CN117639486A - 用于降压-升压切换转换器的控制器及其方法 - Google Patents

用于降压-升压切换转换器的控制器及其方法 Download PDF

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Abstract

本公开的实施例涉及用于降压‑升压切换转换器的控制器及其方法。一种用于降压‑升压切换转换器的控制器，该转换器包括电感器和分流电阻器，并且耦合到汲取负载电流的负载，控制器包括执行电感器的充电和放电循环的控制电路。第一比较器级生成第一信号，第一信号指示电阻器电流在充电和放电循环期间的方向。在充电和放电循环期间，低通滤波电路基于分流电阻器上的电压来生成经滤波的电量。第二比较器级生成第二信号，第二信号指示经滤波的电量与基准电量之间的比较。检测级基于第二信号来检测负载中过电流的出现。

Description

用于降压-升压切换转换器的控制器及其方法
相关申请的交叉引用
本申请要求于2022年08月30日提交的意大利申请号102022000017814的优先权，该申请在此通过引用并入本文。
技术领域
本公开总体涉及一种具有过电流和零电流检测的用于降压-升压切换转换器的控制器，以及用于控制降压-升压转换器的对应方法。
背景技术
众所周知，现在可获得的所谓的DC-DC转换器，也被称为切换转换器允许从DC输入电压生成DC类型的输出电压，该输出电压可以高于或低于输入电压，并且可以用于向负载供电。
发明内容
根据本公开的一个或多个实施例，提供了一种控制器和控制方法。
在至少一个实施例中，提供了一种用于降压-升压切换转换器的控制器。降压-升压切换转换器包括输入节点和输出节点，输入节点被配置成接收输入电压，输出节点被配置成耦合到汲取负载电流的负载。降压-升压切换转换器还包括电感器、电容器、分流电阻器、第一顶部开关和第二顶部开关以及第一底部开关和第二底部开关。第一顶部开关和第一底部开关在第一内部节点处被串联连接，第二顶部开关和第二底部开关在第二内部节点处被串联连接，电感器被耦合到第一内部结点和第二内部结点，第一顶部开关和第二顶部开关分别被耦合到输入节点和分流电阻器的第一端子，分流电阻器的第二端子被耦合到输出节点，并且电容器被耦合到输出节点。控制器包括：控制电路，被配置成控制第一顶部开关和第二顶部开关以及第一底部开关和第二底部开关，以执行电感器的充电和放电循环，在充电和放电循环期间，电感器被电感器电流穿过，并且分流电阻器承受电压并且被电阻器电流穿过，电阻器电流具有平均值，该平均值等于负载电流并且至少在电感器的放电期间等于电感器电流；第一比较器，被配置成耦合到分流电阻器，并且生成指示电阻器电流的方向的第一信号，其中控制级被配置成基于第一信号来控制第一顶部开关和第二顶部开关以及第一底部开关和第二底部开关；以及过电流检测电路。过电流检测电路包括：低通滤波电路，被配置成：耦合到分流电阻器，并且基于分流电阻器处的电压来生成经滤波的电量(electrical quantity)；第二比较器，被耦合到低通滤波电路，并且被配置成生成第二信号，第二信号指示经滤波的电量与基准电量之间的比较；以及检测电路，被配置成：基于第二信号，检测负载中过电流的出现。
在至少一个实施例中，提供了一种电子系统，电子系统包括降压-升压切换转换器和控制器。降压-升压切换转换器包括：输入节点和输出节点，输入节点被配置成接收输入电压，输出节点被配置成耦合到汲取负载电流的负载；电感器；电容器；分流电阻器；第一顶部开关和第二顶部开关以及第一底部开关和第二底部开关，第一顶部开关和第一底部开关在第一内部节点处被串联连接，第二顶部开关和第二底部开关在第二内部节点处被串联连接，电感器被耦合到第一内部结点和第二内部结点，第一顶部开关和第二顶部开关分别被耦合到输入节点和分流电阻器的第一端子，分流电阻器的第二端子被耦合到输出节点，电容器被耦合到输出节点。控制器包括：控制电路，被配置成控制第一顶部开关和第二顶部开关以及第一底部开关和第二底部开关，以执行电感器的充电和放电循环，在充电和放电循环期间，电感器被电感器电流穿过，并且分流电阻器承受电压并且被电阻器电流穿过，电阻器电流具有平均值，该平均值等于负载电流并且至少在电感器的放电期间等于电感器电流；第一比较器，被配置成耦合到分流电阻器，并且生成指示电阻器电流的方向的第一信号，其中控制级被配置成基于第一信号来控制第一顶部开关和第二顶部开关以及第一底部开关和第二底部开关；以及过电流检测电路。过电流检测电路包括：低通滤波电路，被配置成耦合到分流电阻器，并且基于分流电阻器处的电压来生成经滤波的电量；第二比较器，被耦合到低通滤波电路，并且被配置成生成第二信号，第二信号指示经滤波的电量与基准电量之间的比较；以及检测电路，被配置成基于第二信号，检测负载中过电流的出现。
