CN117674584A - 一种功率因数校正变换器和一种开关电源 - Google Patents

一种功率因数校正变换器和一种开关电源 Download PDF

Info

Publication number
CN117674584A
CN117674584A CN202211067612.3A CN202211067612A CN117674584A CN 117674584 A CN117674584 A CN 117674584A CN 202211067612 A CN202211067612 A CN 202211067612A CN 117674584 A CN117674584 A CN 117674584A
Authority
CN
China
Prior art keywords
inductor
main
electrically connected
inductors
auxiliary
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202211067612.3A
Other languages
English (en)
Inventor
何维
张滨
陈长青
朱聪
左志岭
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
ZTE Corp
Original Assignee
ZTE Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ZTE Corp filed Critical ZTE Corp
Priority to CN202211067612.3A priority Critical patent/CN117674584A/zh
Priority to PCT/CN2023/116219 priority patent/WO2024046431A1/zh
Publication of CN117674584A publication Critical patent/CN117674584A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/10—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

本公开提供一种功率因数校正变换器，所述功率因数校正变换器包括耦合电感、和N相升压电路，N相所述升压电路并联，所述耦合电感包括电感串和N个主电感，N个所述主电感分别与N相所述升压电路对应，所述电感串包括串联的独立耦合电感和至少一个辅助电感，所述电感串的两端闭合，且与参考信号端电连接，所述主电感的第一端与电源的一端或者整流桥的一端电连接，所述主电感的第二端与相应的升压电路电连接，至少一个所述主电感与至少一个所述辅助电感耦合，且互相对应的主电感与辅助电感绕在同一个磁芯上，N为大于1的整数。本公开还提供一种开关电源。

