CN117616662A

CN117616662A - 无线充电装置

Info

Publication number: CN117616662A
Application number: CN202180099755.XA
Authority: CN
Inventors: 修罗
Original assignee: Shanghai Fangjia Information Technology Consulting Co ltd
Current assignee: Shanghai Fangjia Information Technology Consulting Co ltd
Priority date: 2021-06-24
Filing date: 2021-06-24
Publication date: 2024-02-27
Also published as: WO2022266914A1

Abstract

一种用于无线充电发射器的充电控制器，其中充电控制器包括一个电压逆变器，其输出端可与感应式无线充电天线电连接，并可被配置为以标称开关频率f_op运行电压逆变器。标称开关频率具有相关联的周期T_op。充电控制器被配置为向输出端提供包含至少两个周期的帧。在第一个周期中，控制器被配置为提供第一个序列S_A，在第二个周期中，控制器被配置为提供第二个序列S_B。第一个序列S_A与第二个序列S_B不同。

Description

无线充电装置

技术领域

本发明涉及无线充电装置领域

背景技术

智能手机的无线充电应用因其便利性而日益普及。在汽车领域，无线充电发射器可为驾驶员的手机提供存放空间，减少驾驶员分心(世界上大多数国家都禁止驾驶员在驾驶时使用智能手机)，并避免了充电器电线与车辆控制器缠绕的危险，从而提高了安全性。

此外，许多汽车制造商如今都将无线充电仓视为智能手机与车辆之间近距离交互的枢纽。这方面涉及到近场通信(NFC)或长期演进(LTE)耦合器。

目前已涌现出多种无线充电方法。然而，只有无线充电联盟(WPC)的Qi标准为智能手机制造商广泛接受和采用，使其成为事实上的无线充电标准。Qi标准最初是为消费电子应用而设计的，它使智能手机制造商能够开发其专有的充电生态系统。

另一方面，无线充电系统的普及受到两个因素的负面影响：

-无线充电器发射器比标准USB充电器更复杂，导致材料成本大幅上升，销售价格也随之提高。

-无线充电系统的效率明显低于标准USB充电器，导致严重的发热问题。这些问题必须加以缓解，以确保系统正常运行，但这也进一步导致了材料成本的上升。

回到汽车领域，将Qi标准的发射器应用嵌入车辆环境是十分具有挑战性的。大部分基于Qi标准进行的设计都不适合车辆集成：因为Qi的工作频率(在100～140kHz范围内)会干扰附近的AM波段(560～1600kHz范围内)广播，而这个波段在许多国家仍在使用，例如在德国，它用于交通信息广播。

为防止对AM波段的干扰，MP-A13天线发射器已在其Qi标准下获得了WPC的认证。该结构采用了一些滤波器，除了滤波器本身的成本外，还带来了额外的效率损失。

效率损失带来的发热会导致智能手机的充电仓发热，因此影响充电。发热问题通常会通过在无线充电发射器中嵌入主动降温系统来缓解，该系统旨在为无线充电发射器和充电设备降温，其温度必须保持在40摄氏度以下以保护电池。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种用于无线充电发射器的充电控制器，该充电控制器包括一个电压逆变器，其输出端可与感应式无线充电天线电连接，并可被配置为以标称开关频率f_op运行电压逆变器。标称开关频率具有相关联的周期T_op。充电控制器被配置为向输出端提供包含至少两个周期的帧。在第一个周期中，控制器被配置为提供第一个序列S_A，在第二个周期中，控制器被配置为提供第二个序列S_B。第一个序列S_A与第二个序列S_B不同。

在一个实施例中，帧包括K个周期，T_op，K为大于1的整数，充电控制器被配置为向K个周期中的每一个周期提供对应的序列S_A,或,S_B。

在一个实施例中，各序列从一组预定义的M序列中选择，M小于或等于K

在一个实施例中，这些序列是从查找表中选择的。

在一个实施例中，充电控制器进一步配置为：接收目标功率电平，并从查找表中选择第一序列S_A,和第二序列S_B，所选择的序列使得目标功率电平位于与第一序列S_A的第一功率电平和第二序列S_B的第二功率电平相关联的功率电平之间的范围内。这些序列是从查找表中的序列中选择的。控制器会进一步为每个序列选择相应的计数，使得每个序列功率电平与其各自计数的乘积之和等于范围内的功率电平。

在一个实施例中，第一最接近的序列S_A，是查找表多个序列中功率电平最接近目标功率的序列。

在一个实施例中，多个序列由第一和第二最接近的序列S_A和S_B组成。

在一个实施例中，第二最接近的序列S_B，是查找表多个序列中功率电平第二接近目标功率的序列。

在一个实施例中，查找表按基本频率f_op功率排列出这些序列。

在一个实施例中，所选序列的特征在于其频谱特征相当于相同基频f_op的方波频谱特征，谐波在AM波段中衰减。

在一个实施例中，电压逆变器驱动器还包括一个微控制器，通过振幅解调器电路从目标设备接收到的数据控制电压逆变器，从而控制无线充电操作。

在一个实施例中，充电控制器还包括一个直流-直流转换器，被配置为以第一电压从直流电源接收电力，并以第二电压向电压逆变器提供电力，第二电压高于第一电压。

根据本发明的第二方面，提供了一种基于第一方面操作充电控制器的方法。该方法包括向输出端提供包括至少两个周期的帧，第一周期T_op中的第一序列S_A和第二周期T_op中的第二序列S_B，其中第一序列S_A与第二序列S_B不同。

在一个实施例中，该方法包括接收目标功率电平，并从查找表中选择：第一最接近的序列S_A和第二最接近的序列S_B。目标功率电平位于与第一最接近的序列S_A的第一个功率电平和第二最接近的序列S_B的第二个功率电平相关联的功率电平之间的范围内。该方法还包括从查找表中选择多个序列，并为每个序列选择相应的计数，使得每个序列功率电平与其各自计数的乘积之和等于范围内的功率电平。

根据本发明的第三方面，提供了一个无线充电发射器，包括基于第一方面的充电系统，与电压逆变器的输出端连接的感应式无线充电天线，以及用于为电压逆变器驱动器供电的直流电源。

