数据Sl[0:1637]和尾部数据Sl[2458:4095]交叉合并得到频谱。
对于FR2频段，子载波数NSCS为3168，FFT点数NFFT为4096，采样速率FS为491.52MHz，采样周期TS为20ms，扫频间隔FΔ为380.16MHz，需要做2400次FFT处理，其中L＝FSTS/NFFT＝491.52e6×20e-3/4096＝2400，且每次在4096点的频域数据的头部数据Sl[0:1583]和尾部数据Sl[2512:4095]交叉合并得到频谱。
由于每个频段的GSCN分布并不一样，因此需要对GSCN和频谱样本做映射处理，即确定每个GSCN对应的频谱样本。此外，考虑到RF滤波器(即射频前端的非线性滤波器)的非理想特性以及直流部分对电压的抬升，会直接影响频谱特征，造成后续扫频精度降低。为此，还可进一步针对RF滤波器非理想特性做数字的补偿，并做直流消除，最终处理后的频谱样本记为
对RF滤波器的数字补偿及直流消除的具体方法可采用现有技术，对此本申请实施例不做限定。
比如，配置有两天线RX1和RX2接收射频信号，分别配置两个档位AGC增益分别为：60dB和15dB，在RF滤波器非理想系数补偿前后，频谱分布比较如图3所示。
其中，1、2、3、4分别为四个频谱样本，分别为：
频谱样本1：在没有RF滤波器补偿前，天线RX1处合成的频谱样本；
频谱样本2：在没有RF滤波器补偿前，天线RX2处合成的频谱样本；
频谱样本3：在有RF滤波器补偿后，天线RX1处合成的频谱样本；
频谱样本4：在有RF滤波器补偿后，天线RX2处合成的频谱样本。
可以看到，相比15dB的低AGC增益，采用60dB的高AGC增益的频谱曲线，整体会有一定程度的抬升，更容易被检测，但是细节部分有一定程度的损失。此外，RF滤波器非理想系数补偿后，频谱特征的细节更加丰富，方便后续的频点搜索。
步骤203，对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定同步符号栅格的候选位置。
需要说明的是，在一种非限制性实施例中，对所述频域信号的初步检测，可以采用现有技术。
此外，在另一种非限制性实施例中，本申请还提出一种基于频域接收信号强度指示(FrequencyDomain RSSI，FD-RSSI)的多级滑窗搜索方法，找到SSB相当带宽的频点位置。其中，FD-RSSI的定义如下：
其中，Np和Nq分别表示在频谱样本中的子载波间隔(SubCarrier Spacing，SCS)下标，且由第l级滑窗的窗长/>决定，第l级滑窗的窗长/>和步长ΔF(l)满足下式：
其中，BW为当前频段的频谱整体带宽，L表示滑窗处理所需要的级数。
对于FR1频段，SSBSCS为15KHz和30KHz的时候，其带宽分别为3.6MHz和7.2MHz。
对于FR2频段，SSBSCS为120KHz和240KHz的时候，其带宽分别为28.8MHz和57.6MHz。
对于不同频段，由于有多种SSBSCS存在可能，采用最大配置带宽7.2MHz或57.6MHz作为频谱带宽参考即可。
比如，参照图4所示示例。
对于FR1频段且3GHz以下，FR1频段且3GHz以上和FR2频段，基于FD-RSSI的滑窗搜索，初始频谱范围分别为最大带宽，即100MHz、100MHz和4000MHz，最终频谱范围为SSB相当带宽，即7.2MHz、7.2MHz和57.6MHz。对于每一阶段的滑窗搜索，通过配置窗长和步长，计算FD-RSSI并找到最强部分的频谱。对于下一阶段滑窗搜索，根据上一阶段的最强FD-RSSI频谱继续细分处理。
对于FR1频段且3GHz以下，带宽为100MHz的频段，搜索频点的窗长从50MHz、25MHz、12.5MHz逐渐缩减到到7.2MHz,最后频谱占据1个SSB带宽，对应步长ΔF(l)分别为25MHz、12.5MHz、6.25MHz和1.2MHz，最后步长占据1个SSRaster粒度。对于7.2MHz窗长和1.2MHz步长的频点搜索范围写为{[0,7.2],[1.2,8.4],[2.4,9.6],[3.6,10.8],[4.8,12.0],[5.3,12.5]}MHz。
对于FR1频段且3GHz以上，带宽为100MHz的频段，搜索频点的窗长从50MHz、25MHz、12.5MHz逐渐缩减到7.2MHz，最后频谱占据1个SSB带宽，对应步长ΔF(l)分别为25MHz、12.5MHz、6.25MHz和1.44MHz，最后步长占据1个SSRaster粒度。对于7.2MHz窗长和1.44MHz步长的频点搜索范围写为{[0,7.2],[1.44,8.64],[2.88,10.08],[4.32,11.52],[5.3,12.5]}MHz。