Description

一种功率因数校正变换器和一种开关电源
技术领域
本公开涉及电子设备领域，具体地，涉及一种功率因数校正变换器(PFC，PowerFactor Correction)和一种开关电源。
背景技术
由于体积小、转换效率高等优点，开关电源在电气及电子领域得到了广泛的应用。
目前，为了提升变换器功率，交错并联是常用的方法，作为前级的功率因数校正变换器(PFC)来讲，提升功率的方法也是采用交错并联方案，交错并联的优势减小了变换器的输入电流和输出电流纹波。变换器存在多个电路并联，使得其电路中的功率器件数量成倍增加。由于交错并联技术的优势，使得开关管以及电容都不会在体积上有显著的增加。因为交错并联技术并不会减小每一路的电感电流纹波，因此磁性元件在体积上会有明显地增加，从而增加了变换器的重量、体积和成本。
通过在交错并联电路中引入磁集成技术，能够有效地减少磁性元件的数量和体积，从而节约电源制造成本。传统磁集成方案采用反耦合电感，存在相位控制不准确时候单电感提供所有负载的风险，所以电感尺寸一般都需要放较大的余量，对功率密度的提升作用减小。在超过两相交错并联应用场合下，工作状态复杂，不能控制耦合系数，这种负耦合电感的方式集成就较困难，且不利于更高功率应用的扩展，且不能实现相位屏蔽功能。传统的交错并联PFC由于电感分离或反耦合集成，环路输出动态特性不好，需要用很大的储能电容保证输出电压的稳定，影响功率密度。
发明内容
本公开的目的在于提供一种功率因数校正变换器和一种开关电源。
作为本公开的第一个方面，提供一种功率因数校正变换器，其中，所述功率因数校正变换器包括耦合电感、和N相升压电路，N相所述升压电路并联，所述耦合电感包括电感串和N个主电感，N个所述主电感分别与N相所述升压电路对应，所述电感串包括串联的独立耦合电感和至少一个辅助电感，所述电感串的两端闭合，且与参考信号端电连接，所述主电感的第一端与电源的一端或者整流桥的一端电连接，所述主电感的第二端与相应的升压电路电连接，至少一个所述主电感与至少一个所述辅助电感耦合，且互相对应的主电感与辅助电感绕在同一个磁芯上，N为大于1的整数。
可选地，至少一个主电感和与该主电感耦合的辅助电感形成变压器，所述主电感绕组形成为所述变压器的原边绕组，所述辅助电感的绕组形成为所述变压器的副边绕组，同一个所述变压器的所述主电感绕组与所述辅助电感绕组的同名端相同。
可选地，所述PFC包括集成式磁芯，所述耦合电感绕制在所述集成式磁芯上，其中，N个所述主电感按照与N个主电感电连接的N相升压电路的相位依次排列，且N个所述主电感的匝数相同。
可选地，所述集成式磁芯包括N个第一立式磁芯中柱，N个所述主电感分别缠绕在N个所述第一立式磁芯中柱上，相邻两个所述主电感的绕制方向相反。
可选地，所述电感串包括N个所述辅助电感，N个所述主电感与N个所述辅助电感一一对应，同一个所述变压器的主电感和辅助电感绕制在同一个所述第一立式磁芯中柱上。
可选地，所述集成式磁芯包括第一边柱和第二边柱，N个所述第一立式磁芯中柱设置在所述第一边柱和所述第二边柱之间。
可选地，所述集成式磁芯还包括至少一个中边柱，所述中边柱设置在所述第一边柱和所述第二边柱之间。
可选地，所述集成式磁芯还包括第二立式磁芯中柱，所述独立耦合电感绕组缠绕在所述第二立式磁芯中柱上。
可选地，所述集成式磁芯包括第一卧式磁芯中柱，所述主电感绕制在所述第一卧式磁芯中柱上，相邻两个所述主电感的绕制方向相同。
可选地，所述电感串包括N个所述辅助电感，所述辅助电感包括辅助电感绕组，且N个所述主电感与N个所述辅助电感一一对应，互相对应的所述主电感和所述辅助电感绕组形成为变压器，所述主电感绕组形成为所述变压器的原边绕组，所述辅助电感绕组形成为所述变压器的副边绕组。
可选地，所述集成式磁芯包括第二卧式磁芯中柱，所述独立耦合电感缠绕在所述第二卧式磁芯中柱上。
可选地，所述电感串包括一个所述辅助电感，所述辅助电感与多个主电感中的一者相对应。
可选地，所述升压电路还包括开关元件和整流二极管，所述主电感的第二端与所述开关元件的第一端电连接，所述主电感的第二端还与所述整流二极管的阳极电连接，所述开关元件的第二端与所述参考地端电连接，所述整流二极管的阴极与所述升压电路的输出端电连接。
可选地，所述升压电路还包括第一整流二极管、第二整流二极管、第一开关元件和第二开关元件，所述第一整流二极管的阳极与所述主电感的第二端电连接，所述第一整流二极管的阴极与所述升压电路的输出端电连接，所述第二整流二极管的阳极与参考信号端电连接，所述第二整流二极管的阴极与所述第一整流二极管的阳极电连接，所述第一开关元件的第一端与所述功率因数校正变换器的电源负极电连接，所述第一开关元件的第二端与所述第二开关元件的第一端电连接，所述第二开关元件的第二端与所述第一整流二极管的阳极电连接。
可选地，所述参考信号端包括功率因数校正变换器输出正端和功率因数校正变换器输出地端，所述电感串的连接端与所述参考信号端电连接。
作为本公开的第二个方面，提供一种开关电源，所述开关电源包括电源、整流桥和功率因数校正变换器，其中，所述功率因数校正变换器为本公开第一个方面所提供的功率因数校正变换器，所述电源的端口与所述升压电路的输入端电连接。
在本公开中，通过独立耦合电感实现滤波功能，通过耦合的主电感和辅助电感实现储能。也就是说，在本公开中，不同的磁性元件分别实现滤波功能和储能功能，因此，在设计电感时，可以针对滤波需求对实现滤波功能的独立耦合电感Lc进行独立设计，并针对储能需求对实现储能功能的主电感、辅助电感进行独立设计，实现了耦合电感的解耦，降低了PFC的设计难度，并减小了PFC中磁性件的总体体积。