在一个实施例中，无线充电发射器还包括安装在电压逆变器和感应式无线充电天线之间的低通或带阻滤波器，以及安装在直流电源下游的电源线滤波器。

附图说明

现将参考附图以示例方式描述本发明的各实施例，在附图中：

图1A是经无线电力联盟(WPC)认证的现有解决方案的功能示意图；

图1B是一个流程图，展示了在图1A的现有配置中调节无线传输功率的方法；

图1C是一个功能图，突出了现有系统中的功率传输调节回路；

图2A和2B是现有解决方案中使用的天线馈电信号的时间和频率信号分析；

图2C和2D是基于PWM天线馈电信号的时间和频率信号分析；

图3A和3B是根据实施例说明序列信号组织的示意图；

图3C是一个长度为24位的PWM序列查找表的示例；

图4A是一个说明PWM序列定义的示意图；

图4B和4C是本次提出的序列帧定义的示意图，其中图4B是帧的最小尺寸，图4C是帧概念的泛化；

图4D和4E展示了在使用帧时发生的线性化过程。图4D是使用单一标度的简单线性化方法，而图4E是使用两个标度的更复杂方法，但放宽了对所选序列的要求；

图4F和4G是信号图，显示如何测量PWM序列的最大频率：图4F与“正”010位序列相关，图4G与“负”101位序列相关；

图5A是功能图，展示了基于实施例的无线充电装置和控制器；

图5B是基于本文件的一种调节无线传输功率的方法的流程图；

图5C是基于本文件的关于功率传输调节回路的功能图；

图5D是展示帧结构构建过程的流程图；

图6A是说明产生嵌入图5A电路中的PWM序列的电子电路的示意图；

图6B和6C是部分示意图和部分图形图，说明了根据实施例控制H桥开关的两种配置选项。

具体实施方式

下文将详细阐述本文件中的实施例，并结合附图进行说明。为保持一致性，各图中的相同元素将用相同的参考数字表示。此外，在以下的详细描述中，还列出了许多具体细节，以便能更透彻地理解所述内容。然而，对于基本熟悉此领域的人士来说，显然本发明并不局限于这些实施例，相反，本发明是由权利要求书所限定的。在其他情况下，为避免过于复杂的描述，已知的一些特征并未加以详细说明。

熟悉本领域的人士将理解术语“机动车”在下文中可表示卡车、轿车、运动型多用途车或城郊实用汽车(SUV)，或本领域任何已知的车型。本文中使用的术语“耦合”或“与……相耦合”、“可打开至”或“操作上可连接到”、或“连接”或“与……连接”可表示建立直接或间接连接，在没有明确指明的情况下不限于其中任何一种方式。图中尽可能使用相似或相同的参考数字来标识共同或相同的元素。图表不一定按比例绘制，为便于说明，图中的某些特征和某些视图可能按比例放大显示。

总体而言，本发明涉及一种按照无线电力联盟发布的Qi标准工作的无线充电发射器，然而，熟悉本领域的人士将理解本发明也可以适用于不符合该标准的其他系统。

USB充电器的制造成本明显低于无线充电器。此外，它们在效率和充电时间方面也有更好的表现，而这正是终端用户除购置成本外看重的主要性能指标。从这个角度看，一个更复杂、成本更高却没有额外优势的无线充电发射器不具有吸引力是可以理解的。如今，这已成为阻碍该系统市场普及的主要因素。

当无线充电器安装在汽车中时，情况就更加复杂了。无线充电发射器通常集成在汽车的两个前排座椅之间，在这个位置上，它可能会对附近嵌入的汽车其他应用和功能产生电磁干扰。一个有据可查的干扰是无线充电信号的谐波对AM波段无线电的干扰。对于需要满足终端用户短时间充电需求的高功率充电器(>5W)来说，这个问题尤为严重。

由于无线充电器的工作频率接近AM无线电频段，对它的干扰很难避免。已经提出的一种解决方案是通过模拟滤波器过滤无线充电器天线馈电信号谐波。在无线充电联盟的Qi标准中，它被称为MP-A13。在汽车应用中，需要在电源线上安装额外的滤波器，以防止在直流电源线上产生传导噪声。这些滤波器可以防止对AM无线电波段的干扰。

然而，滤波器的使用，特别是用于过滤无线充电器天线馈电信号的滤波器，会带来一些需要克服的缺点，进一步增加无线充电发射器的成本、低效和复杂性：

-为了有效抵御辐射，滤波器需要具备高阶特性。MP-A13方案提出采用电感和高温稳定性陶瓷电容的π型滤波器。选择电感本身就是一个挑战，因为目前还没有专门为功率滤波器设计的电感器。

-由于其位置位于电压逆变器和无线充电天线之间，滤波器会消耗很大一部分信号功率。大部分能量转化为热量，使滤波器电感器的温度显著升高。馈送信号的谐波不再按原本的方式传播，而是转化为热量，同时对充电效率产生负面影响。

-设计无线充电发射器时，热量通常是一个需要考虑的问题。在无线或有线充电时，充电设备会持续监控其电池温度。这对于保护锂离子电池尤其必要。此类电池对高温非常敏感，会影响充电时的安全性和长期可靠性。如果不加以管理，过热将导致充电时间延长，这与终端用户原本希望缩短充电时间的需求相冲突。

虽然现有解决方案提出了一些缓解措施，但本发明提出了一种新的解决方案，主要是通过重新定义无线发射器天线馈电信号来提高无线发射器的效率。其目的是将发射功率调节功能移至电压逆变器，并取消汽车应用中对EMC滤波器的需求。这将产生以下影响：

-在使用9至16伏直流电源的应用中，不再需要电压控制输出直流-直流转换器，除了节省成本外，还可净增效率约5％至8％。

-根据应用和所需的EMC辐射水平，可能根本不再需要滤波器，或者，如果需要，其尺寸也可以显著减小。这样一来在大幅降低成本的同时，还可再净增5％至7％的效率。此外，由于无线发射器的温度升高较低，因此可以采用更简单的主动降温系统，进一步降低能效和成本。

本发明的实施例涉及无线充电天线的功率馈送信号的定义和生成，目的是：

-调节传输功率；

-最大限度地减少电磁辐射和传导辐射；以及

-提高无线充电发射器的效率，从而减少无线充电发射器单元的热损失因此，本发明提供了一种效率更高、电磁干扰更小、体积更小、成本更低的无线充电发射器单元，它更容易嵌入严格受限的环境，如机动车辆中。