在至少一个实施例中，提供了一种用于控制降压-升压切换转换器的方法。降压-升压切换转换器包括输入节点和输出节点，输入节点被配置成接收输入电压，输出节点被配置成耦合到汲取负载电流的负载。降压-升压切换转换器还包括电感器、电容器、分流电阻器、第一顶部开关和第二顶部开关以及第一底部开关和第二底部开关，第一顶部开关和第一底部开关在第一内部节点处被串联连接，第二顶部开关和第二底部开关在第二内部节点处被串联连接，电感器被耦合到第一内部结点和第二内部结点，第一顶部开关和第二顶部开关分别被耦合到输入节点和分流电阻器的第一端子，分流电阻器的第二端子被耦合到输出节点，电容器被耦合到输出节点。控制方法包括：控制第一顶部开关和第二顶部开关以及第一底部开关和第二底部开关，以执行电感器的充电和放电循环，在充电和放电循环期间，电感器被电感器电流穿过，分流电阻器承受电压并且被电阻器电流穿过，电阻器电流具有平均值，该平均值等于负载电流并且至少在电感器的放电期间等于电感器电流；生成指示电阻器电流的方向的第一信号，其中控制第一顶部开关和第二顶部开关以及第一底部开关和第二底部开关包括：基于第一信号来控制第一顶部开关和第二顶部开关以及第一底部开关和第二底部开关；通过低通滤波电路，基于分流电阻器处的电压来生成经滤波的电量；生成第二信号，第二信号指示经滤波的电量与基准电量之间的比较；以及基于第二信号，检测负载中过电流的出现。
附图说明
为了更全面地理解本公开的一个或多个实施例及其优点，现在参考结合附图进行的以下说明，在附图中：
图1示出了转换器的电路图；
图2A和图2B示出了图1中所示的转换器在第一操作模式下操作时的电路图；
图3A和图3B示出了图1中所示的转换器在第二操作模式下操作时的电路图；
图4、图5和图7示出了电量随时间的趋势；
图6示出了根据本公开的一个或多个实施例的包括控制器的转换器的电路图；
图8示出了根据一个或多个实施例的控制器的一部分的框图；以及
图9示出了根据一个或多个实施例的图6中所示的转换器的变型的电路图。
具体实施方式
图1示出了转换器1，转换器1包括四个NMOS晶体管，它们例如是形成在对应集成电路中的功率MOSFET晶体管，并且在下文中分别被称为第一顶部晶体管2和第二顶部晶体管4以及第一底部晶体管6和第二底部晶体管8。
第一顶部晶体管2和第二顶部晶体管4的源极端子分别连接到第一底部晶体管6和第二底部晶体管8的漏极端子，以便分别形成第一内部节点N1和第二内部节点N2。在实践中，第一顶部晶体管2和第一底部晶体管6串联连接；类似地，第二顶部晶体管4和第二底部晶体管8串联连接。
第一底部晶体管6和第二底部晶体管8的源极端子连接到电阻器10的第一端子，电阻器10的第二端子接地。还存在电感器12，电感器12的端子分别连接到第一内部节点N1和第二内部节点N2。作为整体，第一顶部晶体管2和第二顶部晶体管4以及第一底部晶体管6和第二底部晶体管8被布置成桥接配置。
第一顶部晶体管2的漏极端子形成输入节点NIN，并且用于接收DC类型的输入电压VIN。第二顶部晶体管4的漏极端子连接到第一分流电阻器14的第一端子，第一分流电阻器14的第二端子连接到电容器COUT的第一端子，电容器COUT的第二端子接地。电容器COUT的第一端子还连接到第二分流电阻器15(其具有mΩ量级的电阻)的第一端子，而第二分流电阻器15的第二端子形成输出节点NOUT，负载13连接到输出节点NOUT。在实践中，负载13连接在输出节点NOUT和地之间。
转换器1还包括电压生成器16以及第一比较器17A和第二比较器17B。具体地，第一比较器17A的负输入和正输入分别连接到第一分流电阻器14的第一端子和第二端子。电压生成器16的负端子和正端子分别连接到第二分流电阻器15的第二端子和第二比较器17B的负输入，第二比较器17B的正输入连接到第二分流电阻器15的第一端子。
转换器1还包括控制电路18。第一比较器17A的输出和第二比较器17B的输出连接到控制电路18，控制电路18还在输入处接收DC类型的基准电压Vref。
在使用中，利用idcm指示在电容器COUT的方向上的第一分流电阻器14中流动的瞬时电流，并且利用Rdcm指示第一分流电阻器14的电阻，在第一比较器17A的输出上存在信号sV1，信号sV1指示电压vdcm(等于idcm*Rdcm)为正或负的事实；信号sV1因此是指示电流idcm的方向的逻辑信号(二进制)。
电压生成器16在其正端子和其负端子之间生成(DC)电压Vth，例如，电压Vth可以被调整，以便被设置为等于期望值。因此，利用iovc指示在负载13的方向上的第二分流电阻器15中流动的瞬时电流，并且利用Rovc指示第二分流电阻器15的电阻，在第二比较器17B的输出上存在逻辑类型的信号sV2，信号sV2指示电压vovc(等于iovc*Rovc)高于或低于电压Vth的事实。信号sV1和sV2被提供给控制电路18。
第一顶部晶体管2和第二顶部晶体管4以及第一底部晶体管6和第二底部晶体管8的栅极端子连接到驱动电路19，驱动电路19还连接到控制电路18。电阻器10、第一比较器17A和第二比较器17B、控制电路18和驱动电路19形成转换器1的控制器20(在本文中可以被称为控制模块20)。