除此之外，具有上述结构的PFC，还可以降低输入电流纹波，提升PFC变换的动态特性，有利于减小输入EMI滤波器的尺寸和输出滤波电容器C的尺寸。
附图说明
图1是本公开所提供的PFC的第一种实施方式的电路图；
图2是本公开所提供的二相交错并联PFC的一种实施方式的电路图；
图3是本公开所提供的二相交错并联PFC中，独立耦合电感、第一相升压电路的主电感、第二相升压电路的主电感的电流纹波波形示意图；
图4是本公开所提供的三相交错并联PFC的一种实施方式的电路图；
图5是本公开所提供的二相PFC的另一种实施方式的示意图；
图6是本公开所提供的二相PFC的另一种实施方式的示意图；
图7是本公开所提供的多相交错并联PFC的接另一参考电压的实施方式的电路图；
图8是本公开所提供的多相交错并联PFC的耦合电感实施方式的电路图；
图9是展示二相PFC的第一立式磁芯的一种实施方式的结构示意图；
图10是展示二相PFC的第一立式磁芯的另一种实施方式的结构示意图；
图11是展示二相PFC的第一立式磁芯的还一种实施方式的结构示意图；
图12是展示二相PFC的第一立式磁芯、以及独立耦合电感的第二立式磁芯的一种实施方式的结构示意图；
图13是展示N相PFC的第一立式磁芯的结构示意图；
图14是展示N相PFC的第一立式磁芯、以及独立耦合电感的第二立式磁芯的一种实施方式的结构示意图；
图15是展示N相PFC的第一卧式磁芯的结构示意图；
图16是展示N相PFC的第一卧式磁芯、以及独立耦合电感的第二卧式磁芯的结构示意图；
图17是展示包括一个辅助电感、且N相PFC包括第一立式磁芯的一种实施方式结构示意图；
图18是展示包括一个辅助电感、且N相PFC包括第一立式磁芯的、以及独立耦合电感的第二立式磁芯的一种实施方式结构示意图；
图19是展示包括一个辅助电感、且N相PFC包括第一卧式磁芯的、以及独立耦合电感的第二卧式磁芯的一种实施方式结构示意图。
具体实施方式
为使本领域的技术人员更好地理解本公开的技术方案，下面结合附图对本公开提供的功率因数校正变换器和开关电源进行详细描述。
在下文中将参考附图更充分地描述示例实施例，但是所述示例实施例可以以不同形式来体现且不应当被解释为限于本文阐述的实施例。反之，提供这些实施例的目的在于使本公开透彻和完整，并将使本领域技术人员充分理解本公开的范围。
在不冲突的情况下，本公开各实施例及实施例中的各特征可相互组合。
如本文所使用的，术语“和/或”包括一个或多个相关列举条目的任何和所有组合。
本文所使用的术语仅用于描述特定实施例，且不意欲限制本公开。如本文所使用的，单数形式“一个”和“该”也意欲包括复数形式，除非上下文另外清楚指出。还将理解的是，当本说明书中使用术语“包括”和/或“由……制成”时，指定存在所述特征、整体、步骤、操作、元件和/或组件，但不排除存在或添加一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元件、组件和/或其群组。
除非另外限定，否则本文所用的所有术语(包括技术和科学术语)的含义与本领域普通技术人员通常理解的含义相同。还将理解，诸如那些在常用字典中限定的那些术语应当被解释为具有与其在相关技术以及本公开的背景下的含义一致的含义，且将不解释为具有理想化或过度形式上的含义，除非本文明确如此限定。
作为本公开的第一个方面，提供一种功率因数校正变换器(即，下文中的PFC)，其中，如图1所示，所述功率因数校正变换器包括耦合电感和N相升压(boost)电路，且N相所述升压电路并联。所述耦合电感包括电感串和N个主电感，N个所述主电感分别与N相所述升压电路对应，所述电感串包括串联的独立耦合电感Lc和至少一个辅助电感，所述电感串闭合，且与参考信号端电连接。所述主电感的第一端与所述电源的一端或整流桥的一端电连接，所述主电感的第二端与相应的升压电路电连接，至少一个所述主电感与至少一个所述辅助电感耦合，且互相对应的主电感与辅助电感绕在同一个磁芯上，N为大于1的整数。
在本公开中，通过独立耦合电感Lc实现滤波功能，通过耦合的主电感和辅助电感实现储能。也就是说，在本公开中，不同的磁性元件分别实现滤波功能和储能功能，因此，在设计电感时，可以针对滤波需求对实现滤波功能的独立耦合电感Lc进行独立设计，并针对储能需求对实现储能功能的主电感、辅助电感进行独立设计，实现了耦合电感的解耦，降低了PFC的设计难度，并减小了PFC中磁性件的总体体积。
在本公开中，对“电源的一端”不做特殊的限定。如果电源是直流电压，那么“电源的一端”可以是电源的正极或者电源的负极；如果电源是交流电源，那么“电源的一端”可以是电源的L端或者N端。在图2、图4至图8中所示的各个实施方式中，电源的一端是电源的L端。
除此之外，具有上述结构的PFC，还可以降低输入电流的纹波，提升PFC变换的动态特性，有利于减小输入EMI滤波器的尺寸和输出滤波电容器C的尺寸。
在本公开中，N相升压电路可以实现多相交错并联，相邻两相升压电路之间的相位差为360°/N。
在图1中所示的实施方式中，N＞2。N相升压电路分别与主电感L1、主电感L2、……、主电感LN相对应。在该实施方式中，每一相升压电路都包括开关元件(分别为开关元件Q1、开关元件Q2、……、开关元件QN)，通过依次向各个开关元件提供控制信号，可以实现N相升压电路的交错并联。所述电感串的辅助电感可以包括辅助电感L1’、辅助电感L2’、……、辅助电感LN’。在图1中所示的实施方式中，主电感与辅助电感一一对应，即，主电感L1和辅助电感L1’耦合且共用磁芯，主电感L2和辅助电感L2’耦合且共用磁芯，……，主电感LN和辅助电感LN’耦合且共用磁芯。