图1A是一个功能示意图，展示了符合无线电力联盟(WPC)的Qi标准认证的现有解决方案。

出于简化的目的，描述和图表中省略了一些功能(主要是监测功能)。在许多情况下，这些功能需要按照现有解决方案的情况进行保留。然而，在某些拓扑结构中，缺少滤波器可能提供一些改善安全的机会。图1A仅显示了一个充电天线，以简化说明。然而，许多系统使用三个或更多的充电天线，通过多路复用器进行选择。为简单起见，图中省略了多路复用器。由于直流电源190依赖于环境(例如大多数汽车应用需要12V)，它不被视为无线充电系统的一部分。

图1A是一个功能示意图，说明了实现无线充电功能所需的基本组件。从宏观的角度来看，无线充电器发射器可由2个主要功能模块组成，即：

-一个充电控制器100负责管理无线电力传输的所有方面，执行无线充电联盟Qi标准。

-一个无线充电天线150，包括至少一个辐射线圈151，与一个电容(未表示)串联耦合。串联电感151和耦合电容实现了一个低通滤波器，其截止频率f_c通常设置在100kHz以下。因此，无线充电天线是效率低下的主要源头。

充电控制器100块模块一步分为4个子模块：

-电压逆变驱动器110本身嵌入了一个执行无线充电联盟Qi标准固件代码的微控制器115，并与控制器100和无线充电天线150的其他子模块建立接口。

-电压逆变器130，它将电源直流输出电压125转换为交流方波信号135，用于为无线充电天线150供电。通常来说，电压逆变器130是由四个开关组成的H桥拓扑逆变器，典型的是功率MOSFET，由电压逆变器驱动器110控制。根据Qi标准，定义了一个标称工作频率f_op。这个工作频率f_op通常在100至140kHz的范围内。根据Qi标准，从1.3版开始，电压逆变器130将进一步受控，以叠加用于与充电设备180进行数字通信的频移键控(FSK)调制。电压逆变器130由于开关损耗导致系统效率低下。

-直流-直流转换器120，将来自直流电源190的直流输入电压195转换为所需的直流输出电压125，以便为充电设备(例如智能手机)提供所需的电力。直流输出电压125由电压逆变驱动器110控制。直流输出电压125的控制方法可以是通过PWM信号直接控制，或者通过电压逆变驱动器和直流-直流转换器120之间的任何数字通信105进行控制。根据要求，直流-直流转换器120可以是降压(Buck)或升降压(Buck-Boost)拓扑结构。与所有电源一样，直流-直流转换器120也会导致效率低下。

-振幅调制(AM)解调器160，它根据Qi标准通过负载调制解调从充电设备180接收到的信号，并将其反馈给电压逆变器驱动器110的微控制器115，从而闭合充电调节环路。这种解调通常由一个简单的低通包络检波器实现，微控制器115通过输入捕获端口165读取该包络检波器。

汽车无线发射器通常具有两个额外的滤波功能(以虚线表示)：

-为了减轻这种干扰，无线电力联盟提出了一种解决方案，即在电压逆变器130和无线充电天线150之间插入一个低通滤波器140。其主要目的是减少电压逆变器130输出的交流信号135中超过操作频率f_op的谐波的干扰可能。由于其低截止频率f_c，这个滤波器是系统效率低下的主要因素之一。

-直流-直流转换器120的上游增加了一个电力线滤波器145。其目的是减少来自电压逆变器130沿无线充电器发射器电源线的干扰传导。该滤波器通常由一个功率扼流圈和一个或多个电感器组成，以创建一个低通滤波器。对于消费市场的无线充电器发射器来说，电力线滤波器145可能不是必需的。然而，在汽车应用中，为了防止干扰通过车辆线束辐射，使用这个滤波器是强制性的。该滤波器由于其电阻特性，产生的效率损失很小。

如今，许多无线充电发射器制造商将频率f_op选为127.7kHz，该频率具有本领域专业人士众所周知的附加优势。为简化起见，本发明中的所有图表均以该频率f_op为基准，但并不局限于这一特定频率f_op。

图1B是一个流程图，展示了由微控制器115执行的无线充电发射器的电源调节过程。图中仅描述了与调节回路相关的步骤。为清晰起见，硬件执行的基本功能已经在图1A中给出了相应的参考。该方法包括：

-根据Qi标准，通过在步骤112中从充电设备接收到的解调信号中提取相关数据，获取充电目标设备的请求功率P_request和接收功率P_received。

-在步骤113，使用标准电路计算直流-直流输出电压V₁₂₅。这一步可以非常简单，比如：

-在步骤119，计算调整直流-直流转换器120输出电压V₁₂₅所需的PWM信号或指令。

-无线充电器发射器通过无线充电天线150辐射功率P₁₅₀。

-通过充电设备测量接收到的功率P_received，并通过负载调制将其传送回发射器。

-通过AM解调器160对接收到的消息进行解调，并返回到步骤112，从而关闭调节回路。

-根据发射器的要求，通过调整直流-直流转换器120的输出电压V₁₂₅，相应地增加、减少或保持相同的功率传输设置。

图1C显示了现有系统中的传输功率调节回路。图1B已对该过程进行了描述，而图1C则使用粗体箭头显示了功能层面的回路。在现有工艺中，电压逆变器输入电压是用于调节传输功率的参数：该任务由直流-直流转换器120实现。

在无线充电发射器和充电设备180之间的通信初始化后，充电设备180作为主设备，通过负载调制消息(Qi标准)发送接收到的和请求的功率。无线充电器解调该消息并调整直流-直流转换器120的输出电压。电压逆变器130和天线150在此过程中是被动的：它们会带来一些损耗，需要通过增加直流-直流转换器120的输出电压来补偿。无线充电天线150将部分接收到的功率辐射出去，并由充电设备180进行测量，从而关闭调节回路。

之前的公开披露信息建议改变电压逆变器130的输出信号135，以充分减轻辐射效应，从而消除汽车应用中对滤波器140和145的需求，并将输出电压控制直流-直流转换器120完成的功率调节功能转移到电压逆变器130上。

图2A是展示由图1A中所示的当前解决方案使用的以及如上所述的电压逆变器交流信号输出135的时间响应的曲线图。电压逆变器130受控产生方波信号230。为便于比较，图中还显示了具有相同振幅的纯正弦信号220。