控制模块20可以控制第一顶部晶体管2和第二顶部晶体管4以及第一底部晶体管6和第二底部晶体管8，以使转换器1在第一操作模式下操作(如图2A和图2B中示意性示出)。
详细地，在第一操作模式中，第二顶部晶体管4始终导通，以便将第二内部节点N2耦合到第一分流电阻器14的第一端子。相反，第二底部晶体管8关断，以便使第二内部节点N2与电阻器10解耦，并且因此与地解耦。
相反，第一顶部晶体管2和第一底部晶体管6由控制模块20以交替方式进行控制。具体地，对于每个时间段T(也被称为切换周期T)，第一顶部晶体管2维持导通时间间隔TON，而第一底部晶体管6关断时间间隔TON，如图2A中所示。以该方式，随时间线性增长的电流IL在电感器12中流动；换句话说，电感器12被逐渐加载。电流IL也在第一分流电阻器14中流动，并且部分地对输出电容器COUT充电，并且部分地流向负载13(在穿过第二分流电阻器15之后)。在时间间隔TON期间，能量接下来被存储在电感器12和输出电容器COUT中。
在时间间隔TON结束时，第一顶部晶体管2关断，而第一底部晶体管6导通，该配置保持时间间隔TOFF，直到时间段T结束，并且在图2B中示出；理想情况下是T＝TON+TOFF。在该配置中，电流IL在第一底部晶体管6中流动，以及在电感器12、第二顶部晶体管4和第一分流电阻器14中流动；随后，电流IL的一部分在输出电容器COUT中流动，而一部分在第二分流电阻器15和负载13中流动。此外，在该配置中，电感器12和输出电容器COUT逐渐放电；具体地，电流IL逐渐放电，可能直到其被消除，如下面更详细解释。
在实践中，在第一操作模式中，转换器1表现为所谓的降压转换器，因此在下文中第一操作模式被称为降压模式。电感器12因此承受充电和放电循环，其中能量转移在负载13上。
控制模块20还可以控制第一顶部晶体管2和第二顶部晶体管4以及第一底部晶体管6和第二底部晶体管8，以使转换器1在第二操作模式下操作，如图3A和图3B中示意性示出的。
详细地，在第二操作模式中，第一顶部晶体管2始终导通，以便将第一内部节点N1耦合到输入节点NIN。相反，第一底部晶体管6关断，以便使第一内部节点N1与电阻器10解耦，并且因此与地解耦。
相反，第二顶部晶体管4和第二底部晶体管8由控制模块20以交替方式进行控制。具体地，对于每个时间段T’(也被称为切换周期)，第二底部晶体管8维持导通时间间隔T’ON，而第二顶部晶体管4关断时间间隔T’ON，如图3A中所示；以该方式，电流IL在电感器12中流动，该电流随时间线性增长并且通过电阻器10被引导向地。接下来，电感器12经历充电过程。电流IL也在第一顶部晶体管2和第二底部晶体管8中流动。
在时间间隔T’ON结束时，第二底部晶体管8关断，而第二顶部晶体管4导通，该配置维持时间间隔T’OFF，直到时间周期T’结束，并且如在图3B中示出；理想情况下是T’＝T’ON+T’OFF。在该配置中，电流IL在穿过第二顶部晶体管4和第一分流电阻器14之后，部分地将输出电容器COUT充电(该输出电容器COUT将在连续时间间隔T’ON期间向负载13提供电流)，并且部分地流向负载13(在穿过第二分流电阻器15之后)，逐渐减小，可能直到消除，如下面更详细解释。
在实践中，在第二操作模式中，转换器1表现为所谓的升压转换器，因此在下文中第二操作方式被称为升压模式。同样在该情况下，电感器12承受充电和放电循环，其中能量转移到负载13上。
因此，转换器1是降压-升压转换器；因此，参考电压VOUT来指示在输出节点NOUT上并且因此在负载13上存在的电压(纹波的净值)，转换器1能够获得比率VOUT/VIN，比率VOUT/VIN备选地等于由降压转换器实现的比率或者等于由升压转换器实现的比率。
此外，控制模块20可以将转换器1以降压模式操作的时段与转换器1以升压模式操作的时段交替，以便获得近似等于1的比率VOUT/VIN。
更详细地，控制电路18基于电阻器10上的电压(并且因此基于电阻器10中流动的电流(与电感器12中流动的电流IL一致))，并且还基于电压VOUT来确定时间间隔TON、TOFF和T’ON、T’OFF的持续时间。为此，控制电路18接收上述基准电压Vref，并且以电压VOUT取决于基准电压Vref的方式闭环操作。此外，虽然未示出，但控制电路18连接到电阻器10。
更详细地，控制电路18可以例如实现所谓电流模式类型的转换器1的控制方案，其中电阻器10允许检测电流IL，并且因此生成作为电流IL的函数的第一控制量，该第一控制量与第二控制量相比较，该比较指示电压VOUT和基准电压Vref之间存在的差异，并且其中基于比较的结果来控制占空比(被理解为TON或T’ON与T之间的比率)，使得电感器12充当电压驱动的电流生成器，因为电流IL的平均值是电压VOUT和基准电压Vref之间存在的差异的函数。备选地，控制电路18可以实现所谓电压模式类型的转换器1的控制方案，在该情况下，仅基于电压VOUT和基准电压Vref之间存在的差异来控制占空比，而不实现另外的控制回路(其中控制变量由电感器12的电流IL形成)。在两种情况下，通过使基准电压Vref变化，获得电压VOUT的对应变化，即，出现以下情况：在给定基准电压Vref的值的情况下，转换器1以电压VOUT呈现对应平均值的方式工作。