当然，在本公开中，N也可以为2，如图2、图5、图6中所示的实施方式，所述PFC包括两相交错并联的升压电路。其中一相升压电路包括主电感L1、另一相升压电路包括主电感L2。所述PFC包括辅助电感L1’和辅助电感L2’，主电感与辅助电感一一对应，即，主电感L1和辅助电感L1’耦合且共用磁芯，主电感L2和辅助电感L2’耦合且共用磁芯。
在图4和图7中所示的实施方式中，N为3，所述PFC包括三相交错并联的升压电路。其中一相升压电路包括主电感L1、另一相升压电路包括主电感L2、还一相升压电路包括主电感L3。所述PFC包括辅助电感L1’、辅助电感L2’和辅助电感L3’，主电感与辅助电感一一对应，即，主电感L1和辅助电感L1’耦合且共用磁芯，主电感L2和辅助电感L2’耦合且共用磁芯，主电感L3和辅助电感L3’耦合且共用磁芯。
当然，PFC中辅助电感的数量也可以与主电感的数量不一致。在图8中所示的实施方式中，PFC仅包括一个辅助电感LN’，该辅助电感LN’与所有主电感耦合且共用磁芯。
在本公开中，至少一个主电感和与该主电感耦合的辅助电感形成变压器，所述主电感绕组形成为所述变压器的原边绕组，所述辅助电感的绕组形成为所述变压器的副边绕组，同一个所述变压器的所述主电感绕组与所述辅助电感绕组的同名端相同。
作为一种可选实施方式，多个主电感与多个辅助电感一一对应，且形成多个变压器。在这种实施方式中，多个变压器的副边绕组串联。在本公开中，对变压器的变比不做特殊的限定，例如，变压器的变比可以是1：1。
为了便于设置，可选地，所述PFC包括集成式磁芯，所述耦合电感绕制在所述集成式磁芯上，其中，N个所述主电感按照与N个主电感电连接的N相升压电路的相位依次排列。
在本公开中，对耦合电感的磁芯不做特殊的限定，作为一种可选实施方式，所述PFC包括集成式磁芯，所述耦合电感绕制在所述集成式磁芯上，其中，N个所述主电感按照与N个主电感电连接的N相升压电路的相位依次排列，N个主电感的匝数相同。
在本公开中，相邻两个主电感的匝数相同，这样，如果相邻两个主电感之间形成有磁芯(例如，边柱)，那么，该相邻两个主电感在磁芯中的磁通大小相等，方向相反，从而发生抵消，由于磁通已经被抵消，将相邻两个主电感之间的磁芯去除也不会对主电感造成影响，从而可以简化集成式磁芯的结构。因此，“相邻两个主电感的匝数相同”可以实现磁芯边柱的减小，从而把N个变压器或N个电感进行磁集成。
作为一种可选实施方式，集成式磁芯可以包括N个第一立式磁芯中柱，N个所述主电感分别缠绕在N个第一立式磁芯中柱上。相应地，N个主电感的第一立式磁芯中柱按照与N个主电感电连接的N相升压电路的相位依次排列。
如上文中所述，所述主电感绕组形成为所述变压器的原边绕组，所述辅助电感绕组形成为所述变压器的副边绕组，互相对应的所述主电感绕组与所述辅助电感绕组的同名端相同。也就是说，PFC可以包括N个变压器。下面以图2为例，对这种实施方式进行简单的介绍。
图2中所示的PFC的电路还可以包括交流源100和输入整流桥200。除了主电感之外，每个升压电路都包括相应的开关元件和相应的整流二极管。如图2中所示，包括主电感L1的升压电路还包括开关元件Q1、和整流二极管D1，包括主电感L2的升压电路还包括开关元件Q2和整流二极管D2。主电感L1和辅助电感L1’组成变压器T1，主电感L2和辅助电感L2’组成变压器T2。独立耦合电感Lc、变压器T1、变压器T2共同构成耦合电感，其中，分立电感Lc与辅助电感L1’、辅助电感L2’串联形成电感串，电感串的首尾两端形成闭环，并与参考信号端电连接。变压器T1的原边绕组(即，主电感L1的主电感绕组)的一端与输入整流桥200的正端电连接，变压器T1的原边绕组的另一端与开关元件Q1与整流二极管D1的中点电连接；变压器T2的原边绕组(即，主电感L2的主电感绕组)的一端与输入整流桥200的正端电连接，变压器T2的原边绕组的另一端与开关元件Q2与整流二极管D2的中点电连接。其中，独立耦合电感Lc的电感值取决于交错并联的升压电路的实际电感，并且，变压器T1和变压器T2为相同的同变比的变压器。变压器的功率电流流经变压器T1的原边绕组和变压器T2的原边绕组。两个变压器的副边绕组串联，可以起到均流的作用。在本公开中，变压器T1和变压器T2分别负担负载功率的一半。独立耦合电感Lc上流过的电流为变压器T1、变压器T2的两路相位差为180°的电流的叠加和，独立耦合电感Lc的电流频率是上述两路相位差为180°的电流的两倍，因此，独立耦合电感Lc可以实现较小的尺寸。
图3中所示的是独立耦合电感Lc的电流纹波、主电感L1的电流纹波、以及主电感L2的电流纹波的波形示意图。其中，虚线表示的是主电感L1的电流纹波，实线表示的是主电感L2的电路纹波，点划线表示的是独立耦合电容Lc的电流纹波。在PFC的输入端得到的电流是主电感L1的电流和主电感L2的电流交错抵消后的电流之和，因此，PFC的输入端的电流纹波幅值降低。并且，PFC的输入端的电流频率为第一开关元件的开关频率、以及第二开关元件的开关频率之和，从而降低了独立耦合电感Lc的感量，也减小了变压器原边绕组的电流纹波，从而减少了PFC输入侧的纹波电流，也降低了PFC的导通损耗，减少输入EMI滤波器的滤波压力。
本公开的升压电路采用独立的电感Lc和独立变压器T1、T2～Tn。本公开还提出将N个变压器或N个变压器和Lc进行磁芯集成的方法。
在本公开中，对各个电感的磁芯形状和材质不做特殊的限定，以下的案例只提供磁芯设计的思路。例如，各个耦合电感可以绕制在立式的磁芯中柱上，也可以绕制在卧式的磁芯中柱上。