图2B是方波信号230的频谱特征。纯正弦信号220的频谱特征也已附在图中以供参考。如图2B所示：

-方波信号的工作频率f_op所携带的能量比正弦信号携带的能量高出近30％。

-在工作频率f_op为127.7kHz的情况下，方波信号频谱特征231的谐波5、7、9、11和13将对中波无线电频段产生干扰，谐波47将对短波无线电频段产生干扰。如果工作频率f_op低于112kHz，则干扰谐波为7、9、11、13和15。

在15W充电功率下进行的测量证实，辐射水平超过了汽车应用采用的CISPR25标准规定的5级限值12至18dBμV/m。在使用AM无线电频段的国家，这些干扰是不可接受的。例如，在德国，这会干扰AM无线电频段上播放的交通信息。

为了减轻这种干扰，无线充电联盟提出了涉及低通滤波器140的解决方案。然而，由于工作频率f_op非常接近中波无线电频段250的起始频率560kHz，因此设计具有足够衰减的模拟滤波器非常具有挑战性。其截止频率f_c应选择为接近工作频率f_op，并且具有足够高的衰减因子以充分抑制谐波5。实际上，可以通过使用所谓的π形LC滤波器来实现这一点。然而，经验表明，低通滤波器140的插入可能仅足以完成15W充电功率的谐波5衰减，在汽车环境中实际上限制了无线充电发射器的功率。随着市场，尤其是亚洲市场推动更高的充电功率，这会带来相关问题。

除了功率限制之外，低通滤波器140还带来了进一步的技术问题：

-电压逆变器交流输出信号135的部分能量，由之前的辐射形式转化为了热量，因而对无线充电系统产生了新的限制。

-由于热量转化，无线充电发射器的效率进一步降低。

有很多种方式都可以方便地从直流电源中生成正弦信号220。然而，对于功率信号来说，这并非易事。虽然大多数已知技术都能很好地处理低功率信号，但只有少数技术适合在不造成大量损耗的情况下产生能量信号。这些损耗所产生的影响正是我们要尽量减少的，即：信号转换过程中产生的热损耗。

如上所述，无线充电器发射器的升温问题必须加以解决，以尽量减少由于与充电设备180接触而产生的热传导。为了安全操作，锂离子电池的充电温度不得超过40摄氏度。当电池温度达到允许的最高水平时，大多数无线充电接收器都会按照既定程序降低能量传输以调节电池温度，从而导致充电时间延长。

为了在减少辐射的同时不产生严重损耗，现有发明中的实施例通过利用PWM信号240的特性，提供了一种模拟正弦或梯形信号的电压逆变器交流输出信号135，如图2C所示。PWM信号240的定义仅作为示例之一：通过改变脉冲持续时间和相位，可以调整信号的频谱特征和携带的能量。

图2D是方波信号230和PWM信号240的频谱特征对比图。PWM信号在更容易地完成AM波段范围内的低频谐波衰减的同时，也放大了高次谐波。由于图2C中的PWM信号240以比频率f_op更高的频率f_sw切换电压逆变器130，这些高次谐波现象是可以预见的。

图2C中的PWM信号240使用的频率是f_sw，该频率是频率f_op的N倍。在图2C的示例中，N值选定为160：它提供了一个离散的电压逆变器交流输出信号135，该信号由160个短信号组成，频率为f_op的160倍。

尽管PWM信号的最大开关频率f_sw与N成直接线性关系，但平均开关频率f_swa主要取决于序列定义S₁₃₅以及信号在工作频率f_op的一个完整周期内从关到开和从开到关的切换次数。出于效率原因，最大开关频率f_sw和平均切换频率f_swa均需考虑在内，其中后者更为重要。

通过改变N长度序列的位设置，实际上可以改变PWM信号240的持续时间和相位，从而实现以下功能：

-功率控制转移到充电设备180。

-减轻谐波效应以避免AM波段的无线电干扰。

PWM信号定义特征取决于长度为N的位序列S₁₃₅。位值为0时无线充电天线150与电源断开，而位值为1时，在信号的前半周期无线充电天线150连接到正极性，在信号的后半周期无线充电天线150连接到相反极性。

PWM序列S₁₃₅的组织可以通过多种方式实现。其中许多方式会在信号的频率特征中产生直流分量，因此并不适用。直流分量可由无线充电天线150或低通滤波器140(当后者存在时)完全滤除。这样就留下了两种适用的序列组织方式。图3A和3B展示了这两种序列组织。在图3A和3B中，为了视觉描述的清晰性，对序列进行了简化。

图3A展示了正/负对称且只产生奇数频率谐波的信号。该信号是通过在正半周期[0,π]和负半周期[π,2π]内以相同的信号定义驱动电压逆变器130而产生的。

图3B展示了π对称信号。该信号的频率特征显示了偶次谐波和奇次谐波。图3B型信号可以通过反向序列化在[0,π]时间段内驱动电压逆变器130的信号定义产生，以在后半周期[π,2π]内驱动电压逆变器。图3B的信号值得关注，因为它允许能量在偶次谐波上进一步传播。

无论N的大小如何，每个序列S₁₃₅定义都带有独特的频谱特征，可对无线充电器的运行进行2个相关分类：

-序列功率主要由基频(谐波1)频率f_op承载，对于无线充电发射器而言，无线充电天线150最终与作为强低通滤波器的滤波器140耦合。

-高次谐波的序列干扰能力。这种分类与汽车等敏感环境中的应用相关。

首先考虑功率，可以按照功率的增减对序列进行排序，以填充查找表。一种方法是计算每个序列的快速傅里叶变换(FFT)，并根据其基本振幅f_op进行排序。也可以使用实证方法进行测量。

使用小的N因子可以建立一个查找表，将功率与相应的序列S₁₃₅定义联系起来，其分辨率足够精细，可以覆盖无线充电器发射器的整个工作功率范围。图3C是N等于24时的查找表示例。仅使用12位(对应于两个半周期中的一个)，就足以重新构建完整的S₁₃₅序列。虽然低至24的N因子可能足以覆盖传输功率分辨率，但要同时调整S₁₃₅序列以使其在频谱上更加合适，则需要更高的N因子。N因子越高，目标频率f_op的信号逼近越好。当N大于或等于92时，信号的频谱特征满足CISPR25第4类15W的限制要求。当N大于或等于160时，在同样的15W条件下可达到CISPR25等级5的限制要求。然而，将这两个目标结合起来，需要N因子大于336，才能满足功率电平低于30％时所需的频谱特征和分辨率。