不管由控制电路18实现的控制方案的细节如何，转换器1可以在所谓的“连续电流模式”(CCM)或所谓的“不连续电流模式”(DCM)下交替操作。
具体地，当转换器1在升压模式下操作时，在实现“连续电流模式”的情况下，电流IL和电流idcm随时间的趋势是图4中所示的类型。详细地，在每个时间段T’期间，电流IL不消除；此外，如前面说明的，在每个时间段T’期间，出现以下情况：电流IL在相应的时间间隔T’ON中线性增加，并且在相应的时间间隔T’OFF中线性减小。电流IL的平均值等于ILOAD/(1-DC)，其中ILOAD指示由负载13汲取的电流(假设该电流恒定)，而DC指示占空比，即比率T’ON/T’。此外，电流idcm在每个时间间隔T’ON期间为零，并且在每个时间间隔T’OFF期间等于电流IL。贯穿每个时间段T’的持续时间，电流iovc等于电流ILOAD。
当转换器1在“不连续电流模式”下作为升压转换器操作时，电流IL和电流idcm随时间的趋势是图5中所示的类型。具体地，在每个时间段T’期间，出现以下情况：电流IL在相应的时间间隔T’ON中线性增加，并且在相应的时间间隔T’OFF中线性减小，直到其消除为止。此外，电流idcm在每个时间间隔T’ON期间为零，并且在每个时间间隔T’OFF期间等于电流IL。贯穿每个时间段T’的持续时间，电流iovc等于电流ILOAD。
在图4和图5的基础上，注意到，电流iovc如何特别适合用于检测负载13上可能出现的过电流，因为电流iovc恰好等于电流ILOAD。具体地，基于信号sV2，控制电路18可以生成一信号，该信号指示电压vovc和电压Vth之间的差异关于时间的平均，并且因此指示电流iovc(因此，电流ILOAD)和过电流阈值(等于Vth/Rovc)之间的差异。因此，控制电路18可以基于指示电压vovc和电压Vth之间的差异关于时间的平均的上述信号来检测负载13上过电流的出现。换句话说，控制电路18实现了对电流iovc的处理，其特征在于时间常数大于所谓的切换频率(后者等于切换周期T’的倒数，并且通常为数百kHz的量级)，以便减少误报的可能性。
此外，当转换器1在“不连续电流模式”下作为升压转换器操作时，控制电路18可以基于信号sV1来控制第二顶部晶体管4和第二底部晶体管8的导通和关断。具体地，为了以减小的延迟(相对于电流IL消除的时刻)关断第二顶部晶体管4，控制电路18基于信号sV1来精确地检测电流IL的消除，并且随后以极其减小的反应时间(甚至低于1μs)关断第二顶部晶体管4。
鉴于上述情况，看起来，过电流检测机制和能够允许DCM模式的控制的机制的实现，需要或以其他方式依赖于两个电阻器的存在，然而，这两个电阻器占据空间并且消耗功率；此外，控制模块的封装需要对应的引脚对。在各种实施例中，本公开提供了至少部分地克服上述缺点的控制器和控制方法。
根据本公开的各个实施例的控制模块受到申请人的观察的启发，申请人观察到，在稳定状态条件下，对于每个切换周期，电流idcm的平均值等于电流iovc，电流iovc又等于由负载13汲取的电流ILOAD(因为在输出电容器COUT中流动的平均电流为零)。因此，在第一分流电阻器14中流动的电流idcm可以用于实施对负载13中的过电流的检测，如下面说明的。
说完这些，现在参考图6来描述控制模块，图6示出了转换器101，仅限于与转换器1的差异来描述转换器101。除非另有规定，利用相同的附图标记指示了转换器1中已经存在的组件。
详细地，不存在第二分流电阻器15，因此电容器COUT的第一端子形成输出节点NOUT，负载13连接到该输出节点。
控制模块(用120指示)包括第一滤波电阻器102和第二滤波电阻器104以及滤波电容器106。
第一滤波电阻器102的第一端子和第二端子分别连接到第一分流电阻器14的第一端子和滤波电容器106的第一端子。第二滤波电阻器104的第一端子和第二端子分别连接到第一分流电阻器14的第二端子和滤波电容器106的第二端子。
电压生成器(用116指示)具有连接到滤波电容器106的第二端子的负端子，并且具有连接到第二比较器(这里用117指示)的负输入的正端子。第二比较器117的正输入连接到滤波电容器106的第一端子。
仅作为示例，第一分流电阻器14的电阻可以在1mΩ和5mΩ之间。
在实践中，第一滤波电阻器102和第二滤波电阻器104以及滤波电容器106形成模拟类型的低通滤波器，该低通滤波器的时间常数τx等于2*Rx*Cx(其中Rx指示彼此相等的第一滤波电阻器102和第二滤波器电阻器104中的每个电阻器的电阻，而Cx指示滤波电容器106的电容)。例如，电阻Rx可以是兆欧的数量级(例如，2MΩ)。