在图9至图14、以及图17和图18中所示的实施方式中，主电感绕组和辅助电感绕组都绕制在第一立式磁芯中柱上。并且，为了便于设置，N相升压电路对应的N个主电感所缠绕的第一立式磁芯中柱按照N相升压电路的相位依次排列。
例如，在图9至图12中所示的实施方式中，两相升压电路对应的两个主电感的第一立式磁芯中柱分别为第一相升压电路对应的主电感的第一立式磁芯中柱311、以及第二相升压电路对应的主电感的第一立式磁芯中柱321。
在图13和图14所示的实施方式N相升压电路对应的N个主电感的第一磁芯中柱分别为第一相升压电路对应的主电感的第一立式磁芯中柱311、以及第二相升压电路对应的主电感的第一立式磁芯中柱321、……、第N相升压电路对应的主电感的第一立式磁芯中柱3N1。
在一种实施方式中，辅助电感的数量和主电感的数量相同，因此，在PFC中，包括N个主电感和N个辅助电感，这N个主电感和N个辅助电感形成N个变压器。在这种实施方式中，同一个变压器的主电感绕组和辅助电感绕组绕制在同一个第一立式磁芯中柱上，且相邻的变压器的绕组的绕制方向相反。
通常，变压器由E型磁芯和I型磁芯组成，E型磁芯中间的磁芯中柱为上述第一立式磁芯中柱。这样，变压器的磁芯还可以看作包括第一立式磁芯中柱和位于第一磁芯中柱两侧的边柱。为了便于设置、并生成感应电流，可选地，所述集成式磁芯可以包括第一边柱和第二边柱，N个所述第一立式磁芯组设置在所述第一边柱和所述第二边柱之间。
在图9中所示的两相变压器实施方式中，变压器T1的磁芯包括第一边柱410和中边柱430，需要指出的是，“中边柱”是磁芯的一种边柱。变压器T2的磁芯包括第二边柱420和中边柱440。可以看出的是，相邻变压器中相邻的边柱(即，中边柱430和中边柱440)的电流大小相等、方向相反，这就导致了相邻磁芯边柱的磁通被抵消。有鉴于此，作为本公开的一种可选实施方式，可以减少集成式磁芯中边柱的数量，进而减小PFC的整体体积。例如，在图10中所示的实施方式中，仅变压器T1设置有两个边柱(分别为第一边柱410和中边柱430)，而变压器T2仅设置了第二边柱420这一个边柱(即，变压器T1和变压器T2共用中边柱430)。可以看出的是，中边柱430中也存在大小相等、方向相反的磁通。
在图11中所示的实施方式中，变压器T1仅设置了第一边柱410，变压器T2仅设置了第二边柱420。
在图13中所示的实施方式中，变压器T1仅设置了第一边柱410，变压器T2、变压器T3都未设置边柱，变压器TN设置了第二边柱420。
如上文中所述，可以在第一边柱410和第二边柱420之间选择性地设置中边柱430，也就是说，如图10所示，在本公开中，所述集成式磁芯还包括至少一个中边柱，所述中边柱设置在所述第一边柱和所述第二边柱之间。
在本公开中，对独立耦合电感Lc的磁芯形式不做特殊的限定。为了便于集成、并实现更小的体积，作为一种可选实施方式，如图12和图14中所示，所述集成式磁芯包括第二立式磁芯中柱510，独立耦合电感Lc绕在该第二立式磁芯中柱510上。
在本公开中，独立耦合电感Lc的第二磁芯中柱、以及多个第一磁芯中柱均设置在第一边柱410和第二边柱420之间。
作为另一种可选实施方式，主电感和辅助电感可以绕制在卧式磁芯中柱上，也就是说，所述集成式磁芯包括N个第一卧式磁芯中柱，所述主电感绕在所述卧式磁芯中柱上，多相所述升压电路对应的多个主电感所对应的第一卧式磁芯中柱按照升压电路的相位依次排列。
如上文中所述，在本公开中，PFC可以包括N个辅助电感，N个辅助电感和N个主电感一一对应，并形成N个变压器，所述主电感的主电感绕组形成为所述变压器的原边绕组，所述辅助电感的辅助电感绕组形成为所述变压器的副边绕组，互相对应的所述主电感绕组与所述辅助电感绕组的同名端相同。
当主电感绕制在第一卧式磁芯中柱上时，相应的辅助电感也缠绕在第一卧式磁芯中柱上。也就是说，同一个所述变压器的主电感和辅助电感绕制在同一个所述第一卧式磁芯中柱上。还需要指出的是，相邻的变压器的绕组的绕制方向相同。
在图15、图16所示的实施方式中，所述PFC包括N个变压器(分别为变压器T1、变压器T2、变压器T3、……、变压器TN)，变压器T1的主电感、以及辅助电感绕制在第一卧式磁芯中柱312上，变压器T2的主电感、以及辅助电感绕制在第一卧式磁芯中柱322上，变压器T3的主电感、以及辅助电感绕制在第一卧式磁芯中柱332上，……，变压器TN的主电感、以及辅助电感绕制在第一卧式磁芯中柱3N2上。
对于每个变压器都包括边柱的情况中，相邻变压器绕组的绕制方向相同，相邻边柱的磁通抵消。在这种情况下，就可以去除相邻变压器之间的边柱，从而简化PFC的耦合电感结构，并缩小PFC的电感体积。
例如，在图15和图16所示的实施方式中，相邻两个变压器共用边柱。
对于主电感和辅助电感绕制在卧式磁芯中柱上的情况中，为了缩小PFC的整体体积，独立耦合电感也可以绕制在卧式磁芯中柱上。也就是说，独立耦合电感Lc可以包括独立耦合电感绕组和第二卧式磁芯中柱520，独立耦合电感Lc的耦合电感绕组绕在所述第二卧式磁芯中柱上。
上文中所述的是电感串包括N个辅助电感的实施方式，本公开并不限于此，电感串中的辅助电感数量不超过N即可。在图8、图17至图19中所示的实施方式中，所述电感串包括一个所述辅助电感，所述辅助电感与多个主电感中的一者相对应，并且，辅助电感和与该辅助电感相对应的主电感形成变压器。作为一种可选实施方式，如图17所示，第一相升压电路的主电感对应有辅助电感。在图18和图19所示的实施方式中，第N相升压电路的主电感对应有辅助电感。