实际上，另一方面，由于高电源开关和预驱动技术的最大频率以及由于在高平均开关频率f_swa下进行信号切换所导致的效率损失，最大切换频率f_sw很快就会成为一个限制因素。以N等于160，工作频率f_op为127.772kHz为例，最大H桥逆变器开关频率f_sw等于20.44352MHz，而平均开关频率f_swa为几MHz，超出了标准功率MOSFET技术的能力。

对于N较大的序列，按照所需的最小分辨率(对于15瓦的发射机，通常为512个线性步长)填充查找表是一项繁琐的工作，需要选择序列S₁₃₅以精确实现所需的功率电平，并满足最大谐波电平限制。增加N因子可以提高信号的分辨率，从而简化选择任务，但也会导致查找表占用的内存空间越来越大。在不考虑序列的情况下，增加N也会导致开关频率f_sw的上升，从而产生更高的损耗。

为了最大化电压逆变器130的效率，本发明提出通过在两个或多个相邻功率电平之间引入线性化方法来改变查找表的基本操作，从而显著减小查找表的大小。线性化的引入可为减小N因子的最小值提供机会，这主要是为了最大限度地提高效率。图4A至4G展示了线性化方法。

图4A展示了长度为N的序列S₁₃₅。天线馈电信号135是通过在工作频率f_op上重复相同序列而生成的。在这种模式下，频谱特征及其传输功率是一个常数。

图4B展示了帧F₁₃₅的最小配置。帧是由多个周期T_op组成的时间段。帧F₁₃₅串联了两个包含序列S_A和S_B的周期T_op。现在重复的不再是单一序列S₁₃₅，而是帧F₁₃₅。在帧模式下，频谱特征是序列S_A和S_B的平均值。这种平均值适用于信号的基频和所有谐波，从而创建了一个传输功率控制点，该点位于S_A和S_B功率电平之间，无需在查找表中存储该特定传输功率的专用序列。

从谐波角度考虑，谐波振幅的平均化解除了对序列选择的限制：如果平均频谱特征在等级限制范围内，则现在可以使用不严格满足CISPR25某一等级的频谱特征的序列S_A和S_B。这对于允许取消对滤波器140和145的要求的系统来说，意义尤其重大。在序列模式下，需要N因子在160范围内，以通过CISPR25等级5。使用帧模式时，N因子可降至112。虽然没有一个N值等于112的序列能严格符合频谱特征标准，但有两个序列的平均频谱特征能满足该标准。

图4C是帧F₁₃₅概念的泛化：

-考虑的序列数可能不限于序列S_A和S_B。最多可使用M个序列的帧。当M等于2(最简单的情况)时，查找表序列之间是线性关系。M大于2意味着M阶多项式关系，通常不太方便。

-也可以利用序列S_A和S_B将帧扩展到K个周期的长度。这样就可以在两个序列S_A和S_B之间定义更多的功率步进数，同时保持线性关系。

本发明的概念是提供一个包含多个序列的帧。一个序列包含多个脉冲，也可称为脉冲序列。对于一个帧，至少应选择两个不同的序列，每个序列提供一个相关的功率电平。在实施例中，这些序列是从多个可用序列中选择的。

在实施例中，序列是从查找表中选择的。每个序列都会有一个对应的计数，该计数是特定序列在帧内重复的次数。帧的平均功率就是序列的平均功率，根据每个序列的计数进行加权。选择序列和计数的目的是为了使帧的平均功率尽可能接近所请求的功率电平。

在一个实施例中，选择了两个序列，一个功率电平高于所请求的功率电平，另一个功率电平低于所请求的功率电平。

在一个实施例中，第一序列选择的是对应功率电平最接近请求功率电平的序列。

在一个实施例中，第二序列是次近的序列，即如果第一序列的功率低于所请求的功率，则第二序列的功率将高于所请求的功率，反之亦然。

图4D和4E是两种线性化技术的示例。

图4D展示了功率标度的一部分，说明了使用两个序列S_80％和S_81％的标准线性化算法，这两个序列存储在查找表中，分别对应80％和81％的传输功率。使用五周期帧，通过对输出信号功率进行平均，可以获得介于(并包括)80％、80.2％、80.4％、80.6％、80.8％和81％之间的功率电平，而无需额外的序列。例如，80.4％可以通过以任意顺序串联三个序列S_80％和两个序列S_81％来实现。达到端点需要在帧中单独使用序列S_80％和S_81％。要达到EMC要求，两个序列频谱特征都必须严格满足标准。

如果我们打算放宽N要求的长度限制，最好采用双线性化标度。该方法的原理如图4E所示。如果序列S_80％和S_81％无法严格符合EMC标准，那么由五个相同的序列S_80％或S_81％组成的帧将不再可用。在这种情况下，需要第二个线性化标度来达到80％和81％的输出信号功率步进。

在一个实施例中，无线充电控制器使用查找表和标准线性化算法来覆盖输出信号功率范围。

在一个实施例中，无线充电控制器使用查找表和双线性化算法来覆盖输出信号功率范围。

在一个实施例中，平均值取值范围限制为六个序列，以防止信号出现低频振荡。该振荡可能会干扰充电设备用于与发射器进行通信的下行链路负载调制。

在一个实施例中，无线充电控制器动态决定每帧的序列数K。

在一个实施例中，序列数M取为2，以便对信号功率进行点到点的线性控制。在这种情况下，一帧将由两个序列S_A和S_B构成。实际上，M大于2会增加复杂性，也无法带来实际的效率提升。

在一个实施例中，序列S_A和S_B具有相同的长度N。然而，这并不是本发明的要求。熟悉本领域的人士将理解，序列S_A和S_B的长度可以不同，分别为N_A和N_B。

如上所述，电压逆变器130的效率是开关速度的函数，而开关速度本身又是最大和平均开关频率f_sw和f_swa的函数。从数学角度看，可以概括如下：

Eff₁₃₀＝f(f_sw,f_swa)＝f(f_sw(N,S₁₃₅),f_swa(N,S₁₃₅)) Equation 2 公式2

要使电压逆变器130达到最高效率，就必须将N降到实现EMC目标所需的最小值，并使其具有足够的分辨率，能够以精细的步进覆盖功率范围，使系统能够按照无线充电联盟的Qi标准运行。