对于FR2频段，带宽为4000MHz的频段，搜索频点的窗长从2000MHz、1000MHz、500MHz、250MHz、125MHz到57.6MHz逐渐减小，最后频谱占据1个SSB带宽，对应的步长ΔF(l)分别为1000MHz、500MHz、250MHz、125MHz、62.5MHz到17.28MHz逐渐减小，最后步长占据1个SSRaster粒度。对于57.6MHz窗长和17.28MHz步长的频点搜索范围写为{[0,57.6],[17.28,74.88],[34.56,92.16],[51.84,109.44],[67.4,125]}MHz。
如表2所示，λ(l)表示窗长和步长αF(l)配置下的滑窗搜索次数，对于具体最大带宽，FR1频段3GHz以下，FR1频段3GHz以上，和FR2频段的滑窗搜索总次数分别为15、14和20。因此，对任意一个频段，只需要20次以内的滑窗搜索，就能快速定位SSB范围内的初始频点位置。
表2
步骤204，对本地PSS频域序列进行频偏预补偿后与所述时域基带信号进行相关峰值检测，根据检测结果确定同步符号栅格的补偿值。
步骤205，根据所述补偿值对所述候选位置进行修正，得到同步符号栅格位置。
为了进一步细化SS Raster的位置，本发明提出一种频偏预补偿的主同步信号相关峰值(PSS Correlation Peak，PSS-CP)移位搜索方法，进一步提高频率检测结果的精度。其中，PSS-CP表征的是频偏预补偿后的本地PSS序列和接收信号的时域滑动相关峰值。
具体地，通过对本地PSS频域序列循环移位实现多种不同粒度的频偏预补偿。
PSS相关峰PSS-CP定义如下：
其中，m表示信号样本的下标，n表示循环移位的点数，N表示循环移位的周期，NRX为UE天线端口数；rp(m)为第p根天线的SSB时域接收信号，即图1中时频转换器输入的时域基带信号；为本地PSS频域序列,conj表示共轭，FFT和IFFT分别表示FFT和IFFT处理。
通过对本地PSS频域序列循环移位，可实现频偏预补偿，不仅可以改善在低SNR条件下的PSS检测能力，还能对频点搜索误差做进一步纠正。
PSS频域序列的构造方法如下：
将127位原始PSS频域序列dPSS(m)补零到位并做IFFT处理，然后共轭倒序补零到/>位并做FFT运处理，从而得到/>位的PSS频域序列/>如下式：
式中，为时域SSB信号的FFT处理点数,/>为用于PSS检测的FFT处理点数，flip为倒序。
通过上述方法，频偏预补偿的最大范围FComp为：其精度Δf为：其中fSCS为SSBSCS的大小。
如下表3，示出了本申请实施例中FR1和FR2频段在不同和/>以及不同fSCS条件下，频偏预补偿的最大范围FComp和精度Δf(FComp单位：MHz，Δf单位：KHz)示例。表3
在本申请实施例中，可以在不同和/>以及不同fSCS条件下，实现多种不同粒度的频偏预补偿。比如：
在FR1频段，和/>分别为256和1024时，并且fSCS为30KHz时，此时最大频偏补偿为7.68MHz，对应可实现6个粒度为1.2MHz或者5个粒度为1.44MHz的SSRaster补偿，频偏补偿精度为7.5KHz，对/>左移n位和右移n位分别相当于频偏补偿-7.5n KHz和7.5nKHz。对于1.3MHz和-2.5MHz频偏时，可分别通过右移173位和左移333位实现。
在FR2频段，和/>分别为1024和4096时，并且fSCS为240KHz时,此时最大频偏补偿为245.76MHz,对应实现14个粒度为17.28MHz的SSRaster补偿，频偏补偿精度为60KHz，对/>左移n位和右移n位分别相当于频偏补偿-60n KHz和60n KHz。例如，对于17.28MHz的频偏，右移288位实现。
基于PSS-CP移位搜索，可以进一步提高SS Raster的位置精度，从而减少扫频处理的时间。
设r表示需要补偿的SSRaster数量，最大值rmax可表示为：
具体地，在FR1<3G频段、F1>3G频段和FR2频段，当以及不同fSCS条件下，预补偿SS Raster的最大值rmax，循环移位的点数n(+和-分别表示右移和左移)，以及PSS检测时频偏补偿尝试次数ψ如下表4所示。
表4
一般意义上，PSS-CP移位搜索只需满足r较小时的SSRaster补偿处理即可，比如r典型值为3，考虑NR支持的两种子载波间隔(SubCarrier Spacing，SCS)，只需20次以内频偏尝试即可。
本申请实施例提供的快速扫频方法，首先通过初步检测确定同步符号栅格(Synchronization Symbol，SS Raster)的候选位置，然后通过对本地PSS频域序列进行频偏预补偿后与接收信号进行相关峰值检测，根据检测结果确定同步符号栅格的补偿值，进而对初步检测确定的同步符号栅格的候选位置进行调整，即频偏补偿，得到更精准的同步符号栅格位置。利用本申请方案，可以有效改善在低SNR条件下的PSS检测能力，对频点搜索误差做进一步纠正，得到更准确的检测结果。