在本公开中，对升压电路的具体电路结构不做特殊的限定。作为一种可选实施方式，如1、图2、图4、图7、图8所示，N相升压电路采用交错并联的方式电连接。相应地，所述升压电路还包括开关元件和整流二极管，所述主电感的第二端与所述开关元件的第一端电连接，所述主电感的第二端还与所述整流二极管的阳极电连接，所述开关元件的第二端与所述参考信号端电连接，所述整流二极管的阴极与所述升压电路的输出端电连接。
具体地，第一相升压电路还包括开关元件Q1和整流二极管D1，第二相升压电路包括开关元件Q2和整流二极管D2，……，第N相升压电路包括开关元件QN和整流二极管DN。
相邻两相升压电路的开关元件的驱动信号波形之间的相位差为360°/N。
在图4中所示的具体实施方式中，第一相升压电路包括开关元件Q1和整流二极管D1，第二相升压电路包括开关元件Q2和整流二极管D2，第三相升压电路包括开关元件Q3和整流二极管D3。
作为一种可选实施方式，所述升压电路的电感应用于图腾柱无桥电连接。也就是说，每一相升压电路都包括主电感和两个开关元件，主电感的第二端与一个开关元件的第一端电连接，主电感的第二端还与另一个开关元件的第二端电联接，一个开关元件的第二端与所述参考信号端电连接，另一个开关元件的第一端与所述PFC的输出端电连接。
在图5所示的实施方式中，具体示出的是一种图腾柱无桥PFC的电路示意图。需要指出的是，图5中所示的具体实施方式中，包括两相升压电路，其中一相升压电路包括开关元件Q1、开关元件Q2和主电感L1，主电感L1的第二端与开关元件Q1的第一端电连接，主电感L1的第二端还与开关元件Q2的第二端电联接，开关元件Q1的第二端与所述参考信号端电连接，开关元件Q2的第一端与所述PFC的输出端电连接。另一相升压电路包括开关元件Q3、开关元件Q4和主电感L2，主电感L2的第二端与开关元件Q3的第一端电连接，主电感L2的第二端还与开关元件Q4的第二端电联接，开关元件Q3的第二端与所述参考信号端电连接，开关元件Q4的第一端与所述PFC的输出端电连接。
作为另一种实施方式，所述升压电路的电感应用于双开关无桥的方式电连接。也就是说，所述升压电路还包括第一整流二极管、第二整流二极管、第一开关元件和第二开关元件，所述第一整流二极管的阳极与所述主电感的第二端电连接，所述第一整流二极管的阴极与所述升压电路的输出正端电连接，所述第二整流二极管的阳极与参考地电连接，所述第二整流二极管的阴极与所述第一整流二极管的阳极电连接，所述第一开关元件的第一端与所述PFC的电源负极电连接，所述第一开关元件的第二端与所述第二开关元件的第一端电连接，所述第二开关元件的第二端与所述第一整流二极管的阳极电连接。
图6中所示的是包括二相升压电路的无桥升压电路。第一相升压电路包括主电感L1、第一整流二极管D11、第二整流二极管D12、第一开关元件Q11、第二开关元件Q12。如图6中所示，第一整流二极管D11的阳极与主电感L1的第二端电连接，第一整流二极管D11的阴极与所述升压电路的输出正端电连接，第二整流二极管D12的阳极与参考地电连接，第二整流二极管D12的阴极与第一整流二极管D11的阳极电连接，第一开关元件Q11的第一端与所述PFC的交流电源N线端电连接，第一开关元件Q11的第二端与第二开关元件Q12的第一端电连接，第二开关元件Q12的第二端与第一整流二极管D11的阳极电连接。
相应地，第二相升压电路包括主电感L2、第一整流二极管D21、第二整流二极管D22、第一开关元件Q21、第二开关元件Q22。如图6中所示，第一整流二极管D21的阳极与主电感L2的第二端电连接，第一整流二极管D21的阴极与所述升压电路的输出正端电连接，第二整流二极管D22的阳极与参考地端电连接，第二整流二极管D22的阴极与第一整流二极管D21的阳极电连接，第一开关元件Q21的第一端与所述PFC的输入电源N线端电连接，第一开关元件Q21的第二端与第二开关元件Q22的第一端电连接，第二开关元件Q22的第二端与第一整流二极管D21的阳极电连接。
在本公开中，对参考信号端不做特殊的限定。作为一种可选实施方式，参考信号端可以包括不限于PFC输出正端和PFC输出地端。所述电感串的连接端与参考信号端电连接。
在图1、图2、图4、图5、图6、图8中所示的实施方式中，电感串的闭合端与PFC输出地端电连接。
在图7中所示的实施方式中，所述电感串的闭合端均与所述PFC输出正端电连接。
在本公开中，所述PFC还可以包括滤波电容C，该滤波电容C的第一极与各相升压电路的输出正端电连接，滤波电容C的第二极与负载参考地端电连接。
作为本公开的第二个方面，提供一种开关电源，所述开关电源包括电源、整流桥和功率因数校正变换器，其中，该功率因数校正变换器为本公开第一个方面所提供的功率因数校正变换器，且电源的端口与所述升压电路的输入端电连接。
本公开的所述电源，可以是交流电源，电源的端口为L端和N端；也可以是直流电源，电源的端口为正端和负端。因此，上文中所述的“电源的端口”可以是交流电源的L端和N端，也可以是直流电源的正端和负端。
可选地，所述开关电源还可以包括负载电路。
在本公开中，对输入电源的具体实施方式不做特殊的限定。例如，输入电源可以包括交流源和整流桥，也可以用直流源来替代，即该电路的形式可扩展到Boost升压变换范围。
一般说明性含义，并且不用于限制的目的。在一些实例中，对本领域技术人员显而易见的是，除非另外明确指出，否则可单独使用与特定实施例相结合描述的特征、特性和/或元素，或可与其它实施例相结合描述的特征、特性和/或元件组合使用。因此，本领域技术人员将理解，在不脱离由所附的权利要求阐明的本公开的范围的情况下，可进行各种形式和细节上的改变。