规定最大开关频率并不像看起来那么简单。基本上，最大开关频率f_sw等于工作频率f_op的N倍：

-如果查找表中存储的序列中没有一个连续处于开-关-开状态(示例11011b)，则最大开关频率f_sw等于工作频率f_op的N/2倍。图4F是上述示例11011b的开关操作示例。呈现电压逆变器130输出信号135的唯一方法是以最大频率f_sw切换高压侧或低压侧开关。

-图4G所示的是相反的情况，从开关的角度来看，可以采用不同的处理方法。虽然电压逆变器130输出信号135是单脉冲00100b，但高压侧和低压侧开关可以“分担”开关负载。

最大开关频率f_sw仅取决于开-关-开切换安排的次数。

同样，平均开关频率f_swa取决于在一个完整运行周期f_op中产生的脉冲数。如果每个周期的脉冲数为P，则平均开关频率f_swa等于N/P与工作频率f_op的乘积。需要注意的是，从电子学角度来看，电压逆变器由四个开关组成，四个开关在一个周期内“分担”平均开关负载。

最后，提高效率需要缩短N的长度。

图5A是功能图，展示了基于一个实施例的电路流程图的演变。与之前的实施例相比，去掉了输出电压控制的直流-直流转换器120，取而代之的是连接直流输入电压115和电压逆变器输入电压125的连接520：

-删除直流-直流转换器后，不再需要控制器115控制信号105。

-在大多数应用中，设计上不再将直流输入电压125视为一个固定的已知值。由于连接520参与电压逆变器输出信号135的计算，因此它会被输送给微控制器115进行监测。

-由于不再需要滤波器140，因此已将其删除。

-滤波器145现在是可选项。在汽车应用中，可能仍然需要过滤电源线的噪声。无论如何，在本发明的实施例中，过滤的要求降低了，因此成本也降低了。

在图5A中，微控制器115通过改变用于向无线天线150供电的电压逆变器输出信号135的形状来控制向无线充电设备传输的能量。

在一个实施例中，还提供了一个固定的直流-直流转换器，设置在直流电源190和电压逆变器130之间。这样就能为电压逆变器130提供比直流电源190提供的更高的电压，以达到在某些情况下可能需要的更高传输功率。与现有解决方案不同的是，这是一个固定的直流-直流转换器，提供固定比例的输入和输出电压。在一个实施例中，输出电压可提升至15V。熟悉本领域的人士将理解在本发明的范围内还可以提供其他输出电平。

图5B是说明由微控制器115执行的无线充电发射器电源调节过程的流程图，可适用于任何实施例。图中仅描述了与调节回路相关的步骤。为清晰起见，硬件执行的基本功能保留了图1B中的对应内容作为参考。该方法包括：

-在步骤591采集直流供电电压V_DC。

-在步骤593，使用标准电路计算方法，计算归一化振幅V_norm。这一步可以相当简单：

-在步骤594，访问查找表595，以检索与请求功率P_request相对应的电压逆变器130信号输出帧F₁₃₅定义所需的序列。

-在步骤596计算生成帧F₁₃₅中使用的序列所需的一组开关信号序列S₁,S₂,S₃和S₄。

-在步骤597使用一组序列S₁,S₂,S₃和S₄控制电压逆变器130。

-无线充电发射器通过无线充电天线150辐射功率P₁₅₀。

-通过充电设备测量接收功率P_received，并通过负载调制将其传送回发射器。

-通过AM解调器160对接收到的信息进行解调，然后返回步骤112，从而关闭调节回路。

-通过调整信号输出定义F₁₃₅，相应地增加、减少或保持相同的功率传输设置，对发射器做出响应。

图5C展示了基于实施例的传输功率调节回路。与现有技术方案不同的是，控制传输功率调节的是电压逆变器130。通过调整控制电压逆变器130的帧可以实现此功能。其中不再需要直流-直流转换器120。图5B对该过程进行了呈现，图5C则以粗体箭头的形式展示了功能层面的回路。

无线充电发射器和充电设备180之间的通信初始化后，作为主设备的充电设备180将接收功率和请求功率以负载调制信息(Qi标准)的形式发回。无线充电器解调该信息并调整帧，以控制电压逆变器信号135的输出功率。用于构建帧的序列是从查找表中提取的。天线150在此过程中是被动的：其中会产生一些损耗，这些损耗将通过提高直流-直流转换器120的输出电压来补偿。无线充电天线150辐射的功率部分由充电设备180接收和测量，从而关闭调节回路。

图5D展示了构建帧F₁₃₅的过程。以下是对图5C中调节回路步骤594的细节呈现：

-在步骤594a中，微控制器115从查找表595中选择两个序列，这两个序列的功率包含充电设备180的请求功率。两个序列S_A和S_B互不相同，其中一个序列的功率高于所请求的功率，另一个序列的功率低于所请求的功率。选择S_A和S_B时，最好是从多个可用序列中选择功率最接近请求功率的序列。其中一个序列的功率应高于所请求的功率，另一个序列的功率应低于所请求的功率。这样可以最大限度地减少可能影响系统通信稳定性的低频功率振荡。

-在步骤595b中，微控制器115计算帧F₁₃₅的整数长度K。帧F₁₃₅的平均功率应最接近充电设备的请求功率。

-在步骤595c，微控制器115根据长度K对所选帧S_A和S_B进行排序以构建帧F₁₃₅。为了最大化功率振荡频率，最好避免连续排列相同的帧。

在一个实施例中，从可用序列中选择第一序列S_A和第二序列S_B，使它们成为提供最接近请求功率的功率电平(分别是最接近的较高功率和最接近的较低功率)的序列。在一个实施例中，只要目标功率电平处于与第一序列S_A的第一功率电平和第二序列S_B的第二功率电平相关联的功率电平之间的范围内，就可以使用其他序列。从查找表中选择多个序列，并为每个序列选择相应的计数，使得每个序列功率电平与其各自计数的乘积之和等于范围内的功率电平。

直流-直流转换器120的移除意味着可以避免这种装置通常引起的损耗。这使得系统效率提升了5％至7％。由于电压逆变器开关的平均切换频率较高，部分效益在电压逆变器130中会有所损失。然而，总体来说这一改变仍带来了积极的影响。

根据序列所用的对称类型和生成信号所用的硬件驱动程序，查找表的格式可能会有所不同：

-如果序列是π对称的，那么只需存储N/4位的单个象限，就足以充分描述整个序列。

-线性化类型(标准、双重或多项式)会影响存储在查找表中的数字序列在信号序列S₁,S₂,S₃和S₄的计算中，步骤516包括计算四个电压逆变器130开关控制序列S₁,S₂,S₃和S₄以及产生请求功率P_request所需的帧构成。在大多数情况下，这可以通过位运算轻松完成。

在一个实施例中，步骤112中的序列更新与工作频率f_op周期同步，以避免出现相移，相移可能会干扰对充电设备的频率调制通信。

以如此高的频率f_sw切换功率信号会带来一些挑战，下文将针对这一点进行讨论。

尽管微控制器的使用十分方便，但在这种情况下，通过PWM构建伪正弦或伪梯形信号会带来与高开关频率f_sw相关的四个挑战：

-低价微控制器的时钟频率仅比频率f_sw高几倍，无法直接控制PWM。

-控制电压逆变器130的电源开关131至134的四个信号需要完美同步，以确保直流电源190与地线GND之间不会产生短路。

-根据无线充电联盟Qi标准1.3版，要使用频移键控(FSK)调制与充电设备进行通信。这种调制方式只能通过调制频率f_sw来实现，使用微控制器直接控制的PWM信号会更加困难。

-虽然理论上可以实现，但由于涉及开关损耗，MOSFET技术只能在5MHz以上的频率下使用，难度很大。在大多数情况下，建议使用氮化镓技术。

图6A的实施例中提出了解决这些问题的方案。图6A是根据实施例绘制的示意图。图中呈现了对图1A所示现有技术示意图的修改。根据图6A的实施例，其中加入了一个H桥电压逆变器驱动器，该驱动器适合使用单频率f_sw的电压逆变器130输出信号135的任何定义。

示意图包括六个主要的功能模块：

-两对高压侧和低压侧开关驱动器620、622、621和623控制电压逆变器高压侧和低压侧开关的切换。电压逆变器开关通常为MOSFET或GaN FET,或两种技术的组合，因此需要合适的接口来正确驱动它们。

-两对同步开关630、632、631和633用于组成帧F₁,F₂,F₃ and F₄。每个开关都有与构建帧所需序列的数量相同的输入端，以及一个输出端与高压侧或低压侧620、622、621和623驱动器的输入端之一相连。

-开关同步器650，控制同步开关630、632、631和633。开关时间与无线充电器的工作频率f_op同步，以避免相位偏移干扰与充电设备180的上行链路通信，还能防止电涌。在一个实施例中，该功能通过微控制器115使用内部计数器完成。在另一个实施例中，可能使用外部计数器或分路器。

-电压逆变器驱动器装有成对的旋转移位寄存器组，用以生成序列，每个寄存器组控制四个电压逆变器130信号S₁,S₂,S₃,和S₄中的两个。在图6A中，组610-1通过序列S₂ andS₄控制高压侧开关，组611-1通过序列S₁ and S₃控制低压侧开关。最小系统需要第二对寄存器组610-2和611-2，以确保功率切换与工作频率f_op周期同步进行。如果要使用两个以上的序列定义来定义控制电压逆变器开关的周期帧F₁,F₂,F₃和F₄，则可选择使用多达610-M和611-M的附加组对。移位寄存器组的具体操作详见下文。

-时钟发生器640根据开关频率f_sw对系统中心进行计时。开关频率f_sw可根据无线充电联盟Qi标准进行频率调制配置。

-微控制器115通过以下方式控制系统:

-选择帧中使用的序列，并及时初始化移位寄存器组610-1至611-M。

-根据由序列计数和帧长组成的帧计划，切换同步开关630、632、631和633。

-控制时钟发生器640，叠加用于与充电设备180通信的频率调制调频。

下面通过第一对移位寄存器组610-1和611-1对移位寄存器组610-1至611-M进行更详细的说明：

-一对n位移位寄存器子库610-612和611-613中的两个，每对专门控制两个开关驱动器620-622和621-623。

-n位移位寄存器610的串行输出以串联方式连接到n位移位寄存器612的串行输入端，以建立一个N位移位寄存器，其中N等于所需PWM信号分辨率对应n值的两倍。n位移位寄存器612的输出端连接到n位移位寄存器610的输入端，形成N位旋转移位寄存器。此外，n位寄存器组610的串行输出用于控制高压侧开关驱动器620，n位寄存器组612的串行输出用于控制高压侧开关驱动器622。

-同样，n位移位寄存器611的串行输出以串联方式连接到n位移位寄存器613的串行输入端，以建立一个N位移位寄存器，其中N等于所需PWM信号分辨率对应n值的两倍。n位移位寄存器613的输出端连接到n位移位寄存器611的输入端，形成N位旋转移位寄存器。此外，n位寄存器组611的串行输出用于控制低压侧开关驱动器621，n位寄存器组613的串行输出用于控制低压侧开关驱动器623。

-在任何充电活动之前，微控制器115分别用位序列S₂,S₁,S₄和S₃来初始化n位移位寄存器610至613。在图6A的示例中，并行编程被选为使用商用逻辑门的最简单方法。在初始化时进行的这一编程步骤将在N位寄存器组中存储所需的PWM信号定义。

-微控制器115还通过压控振荡器640控制N位寄存器的移频，该振荡器的基频为开关频率f_sw 630。这对于实现向充电目标设备180进行通信所需的频移键控调制是必要的。

-每个开关驱动器620至623依次控制电压逆变器130开关131至134的开关状态。

图6B和6C是部分示意图和部分图形图，展示了可能的N位移位寄存器组配置，用于说明图5A中所述的通过正/负对称结构生成所需的电压逆变器130PWM输出信号的过程。对于单个N位信号定义，有几种可能的序列组合S₁,S₂,S₃和S₄。对于N等于24和n等于12的情况，最简单的方案如图6C所示：

-在以下描述中，设置位值为1时打开开关，位值为0时关闭开关。

-n位移位寄存器对611和613控制电压逆变器130的低压侧开关。微控制器600以十六进制值5FAh对n位移位寄存器611进行初始化，以十六进制值000h对n位移位寄存器613进行初始化。

-n位移位寄存器对610和612控制电压逆变器130的高压侧开关。微控制器600以十六进制值000h对n位移位寄存器610进行初始化，用十六进制值FFFh对n位移位寄存器612进行初始化。

-当启用N移位寄存器组时，电压逆变器开关将按照图6C所示驱动，并产生电压逆变器输出信号135。

在这个实施例中，高压侧开关132和134的工作方式与现有解决方案相同。因此，它们可以使用相同的开关，即MOSFET和相同的高压侧MOSFET驱动器。不过，低压侧开关的开关频率要高得多，以产生所请求的PWM信号。根据采样因子N的不同，这些高频率很可能强制使用能以较低损耗和较少失真信号输出在较高频率下工作的开关，如氮化镓场效应晶体管(GaNFET)。

图6C展示了一个更复杂但更可取的实施方案。这种方案在技术上更胜一筹，因为它能够在高压侧和低压侧开关之间分散开关损耗，从而减少由开关引起的热损耗。在N值较小的情况下，还可以将MOSFET用作高压和低压侧开关：

-电压逆变器130的状态由两个开关的状态决定：如果高压侧或低压侧的任何一个开关处于断开状态，电桥将被关闭。若要处于导通状态，则两个开关都必须打开。

-n位移位寄存器对611和613控制电压逆变器130的低压侧开关。微控制器600以十六进制值7FEh对n位移位寄存器611进行初始化，以十六进制值000h对n位移位寄存器613进行初始化。

-n位移位寄存器对610和612控制H桥逆变器130的高压侧开关。微控制器600用十六进制值000h对n位移位寄存器610进行初始化，以十六进制值DFBh对n位移位寄存器612进行初始化。

上述十六进制值5FAh是一个信号重构的静态示例，用于说明根据一个实施例，在图6A所示配置的基础上，使用图6B和6C的电压逆变器控制方法的操作。相同的序列重构方法可用于图5C查找表中存储的任何值，在更大范围内，也可用于具有相同位数N的任何十六进制值。

熟悉本领域的人士将理解，十六进制值仅作为示例提供，本发明并不局限于这些特定值。

Claims

1.一种用于无线充电发射器的充电控制器，所述充电控制器包括电压逆变器，所述电压逆变器的输出端能够与感应式无线充电天线电连接，并且能够配置为以标称开关频率f_op运行所述电压逆变器；所述标称开关频率具有相关联的周期T_op；其中，所述充电控制器被配置为向所述输出端提供包括至少两个周期的帧；其中，在第一周期中，所述控制器被配置为提供第一序列S_A，并且在第二周期中，所述控制器被配置为提供第二序列S_B；并且其中，所述第一序列S_A与所述第二序列S_B不同。

2.根据权利要求1所述的充电控制器，其中，所述帧包括K个周期T_op，K为大于1的整数，并且所述充电控制器被配置为针对相应的K个周期中的每一个提供相应的序列S_A或S_B。

3.根据权利要求2所述的充电控制器，其中，所述相应的序列是从预定义的一组M个序列中选择的，其中，M小于或等于K。

4.根据前述权利要求中任一项所述的充电控制器，其中，所述序列是从查找表中选择的。

5.根据权利要求4所述的充电控制器，还被配置为：

接收目标功率电平；

从所述查找表中选择：

所述第一序列S_A和所述第二序列S_B，所述序列被选择使得所述目标功率电平处于与所述第一序列S_A的第一功率电平相关联的功率电平和所述第二序列S_B的第二功率电平之间的范围中，所述序列是从所述查找表中的序列中选择的；以及

为所述序列中的每一个选择相应的计数，使得所述序列的功率电平中的每一个与其相应的计数的乘积之和等于所述范围内的功率电平。

6.根据权利要求5所述的充电控制器，其中，所述第一序列S_A是来自所述查找表中多个序列中的、功率电平最接近所述目标功率的序列。

7.根据权利要求5或6所述的充电控制器，其中，所述多个序列由最接近的序列S_A和第二接近的序列S_B组成。

8.根据权利要求5-7中任一项所述的充电控制器，其中，所述第二接近的序列S_B是来自所述查找表中的所述多个序列的、功率电平第二接近所述目标功率的序列。

9.根据权利要求4-8中任一项所述的充电控制器，其中，所述查找表列出按基频f_op功率排序的序列。

10.根据权利要求4-9中任一项所述的查找表，其中，所选序列的特征在于其频谱特征等同于相同基频f_op的方波频谱特征，其中，谐波在AM波段中衰减。

11.根据前述权利要求中任一项所述的充电控制器，其中，电压逆变器驱动器还包括微控制器，所述微控制器用于通过基于以下来控制所述电压逆变器来控制无线充电操作：通过振幅解调器电路从目标设备接收到的数据。

12.根据前述权利要求中任一项所述的充电控制器，还包括DC-DC转换器，其被配置为以第一电压从DC电源接收功率，并且以第二电压向所述电压逆变器提供功率，所述第二电压高于所述第一电压。

13.一种操作根据权利要求1–12中任一项所述的充电控制器的方法，所述方法包括：

向所述输出端提供包括至少两个周期的帧，

其中，所述提供包括：

在所述第一周期中提供第一序列S_A，以及

在所述第二周期中提供第二序列S_B，

其中，所述第一序列S_A与所述第二序列S_B不同。

14.一种操作根据权利要求1–12中任一项所述的充电控制器的方法，其中，所述方法包括:

接收目标功率电平；

从所述查找表中选择：

所述第一序列S_A和所述第二序列S_B，所述序列被选择使得所述目标功率电平处于与所述第一序列S_A的第一功率电平相关联的功率电平和所述第二序列S_B的第二功率电平之间的范围中；

所述序列是从所述查找表中的序列中选择的；以及

15.一种无线充电发射器，包括根据权利要求1–12中任一项所述的充电系统，还包括：

电连接到所述电压逆变器的输出端的感应式无线充电天线；以及

DC电源，其用于提供电压逆变器驱动器。

16.根据权利要求15所述的无线充电发射器，还包括：

安装在所述电压逆变器和所述感应式无线充电天线之间的低通滤波器或带阻滤波器；以及

安装在所述DC电源下游的电源线滤波器。