然后，将上述低通滤波器应用于电压vdcm，使得滤波电容器106上存在经滤波电压Vfilt(作为示例，假设滤波电容器106的第一端子上的电压大于滤波电容器106的第二端子上的电压，则经滤波电压Vfilt为正)。
更详细地，电阻Rx和电容Cx可以被选择，以使时间常数τx例如等于k倍切换周期，其中k至少等于4(例如，k可以等于10或30)。例如，电容Cx可以是大约几十皮法拉的量级(例如，40pF)；时间常数τx可以是大约几十微秒的量级(例如，80μs)，其中切换周期例如等于8μs。
由于时间常数τx显著大于切换周期，因此经滤波电压Vfilt具有图7中所示类型的趋势；具体地，在稳定状态下，经滤波电压Vfilt在平均值MVfilt周围具有纹波，该平均值MVfilt等于电压vdcm的平均值，电压vdcm等于乘积idcm*Rdcm。因此，平均值MVfilt等于在每个切换周期期间电阻Rdcm与电流idcm的平均值(在下文中，被称为平均值Midcm)的乘积。此外，经滤波电压Vfilt的纹波的振幅随着时间常数τx和切换周期之间的比率的增加而减小。
在第二比较器117的输入处，存在电压Vfilt-Vth。此外，第二比较器117生成信号sVx，该信号是逻辑类型的，并且指示经滤波电压Vfilt大于或低于电压Vth的事实。
更详细地，信号sVx呈现第一逻辑值或第二逻辑值具体取决于经滤波电压Vfilt是大于还是低于电压Vth。例如，当经滤波电压Vfilt分别高于或低于电压Vth时，信号sVx等于‘1’或‘0’。
更详细地，利用Vripple指示纹波的峰-峰振幅，出现以下情况。
如果MVfilt+0.5*Vripple<Vth，则信号sVx贯穿切换周期的整个持续时间等于‘0’；如果MVfilt-0.5*Vripple>Vth，则信号sVx贯穿切换周期的整个持续时间等于‘1’；如在图7中所示的示例中，如果Vth-0.5*Vripple<MVfilt<Vth+0.5*Vripple，则在每个切换周期期间，信号sVx呈现值‘0’和值‘1’两者，其中占空比随着MVfilt的增加而增加，并且当MVfilt＝Vth时等于50％。
等效地，利用Iripple指示比率Vripple/Rdcm并且利用Ith指示比率Vth/Rdcm(在下文中被称为过电流阈值)，出现以下情况。
如果Midcm+0.5*Iripple<Ith，则信号sVx贯穿切换周期的整个持续时间等于‘0’；如果Midcm-0.5*Iripple>Ith，则信号sVx贯穿切换周期的整个持续时间等于‘1’；如果Ith-0.5*Iripple<Midcm<Ith+0.5*Iripple，则在每个切换周期期间，信号sVx呈现值‘0’和值‘1’两者，其中占空比随着平均值Midcm的增加而增加，并且当Midcm＝Ith时等于50％。
相反，关于由第一比较器17A生成的信号sV1，假设当电压vdcm分别为正(因此电流idcm为正)或负(因此电流idcm为负)时，它例如等于‘0’或‘1’。
如图8中所示，控制电路18实现了第一计数器电路50和第二计数器电路52，并且实现了第一决策电路54和第二决策电路56(在本文中可以被称为第一决策级54和第二决策级56)。
详细地，第一计数器电路50连接到第一比较器17A的输出，以便在输入处接收信号sV1。第二计数器电路52连接到第二比较器117的输出，以便在输入处接收信号sVx。
此外，第一计数器电路50和第二计数器电路52中的每个计数器电路还在输入处接收计时信号CK，计时信号CK虽然未被详细示出，但由控制电路18生成，以使计时信号CK具有比切换频率更高的相应频率(例如，至少高出四倍)。例如，计时信号CK可以具有等于10MHz的频率。
在使用中，例如参考第一计数器电路50，在计时信号CK的每个脉冲处，当例如出现计时信号CK的脉冲的上升沿(然而，类似的考虑也适用于在使用下降沿作为基准的情况)时，如果信号sV1分别等于‘1’或‘0’，则第一计数器电路50增加或减小相应的存储值。在实践中，第一计数器电路50根据计时信号CK来对信号sV1进行采样，并且相应地增加/减小其值。
此外，在计时信号CK的每个脉冲处，当例如出现计时信号CK的脉冲的上升沿(但在使用下降沿作为基准的情况下，类似的考虑也适用)时，如果信号sVx分别等于‘1’或‘0’，则第二计数器电路52分别增加或减少相应的存储值。在实践中，第二计数器电路52根据计时信号CK来对信号sVx进行采样，并且相应地增加/减小其值。
第一决策级54耦合到第一计数器电路50，并且被配置成生成信号sD1，该信号指示第一计数器电路50中存储的值可能超过第一数值阈值NUM1。具体地，针对至少等于时间阈值TTH1(等于NUM1/fCK)的时间段，如果信号sV1保持等于‘1’，即，如果电压vdcm保持为负(等效地，电流idcm保持为负)，则存储在第一计数器电路50中的值超过第一数值阈值NUM1，其中fCK表示计时信号CK的频率。
为了减少电流IL消除后第二顶部晶体管4的关断延迟，第一数值阈值NUM1和频率fCK可以被设置，以使得时间阈值TTH1具有不大于(例如)0.5μs的持续时间。以该方式，第一决策级54基于信号sD1，以极大地减少的延迟检测电流IL的消除的出现，从而允许控制电路18正确地控制转换器101。此外，第一计数器电路50充当可能存在于信号sV1上的可能的毛刺的滤波器，而不引入可能危及第二顶部晶体管4的快速关断的延迟。尽管未被示出，但是变型仍然是可能的，其中，代替第一计数器电路50和第一决策级54，实现非对称模拟滤波器，该非对称模拟滤波器生成信号sD1。具体地，针对等于第一阈值时段的时段，如果信号sV1保持等于‘1’，则非对称模拟滤波器的输出从‘0’切换到‘1’；并且针对等于第二阈值时段(其低于第一阈值时段)的时段，如果信号sV1保持等于‘0’，则该输出从‘1’切换到‘0’。
第二决策级56耦合到第二计数器电路52，并且被配置成生成信号sDx，信号sDx指示存储在第二计数器电路52中的值可能超过第二数值阈值NUM2。具体地，在稳定状态下，在每个切换周期期间，如果信号sVx的占空比大于50％，即，如果电流idcm的上述平均值Midcm超过过电流阈值Ith，则存储在第二计数器电路52中的值超过第二数值阈值NUM2；此外，相对于条件Midcm>Ith出现的时刻，以随着信号sVx的占空比的增加而减小的延迟达到第二数值阈值NUM2。
例如，在给定时刻，在出现从条件Midcm<Ith-0.5*Iripple到条件Midcm>Ith+0.5*Iripple的转换，使得信号sVx的占空比等于100％的情况下，存储在第二计数器电路52中的值在等于NUM2/fCK的时间TTH2之后达到第二数值阈值NUM2；例如，第二数值阈值NUM2可以被设置，以使得时间TTH2具有微秒量级的持续时间(例如，7μs)。
在实践中，第二计数器电路52充当信号sVx上可能存在的可能毛刺的滤波器，以便增加对可能的过电流的检测的准确性，并且具体地，以便对当电流idcm的平均值Midcm接近过电流阈值Ith时出现的信号sVx的振荡进行平均。
因此，控制电路18可以实现本身已知类型的保护机制，当信号sDx指示出现过电流时，该保护机制被激活。
根据前面的描述，本控制模块提供的优点是清楚的。
具体地，当转换器在DCM模式下操作时，本控制模块允许去除用于检测过电流和消除电感器中流动的电流的两个分流电阻器中的一个分流电阻器。这允许减少相关封装的成本、面积占用、消耗和引脚数目。
此外，尽管前面的说明参考转换器101在升压模式下操作的情况，但当转换器101在降压模式下操作时，也获得了上述优点。在该情况下，贯穿每个切换周期的整个持续时间，在第一分流电阻器14中流动的电流idcm与电流IL一致。电流idcm的平均仍然等于电流ILOAD。此外，在检测到电流idcm的消除之后，控制电路18控制第二底部晶体管6的关断。
最后，明显的是，在不脱离本公开的范围的情况下，可以对本文描述和说明的控制模块进行修改和变化。
例如，第一顶部晶体管2和第二顶部晶体管4以及第一底部晶体管6和第二底部晶体管8可以与控制模块120集成或者在控制模块120外部。
相对于已经描述的，也可以使用不同类型的晶体管。
相对于已经描述的，电压生成器116可以具有不同的布置。例如，尽管未被示出，但电压生成器116可以连接在滤波电容器106的第一端子和第二比较器117的正输入之间(其中正端子连接到滤波电容器106的第一端子)。
电压生成器116也可以被布置在第一分流电阻器14和低通滤波器之间，如例如图9中所示。在该示例中，第二滤波电阻器104的第一端子和第二端子分别连接到电压生成器116的正端子和滤波电容器106的第二端子；电压生成器116的负端子连接到第一分流电阻器14的第二端子。第二比较器117的正输入端子和负输入端子分别连接到滤波电容器106的第一端子和第二端子。
类似地，尽管未被示出，但电压生成器116可以连接在第一分流电阻器14的第一端子和第一滤波电阻器102之间，在该情况下，电压生成器16的正端子连接到分流电阻器14的第一端子。

Claims (20)

1.一种用于降压-升压切换转换器的控制器，所述降压-升压切换转换器包括输入节点和输出节点，所述输入节点被配置成接收输入电压，所述输出节点被配置成耦合到汲取负载电流的负载，所述降压-升压切换转换器还包括电感器、电容器、分流电阻器、第一顶部开关和第二顶部开关以及第一底部开关和第二底部开关，所述第一顶部开关和所述第一底部开关在第一内部节点处被串联连接，所述第二顶部开关和所述第二底部开关在第二内部节点处被串联连接，所述电感器被耦合到所述第一内部结点和所述第二内部结点，所述第一顶部开关和所述第二顶部开关分别被耦合到所述输入节点和所述分流电阻器的第一端子，所述分流电阻器的第二端子被耦合到所述输出节点，所述电容器被耦合到所述输出节点，所述控制器包括：
控制电路，被配置成：控制所述第一顶部开关和所述第二顶部开关以及所述第一底部开关和所述第二底部开关，以执行所述电感器的充电和放电循环，在所述充电和放电循环期间，所述电感器被电感器电流穿过，并且所述分流电阻器承受电压并且被电阻器电流穿过，所述电阻器电流具有平均值，所述平均值等于所述负载电流并且至少在所述电感器的所述放电期间等于所述电感器电流；
第一比较器，被配置成：耦合到所述分流电阻器，并且生成指示所述电阻器电流的方向的第一信号，其中控制级被配置成基于所述第一信号来控制所述第一顶部开关和所述第二顶部开关以及所述第一底部开关和所述第二底部开关；以及
过电流检测电路，所述过电流检测电路包括：
低通滤波电路，被配置成：耦合到所述分流电阻器，并且基于所述分流电阻器处的所述电压来生成经滤波的电量；
第二比较器，被耦合到所述低通滤波电路，并且被配置成生成第二信号，所述第二信号指示所述经滤波的电量与基准电量之间的比较；以及
检测电路，被配置成：基于所述第二信号，检测所述负载中过电流的出现。
2.根据权利要求1所述的控制器，其中，在所述电感器的每个充电和放电循环期间，所述经滤波的电量具有相应的平均值，所述相应的平均值是所述电阻器电流的所述平均值的函数。
3.根据权利要求1所述的控制器，其中响应于所述经滤波的电量分别大于或低于所述基准电量，所述第二信号交替呈现第一逻辑值或第二逻辑值，并且其中所述检测电路包括：
计数器，被配置成：对所述第二信号进行采样，并且响应于所述第二信号的采样值分别等于所述第一逻辑值或所述第二逻辑值，增加或减少相应的值；以及
决策电路，被配置成：将所述计数器的值与阈值进行比较，并且基于所述比较来检测所述负载中过电流的所述出现。
4.根据权利要求1所述的控制器，其中每个充电和放电循环具有等于切换周期的持续时间，所述低通滤波电路具有等于至少四倍所述切换周期的时间常数，并且所述经滤波的电量具有纹波，所述纹波具有随着所述时间常数增加而减小的振幅。
5.根据权利要求1所述的控制器，其中所述低通滤波电路包括分别被耦合到所述分流电阻器的所述第一端子和所述第二端子的第一滤波电阻器和第二滤波电阻器，并且包括被耦合到所述第一滤波电阻器和所述第二滤波电阻器的滤波电容器，并且其中所述经滤波的电量是所述滤波电容器上的电压。
6.根据权利要求1所述的控制器，其中对于每个充电和放电循环，所述第一信号指示在所述放电期间所述电阻器电流的消除。
7.根据权利要求1所述的控制器，其中所述第一比较器被配置成：基于所述分流电阻器处的所述电压来生成所述第一信号。
8.一种电子系统，包括：
降压-升压切换转换器，包括：
输入节点和输出节点，所述输入节点被配置成接收输入电压，所述输出节点被配置成耦合到汲取负载电流的负载；
电感器；
电容器；
分流电阻器；以及
第一顶部开关和第二顶部开关以及第一底部开关和第二底部开关，所述第一顶部开关和所述第一底部开关在第一内部节点处被串联连接，所述第二顶部开关和所述第二底部开关在第二内部节点处被串联连接，所述电感器被耦合到所述第一内部结点和所述第二内部结点，所述第一顶部开关和所述第二顶部开关分别被耦合到所述输入节点和所述分流电阻器的第一端子，所述分流电阻器的第二端子被耦合到所述输出节点，所述电容器被耦合到所述输出节点；以及
控制器，所述控制器包括：
控制电路，被配置成：控制所述第一顶部开关和所述第二顶部开关以及所述第一底部开关和所述第二底部开关，以执行所述电感器的充电和放电循环，在所述充电和放电循环期间，所述电感器被电感器电流穿过，并且所述分流电阻器承受电压并且被电阻器电流穿过，所述电阻器电流具有平均值，所述平均值等于所述负载电流并且至少在所述电感器的所述放电期间等于所述电感器电流；
第一比较器，被配置成：耦合到所述分流电阻器，并且生成指示所述电阻器电流的方向的第一信号，其中控制级被配置成基于所述第一信号来控制所述第一顶部开关和所述第二顶部开关以及所述第一底部开关和所述第二底部开关；以及
过电流检测电路，所述过电流检测电路包括：
低通滤波电路，被配置成：耦合到所述分流电阻器，并且基于所述分流电阻器处的所述电压来生成经滤波的电量；
第二比较器，被耦合到所述低通滤波电路，并且被配置成生成第二信号，所述第二信号指示所述经滤波的电量与基准电量之间的比较；以及
检测电路，被配置成：基于所述第二信号，检测所述负载中过电流的出现。
9.根据权利要求8所述的电子系统，其中，在所述电感器的每个充电和放电循环期间，所述经滤波的电量具有相应的平均值，所述相应的平均值是所述电阻器电流的所述平均值的函数。
10.根据权利要求8所述的电子系统，其中响应于所述经滤波的电量分别大于或低于所述基准电量，所述第二信号交替呈现第一逻辑值或第二逻辑值，并且其中所述检测电路包括：
计数器，被配置成：对所述第二信号进行采样，并且响应于所述第二信号的采样值分别等于所述第一逻辑值或所述第二逻辑值，增加或减少相应的值；以及
决策电路，被配置成：将所述计数器的值与阈值进行比较，并且基于所述比较来检测所述负载中过电流的所述出现。
11.根据权利要求8所述的电子系统，其中每个充电和放电循环具有等于切换周期的持续时间，所述低通滤波电路具有等于至少四倍所述切换周期的时间常数，并且所述经滤波的电量具有纹波，所述纹波具有随着所述时间常数增加而减小的振幅。
12.根据权利要求8所述的电子系统，其中所述低通滤波电路包括分别被耦合到所述分流电阻器的所述第一端子和所述第二端子的第一滤波电阻器和第二滤波电阻器，并且包括被耦合到所述第一滤波电阻器和所述第二滤波电阻器的滤波电容器，并且其中所述经滤波的电量是所述滤波电容器上的电压。
13.根据权利要求8所述的电子系统，其中对于每个充电和放电循环，所述第一信号指示在所述放电期间所述电阻器电流的消除。
14.根据权利要求8所述的电子系统，其中所述第一比较器被配置成：基于所述分流电阻器处的所述电压来生成所述第一信号。
15.一种用于控制降压-升压切换转换器的方法，所述降压-升压切换转换器包括输入节点和输出节点，所述输入节点被配置成接收输入电压，所述输出节点被配置成耦合到汲取负载电流的负载，所述降压-升压切换转换器还包括电感器、电容器、分流电阻器、第一顶部开关和第二顶部开关以及第一底部开关和第二底部开关，所述第一顶部开关和所述第一底部开关在第一内部节点处被串联连接，所述第二顶部开关和所述第二底部开关在第二内部节点处被串联连接，所述电感器被耦合到所述第一内部结点和所述第二内部结点，所述第一顶部开关和所述第二顶部开关分别被耦合到所述输入节点和所述分流电阻器的第一端子，所述分流电阻器的第二端子被耦合到所述输出节点，所述电容器被耦合到所述输出节点；所述控制方法包括：
控制所述第一顶部开关和所述第二顶部开关以及所述第一底部开关和所述第二底部开关，以执行所述电感器的充电和放电循环，在所述充电和放电循环期间，所述电感器被电感器电流穿过，所述分流电阻器承受电压并且被电阻器电流穿过，所述电阻器电流具有平均值，所述平均值等于所述负载电流并且至少在所述电感器的所述放电期间等于所述电感器电流；
生成指示所述电阻器电流的方向的第一信号，其中控制所述第一顶部开关和所述第二顶部开关以及所述第一底部开关和所述第二底部开关包括：基于所述第一信号来控制所述第一顶部开关和所述第二顶部开关以及所述第一底部开关和所述第二底部开关；
通过低通滤波电路，基于所述分流电阻器处的所述电压来生成经滤波的电量；
生成第二信号，所述第二信号指示所述经滤波的电量与基准电量之间的比较；以及
基于所述第二信号，检测所述负载中过电流的出现。
16.根据权利要求15所述的方法，其中，在所述电感器的每个充电和放电循环期间，所述经滤波的电量具有相应的平均值，所述相应的平均值是所述电阻器电流的所述平均值的函数。
17.根据权利要求15所述的方法，其中响应于所述经滤波的电量分别大于或低于所述基准电量，所述第二信号交替呈现第一逻辑值或第二逻辑值，并且其中检测所述负载中过电流的所述出现包括：
对所述第二信号进行采样，并且响应于所述第二信号的采样值分别等于所述第一逻辑值或所述第二逻辑值，增加或减少计数器的值；以及
将所述计数器的值与阈值进行比较，并且基于所述比较来检测所述负载中过电流的所述出现。
18.根据权利要求15所述的方法，其中每个充电和放电循环具有等于切换周期的持续时间，所述低通滤波电路具有等于至少四倍所述切换周期的时间常数，并且所述经滤波的电量具有相应的纹波，所述纹波具有随着所述时间常数增加而减小的振幅。
19.根据权利要求15所述的方法，其中对于每个充电和放电循环，所述第一信号指示在所述放电期间所述电阻器电流的消除。
20.根据权利要求15所述的方法，包括：基于所述分流电阻器处的所述电压来生成所述第一信号。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5853153B2 (ja) * 2011-06-03 2016-02-09 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 昇降圧コンバータ
US20180366970A1 (en) * 2017-06-20 2018-12-20 Ford Global Technologies, Llc Junction temperature compensated gate driver
US10651722B2 (en) * 2018-03-28 2020-05-12 M3 Technology Inc. Advanced constant off-time control for four-switch buck-boost converter
US11418118B1 (en) * 2019-02-08 2022-08-16 Renesas Electronics America Inc. Regulation loop control for voltage regulation in a switch mode power supply
CN110350773B (zh) * 2019-06-28 2020-11-20 长安大学 一种四开关Buck-Boost转换器的电流采样与限制电路

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