Claims (16)

1.一种功率因数校正变换器，其特征在于，所述功率因数校正变换器包括耦合电感、和N相升压电路，N相所述升压电路并联，所述耦合电感包括电感串和N个主电感，N个所述主电感分别与N相所述升压电路对应，所述电感串包括串联的独立耦合电感和至少一个辅助电感，所述电感串的两端闭合，且与参考信号端电连接，所述主电感的第一端与电源的一端或者整流桥的一端电连接，所述主电感的第二端与相应的升压电路电连接，至少一个所述主电感与至少一个所述辅助电感耦合，且互相对应的主电感与辅助电感绕在同一个磁芯上，N为大于1的整数。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于，至少一个主电感和与该主电感耦合的辅助电感形成变压器，所述主电感绕组形成为所述变压器的原边绕组，所述辅助电感的绕组形成为所述变压器的副边绕组，同一个所述变压器的所述主电感绕组与所述辅助电感绕组的同名端相同。
3.根据权利要求2所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述功率因数校正变换器包括集成式磁芯，所述耦合电感绕制在所述集成式磁芯上，其中，N个所述主电感按照与N个主电感电连接的N相升压电路的相位依次排列，且N个所述主电感的匝数相同。
4.根据权利要求3所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述集成式磁芯包括N个第一立式磁芯中柱，N个所述主电感分别缠绕在N个所述第一立式磁芯中柱上，相邻两个所述主电感的绕制方向相反。
5.根据权利要求4所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述电感串包括N个所述辅助电感，N个所述主电感与N个所述辅助电感一一对应，同一个所述变压器的主电感和辅助电感绕制在同一个所述第一立式磁芯中柱上。
6.根据权利要求5所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述集成式磁芯包括第一边柱和第二边柱，N个所述第一立式磁芯中柱设置在所述第一边柱和所述第二边柱之间。
7.根据权利要求6所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述集成式磁芯还包括至少一个中边柱，所述中边柱设置在所述第一边柱和所述第二边柱之间。
8.根据权利要求3至7中任意一项所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述集成式磁芯还包括第二立式磁芯中柱，所述独立耦合电感绕组缠绕在所述第二立式磁芯中柱上。
9.根据权利要求3所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述集成式磁芯包括第一卧式磁芯中柱，所述主电感绕制在所述第一卧式磁芯中柱上，相邻两个所述主电感的绕制方向相同。
10.根据权利要求9所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述电感串包括N个所述辅助电感，所述辅助电感包括辅助电感绕组，且N个所述主电感与N个所述辅助电感一一对应，互相对应的所述主电感和所述辅助电感绕组形成为变压器，所述主电感绕组形成为所述变压器的原边绕组，所述辅助电感绕组形成为所述变压器的副边绕组。
11.根据权利要求9或10所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述集成式磁芯包括第二卧式磁芯中柱，所述独立耦合电感缠绕在所述第二卧式磁芯中柱上。
12.根据权利要求3或9所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述电感串包括一个所述辅助电感，所述辅助电感与多个主电感中的一者相对应。
13.根据权利要求1至7、9、10中任意一项所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述升压电路还包括开关元件和整流二极管，所述主电感的第二端与所述开关元件的第一端电连接，所述主电感的第二端还与所述整流二极管的阳极电连接，所述开关元件的第二端与所述参考地端电连接，所述整流二极管的阴极与所述升压电路的输出端电连接。
14.根据权利要求1至7、9、10中任意一项所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述升压电路还包括第一整流二极管、第二整流二极管、第一开关元件和第二开关元件，所述第一整流二极管的阳极与所述主电感的第二端电连接，所述第一整流二极管的阴极与所述升压电路的输出端电连接，所述第二整流二极管的阳极与参考信号端电连接，所述第二整流二极管的阴极与所述第一整流二极管的阳极电连接，所述第一开关元件的第一端与所述功率因数校正变换器的电源负极电连接，所述第一开关元件的第二端与所述第二开关元件的第一端电连接，所述第二开关元件的第二端与所述第一整流二极管的阳极电连接。
15.根据权利要求1至7、9、10中任意一项所述的功率因数校正变换器，其特征在于，所述参考信号端包括功率因数校正变换器输出正端和功率因数校正变换器输出地端，所述电感串的连接端与所述参考信号端电连接。
16.一种开关电源，所述开关电源包括电源、整流桥和功率因数校正变换器，其特征在于，所述功率因数校正变换器为权利要求1至15中任意一项所述的功率因数校正变换器，所述电源的端口与所述升压电路的输入端电连接。
CN202211067612.3A 2022-09-01 2022-09-01 一种功率因数校正变换器和一种开关电源 Pending CN117674584A (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211067612.3A CN117674584A (zh) 2022-09-01 2022-09-01 一种功率因数校正变换器和一种开关电源
PCT/CN2023/116219 WO2024046431A1 (zh) 2022-09-01 2023-08-31 功率因数校正变换器和开关电源