进一步地，对时域基带信号经过时频转换器通过FFT处理得到的频域信号，通过多级频域RSSI滑窗搜索，得到同步符号栅格的候选位置，提高了初检结果的准确性。
相应地，本申请实施例还提供一种频率扫描装置，如图5所示，是该装置的一种结构示意图。
该频率扫描装置500包括以下各模块：
控制模块501，用于依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位；
接收模块502，用于接收时域基带信号；
检测模块503，用于对所述时域基带信号进行检测，确定PSS频域中心位置。
其中，所述检测模块503包括以下各单元：
采样单元531，用于对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本；
频谱合成单元532，用于对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到待检测频谱样本；
初检单元533，用于对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定目标频谱区间；
相关峰值检测单元534，用于对本地PSS频域序列进行频偏预补偿后与所述时域基带信号进行相关峰值检测，根据检测结果确定的同步符号栅格的补偿值；
补偿单元535，用于根据所述补偿值对所述候选位置进行修正，得到同步符号栅格位置。
其中，初检单元533可以采用现有技术，也可以采用本申请方法实施例中提到的基于FD-RSSI的多级滑窗搜索方法确定目标频谱区间，对此本申请实施例不做限定。
相关峰值检测单元534可以采用前面介绍的频偏预补偿的PSS-CP移位搜索方法确定相关峰值的位置，进而确定频偏位置，即所述补偿值。
关于频率扫描装置500的其他相关描述可以参照前述实施例中的相关描述，此处不再赘述。
相应地，本申请实施例还提供一种通信设备，所述通信设备包括上面所述的频率扫描装置500。所述通信设备可以是但不限于：手机、平板电脑、POS机、智能手表等。
在具体实施中，上述自适应干扰消除装置可以对应于通信设备中具有自适应干扰消除功能的芯片，例如片上系统(System-On-a-Chip，SOC)、基带芯片等。
关于上述实施例中描述的各个装置、产品包含的各个模块/单元，其可以是软件模块/单元，也可以是硬件模块/单元，或者也可以部分是软件模块/单元，部分是硬件模块/单元。例如，对于应用于或集成于芯片的各个装置、产品，其包含的各个模块/单元可以都采用电路等硬件的方式实现，或者，至少部分模块/单元可以采用软件程序的方式实现，该软件程序运行于芯片内部集成的处理器，剩余的(如果有)部分模块/单元可以采用电路等硬件方式实现；对于应用于或集成于芯片模组的各个装置、产品，其包含的各个模块/单元可以都采用电路等硬件的方式实现，不同的模块/单元可以位于芯片模组的同一组件(例如芯片、电路模块等)或者不同组件中，或者，至少部分模块/单元可以采用软件程序的方式实现，该软件程序运行于芯片模组内部集成的处理器，剩余的(如果有)部分模块/单元可以采用电路等硬件方式实现；对于应用于或集成于终端的各个装置、产品，其包含的各个模块/单元可以都采用电路等硬件的方式实现，不同的模块/单元可以位于终端内同一组件(例如，芯片、电路模块等)或者不同组件中，或者，至少部分模块/单元可以采用软件程序的方式实现，该软件程序运行于终端内部集成的处理器，剩余的(如果有)部分模块/单元可以采用电路等硬件方式实现。
本申请实施例还公开了一种存储介质，所述存储介质为计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序运行时可以执行图2中所示方法的步骤。所述存储介质可以包括只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存取存储器(Random AccessMemory，RAM)、磁盘或光盘等。存储介质还可以包括非挥发性存储器(non-volatile)或者非瞬态(non-transitory)存储器等。
请参照图6，本申请实施例还提供了一种通信设备的硬件结构示意图。该装置包括处理器601、存储器602和收发器603。
处理器601可以是一个通用中央处理器(central processing unit，CPU)、微处理器、特定应用集成电路(application-specific integrated circuit，ASIC)，或者一个或多个用于控制本申请方案程序执行的集成电路。处理器601也可以包括多个CPU，并且处理器601可以是一个单核(single-CPU)处理器，也可以是多核(multi-CPU)处理器。这里的处理器可以指一个或多个设备、电路或用于处理数据(例如计算机程序指令)的处理核。
存储器602可以是ROM或可存储静态信息和指令的其他类型的静态存储设备、RAM或者可存储信息和指令的其他类型的动态存储设备，也可以是电可擦可编程只读存储器(electrically erasable programmable read-only memory，EEPROM)、只读光盘(compactdisc read-only memory，CD-ROM)或其他光盘存储、光碟存储(包括压缩光碟、激光碟、光碟、数字通用光碟、蓝光光碟等)、磁盘存储介质或者其他磁存储设备、或者能够用于携带或存储具有指令或数据结构形式的期望的程序代码并能够由计算机存取的任何其他介质，本申请实施例对此不作任何限制。存储器602可以是独立存在(此时，存储器602可以位于该装置外，也可以位于该装置内)，也可以和处理器601集成在一起。其中，存储器602中可以包含计算机程序代码。处理器601用于执行存储器602中存储的计算机程序代码，从而实现本申请实施例提供的方法。
处理器601、存储器602和收发器603通过总线相连接。收发器603用于与其他设备或通信网络通信。可选的，收发器603可以包括发射机和接收机。收发器603中用于实现接收功能的器件可以视为接收机，接收机用于执行本申请实施例中的接收的步骤。收发器603中用于实现发送功能的器件可以视为发射机，发射机用于执行本申请实施例中的发送的步骤。
当图6所示的结构示意图用于示意上述实施例中所涉及的通信设备的结构时，处理器601用于对通信设备的动作进行控制管理，例如，处理器601用于支持通信设备执行前述方法的各个步骤，和/或本申请实施例中所描述的其他过程中的通信设备执行的动作。处理器601可以通过收发器603与其他网络实体通信。存储器602用于存储通信设备的程序代码和数据。
应理解，本文中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，本文中字符“/“，表示前后关联对象是一种“或”的关系。
本申请实施例中出现的“多个”是指两个或两个以上。
本申请实施例中出现的第一、第二等描述，仅作示意与区分描述对象之用，没有次序之分，也不表示本申请实施例中对设备个数的特别限定，不能构成对本申请实施例的任何限制。
本申请实施例中出现的“连接”是指直接连接或者间接连接等各种连接方式，以实现设备间的通信，本申请实施例对此不做任何限定。
上述实施例，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或其他任意组合来实现。当使用软件实现时，上述实施例可以全部或部分地以计算机程序产品的形式实现。所述计算机程序产品包括一个或多个计算机指令或计算机程序。在计算机上加载或执行所述计算机指令或计算机程序时，全部或部分地产生按照本申请实施例所述的流程或功能。所述计算机可以为通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。所述计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者从一个计算机可读存储介质向另一个计算机可读存储介质传输，例如，所述计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线或无线方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输。
应理解，在本申请的各种实施例中，上述各过程的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本申请实施例的实施过程构成任何限定。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的方法、装置和系统，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的；例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式；例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理包括，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件功能单元的形式实现。
上述以软件功能单元的形式实现的集成的单元，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。上述软件功能单元存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本申请各个实施例所述方法的部分步骤。
虽然本申请披露如上，但本申请并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本申请的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本申请的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。
Claims (12)
1.一种频率扫描方法，其特征在于，所述方法包括：
依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位，接收时域基带信号；
对所述时域基带信号进行检测，所述检测过程包括：
对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本；
对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到待检测频谱样本；
对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定同步符号栅格的候选位置；
对本地PSS频域序列进行频偏预补偿后与所述时域基带信号进行相关峰值检测，根据检测结果确定同步符号栅格的补偿值；
根据所述补偿值对所述候选位置进行调整，得到同步符号栅格位置。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，依次选择各AGC增益档位包括：依照AGC增益档位的增益由低到高依次选择各AGC增益档位。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收时域基带信号包括：
在有多天线时，对应不同天线配置相同或不同AGC增益档位并行接收时域基带信号。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本包括：
设置时域采样周期，并根据FFT点数和子载波间隔确定采样速率；
根据所述时域采样周期和所述采样速率对所述时域基带信号进行时域采样并进行FFT运算处理，得到多个频谱样本。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述对所述多个频谱样本进行频谱合成包括：
确定各频谱样本与GSCN的映射关系；
根据所述映射关系对所述多个频谱样本进行频谱合成。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
对射频滤波器非线性进行数字补偿及直流消除。
7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述FFT点数大于子载波数；所述对所述采样信号进行频谱合成还包括：
对所述多个频谱样本进行头和/或尾采样，去除冗余子载波。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对本地PSS频域序列进行预补偿后与所述时域基带信号进行相关峰值检测包括：
对所述待检测频谱样本进行多级滑窗搜索，确定同步符号栅格的候选位置。
9.根据权利要求1至8任一项所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
通过对本地PSS频域序列循环移位实现多种不同粒度的频偏预补偿。
10.一种频率扫描装置，其特征在于，所述装置包括：
控制模块，用于依次选择每个工作频段、以及所述工作频段内各AGC增益档位；
接收模块，用于接收时域基带信号；
检测模块，用于对所述时域基带信号进行检测，确定PSS频域中心位置；
所述检测模块包括：
采样单元，用于对所述时域基带信号进行时域采样，得到多个频谱样本；
频谱合成单元，用于对所述多个频谱样本进行频谱合成，得到待检测频谱样本；
初检单元，用于对所述待检测频谱样本进行初步检测，确定同步符号栅格的候选位置；
相关峰值检测单元，用于对本地PSS频域序列进行频偏预补偿后与所述时域基带信号进行相关峰值检测，根据检测结果确定的同步符号栅格的补偿值；
补偿单元，用于根据所述补偿值对所述候选位置进行修正，得到同步符号栅格位置。
11.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被计算机运行时执行权利要求1至9中任一项所述频率扫描方法的步骤。
12.一种通信设备，包括存储器和处理器，所述存储器上存储有可在所述处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器运行所述计算机程序时执行权利要求1至9中任一项所述频率扫描方法的步骤。
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