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211067612.3A CN117674584A (zh) 2022-09-01 2022-09-01 一种功率因数校正变换器和一种开关电源

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN117674584A true CN117674584A (zh) 2024-03-08

Family

ID=90083300

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202211067612.3A Pending CN117674584A (zh) 2022-09-01 2022-09-01 一种功率因数校正变换器和一种开关电源

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN117674584A (zh)
WO (1) WO2024046431A1 (zh)

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101567255B (zh) * 2009-02-20 2012-03-21 南京航空航天大学 适用于多相交错并联变换器的耦合电感
CN101795058B (zh) * 2010-03-05 2012-01-04 哈尔滨工业大学 三相单级功率因数校正电路起动与磁复位方法及实现电路
CN103312153B (zh) * 2012-03-12 2016-04-27 南京航空航天大学 一种并联式多输入耦合电感升降压变换器
US10014765B2 (en) * 2016-11-11 2018-07-03 Fuxiang LIN Single stage power factor correction converter

Also Published As

Publication number Publication date
WO2024046431A1 (zh) 2024-03-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US4257087A (en) DC-to-DC switching converter with zero input and output current ripple and integrated magnetics circuits
CN110492754B (zh) 隔离型谐振变换器
CN108648899B (zh) 一种磁集成器件、变换器、功率因数校正电路及方法
CN110289777B (zh) 三相软切换pfc整流器
US9406419B2 (en) Integrated magnetic component
CN103782355B (zh) 集成磁性元件
TW201911342A (zh) 磁性元件及其適用之電源轉換裝置
Jiang et al. Zero-voltage switching phase shift full-bridge step-up converter with integrated magnetic structure
CN101621247B (zh) 一种功率因数校正电路
CN107453615B (zh) 模块化多电平变换器及电力电子变压器
CN112700961A (zh) 用于降低耦合电感的工频磁通密度的电感绕制方法和低工频磁通密度的耦合电感
CN107040141A (zh) 开关电源装置
CN215120573U (zh) 一种磁集成交错并联llc谐振变换器
Mu et al. Analysis and design of coupled inductor for interleaved multiphase three-level DC-DC converters
CN101521457B (zh) 一种多态开关及使用该多态开关的变换器
CN206759330U (zh) 三相单级全桥功率因数校正器的升压电路
CN101860235A (zh) 磁集成变换电路系统
CN106787751B (zh) 轻载模式下的高效移相全桥电路
Williams Transformer isolated buck-boost converters
Lu et al. Design of Planar Magnetic Integrated LCL-EMI Filter for the Grid-Connected Inverter
CN209389954U (zh) 三电平半桥型变换器
CN1556580B (zh) 采用无直流偏磁集成磁件的dc／dc开关变换器
CN117674584A (zh) 一种功率因数校正变换器和一种开关电源
CN108155780B (zh) 具有级联磁集成开关感容网络的单级单相电压型变换器
CN105991044B (zh) 一种非接触供电副边整流电路及方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication