CN117614287B - 一种通过调整参数设计实现高增益利用率的cllc电路 - Google Patents

一种通过调整参数设计实现高增益利用率的cllc电路 Download PDF

Info

Publication number
CN117614287B
CN117614287B CN202410073052.5A CN202410073052A CN117614287B CN 117614287 B CN117614287 B CN 117614287B CN 202410073052 A CN202410073052 A CN 202410073052A CN 117614287 B CN117614287 B CN 117614287B
Authority
CN
China
Prior art keywords
gain
circuit
cllc
parameters
secondary side
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202410073052.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN117614287A (zh
Inventor
李博栋
陈敏
贾轹文
张家瑞
江峰
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Zhejiang University ZJU
Original Assignee
Zhejiang University ZJU
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Zhejiang University ZJU filed Critical Zhejiang University ZJU
Priority to CN202410073052.5A priority Critical patent/CN117614287B/zh
Publication of CN117614287A publication Critical patent/CN117614287A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN117614287B publication Critical patent/CN117614287B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及DCDC变换器技术，旨在提供一种通过调整参数设计实现高增益利用率的CLLC电路。该CLLC电路用于正反向对称的双向DC/DC变换器功率传输场景，其电压增益由参数原边谐振电感L rp 、副边谐振电容C rs 、副边谐振电感L rs 、原边谐振电容C rp 、励磁电感L m 和匝比n决定，具体是在考虑增益变化对品质因数Q影响的条件下，确定电路中与增益相关的各元器件参数。在相同设计需求的前提下，本发明具有比传统CLLC电路更大的励磁电感，电路工作时开关器件的关断电流更小、开关损耗更低、传输效率更高；相对于传统方法，对电压增益的计算公式进行了修正，便于理解、实施难度低；通过调整参数设计实现高增益利用率，无需额外的硬件和软件投入，成本低。

Description

一种通过调整参数设计实现高增益利用率的CLLC电路
技术领域
本发明属于DCDC变换器技术，具体涉及一种通过调整参数设计实现高增益利用率的CLLC电路，涉及了微电网、电动汽车以及新能源储能等多个应用场合。
背景技术
为了应对大规模新能源发电设备接入电力系统后的波动性和间歇性隐患，越来越多的储能设备投入使用，满足双向充放电需求的DC/DC变换器也受到了广泛关注。双向谐振式CLLC电路拓扑具有电气隔离、宽电压增益、软开关、高效率的优点，是目前双向DC/DC变换器采用的主要拓扑之一。
CLLC电路包含较多的无源元件：原边谐振电感、原边谐振电容、变压器、副边谐振电感和副边谐振电容，导致电路参数的设计较为复杂。合理的电路参数能保证在满足电压增益的前提下尽可能地减小开关管的关断电流，进而减小损耗、提升效率。
目前的传统CLLC电路设计采用基波分析法，该方法对五个无源元件的参数进行了归一化，仅使用励磁电感与原边谐振电感的比值k和品质因数Q参与设计流程，大幅降低了设计难度。但该方法假设了电路中只有谐振频率次的基波传输能量，并假设了额定电压条件下的品质因数Q 0作为全部电压条件下的品质因数参数Q，忽略了输入输出电压变化时品质因数的变化情况。
在升压工作时，品质因数Q会小于额定电压下的品质因数Q 0。如果仍然采用Q 0参与设计，对于升压增益的计算结果会小于实际工作时所能达到的增益，导致增益利用率低。此时得到的元件参数并非最优组合，开关管的关断电流较大，效率仍存在优化空间。
由此可见，传统的双向谐振式CLLC电路的基于基波分析的设计方法并未获得最优参数，制约了储能设备充放电的传输效率，造成了电能浪费。因此，需要对现有CLLC电路设计方案进行改进。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，克服现有技术的不足，提供一种通过调整参数设计实现高增益利用率的CLLC电路。
为解决上述技术问题，本发明的解决方案是：
提供一种通过调整参数设计实现高增益利用率的CLLC电路，该CLLC电路是由输入端、原边开关桥、谐振腔、副边开关桥和输出端依次级联组成；其中，输入母线电压V in 和电容C in 组成输入端，多个开关管组成原边开关桥，原边谐振电感L rp 、原边谐振电容C rp 、励磁电感为L m 和匝比为n的高频变压器T、副边谐振电感L rs 和副边谐振电容C rs 组成谐振腔、多个开关管组成副边开关桥，输出母线电压V o 和电容C o 组成输出端；
该CLLC电路用于正反向对称的双向DC/DC变换器功率传输场景，以从输入端至输出端为正功率传输方向，额定传输功率为P 0；CLLC电路的电压增益由参数L rp 、C rp 、L rs 、C rs 、L m 和n决定，在考虑增益变化对品质因数Q影响的条件下，根据以下方法来确定电路中与增益相关的各元器件参数，具体步骤包括：
（1）根据变换器的目标应用场景，确定额定输入电压V in ，其输出电压范围为V omin ~ V omax ；
（2）计算额定输出电压V o ，公式如下：
，
（3）计算CLLC电路中的变压器原副边匝比n，公式如下：
，
（4）计算目标应用场景所需的CLLC最大增益M max ，公式如下：
，
（5）根据变换器所采用的开关器件确定谐振频率f r 、开关频率变化范围f min ~f max ；
（6）根据优化后的CLLC电路增益公式，确定额定电压下满载状态对应的品质因数Q 0和励磁电感与原边谐振电感的比值k，增益公式如下：
，
其中，f n 是归一化后的开关频率，取值范围为f min / f r ~f max / f r ；
（7）根据Q 0和f r 的定义，计算原边谐振电感L rp 和原边谐振电容C rp ，Q 0和f r 的定义如下：
，
其中，R eq0是额定电压下满载状态对应的交流负载阻抗，表达式如下：
，
其中，P 0是额定功率；
（8）根据变压器原副边匝比n，以及变压器励磁电感与原边谐振电感的比值k，计算变压器励磁电感L m 、副边谐振电感L rs 和副边谐振电容C rs 的值，公式如下：
。
作为本发明的优选方案，当变换器处于输入电压范围可变的应用场景中时：假设输入电压的范围为V inmin ~V inmax ，根据以下公式计算输入电压额定值V in ：
，
同时，将CLLC最大增益M max 的计算公式修正为：
。
作为本发明的优选方案，所述步骤（6）中，对于一组待验证的参数Q 0和k，归一化的开关频率f n 需要满足以下条件：
。
作为本发明的优选方案，所述步骤（6）中，采用绘图的方式判断参数Q 0和k是否有效：
在纵坐标为M、横坐标为f n 的坐标系中，绘制不同Q 0和k对应的增益曲线；如果在开关频率变化范围f min ~f max 中，增益曲线连续且单调递减，并且增益曲线的最大值M top 大于需求的最大增益M max ，则视为参数Q 0和k有效。
作为本发明的优选方案，所述步骤（6）中，将多种有效的Q 0和k参数组合进行多次迭代计算，选取其中k最大的参数组合为最优解。
作为本发明的优选方案，在确定电路中与增益相关的各元器件参数时，改为以传统基波分析法获得品质因数Q pri ，以及原边励磁电感L m 与原边谐振电感L rp 的比值k pri ；在所述步骤（6）中，基于参数组合Q pri 和k pri 进行迭代寻优以减少迭代次数，具体迭代方法为：保持参数Q 0为Q pri ，在参数k pri 的基础上不断增加k的数值，并不断绘制增益曲线直至失效；在曲线失效前的k值，即为最优的参数值。
即，本发明可以完全基于全新设计的参数来实现优化，也可以在针对采用传统方法设计的参数进行优化。对于前一种情况，Q 0和k都要改变；而对于后一种情况，在得到了Q 0=Q pri 和k=k pri 之后，通过保持Q 0不变、只改变k，也能实现最优解。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
（1）在相同设计需求的前提下，本发明所提出CLLC电路具有比传统CLLC电路更大的励磁电感，电路工作时开关器件的关断电流更小、开关损耗更低、传输效率更高。
（2）本发明所提的CLLC电路，其电路参数的优化方法相对于传统方法是在于对电压增益的计算公式进行了修正，便于理解、实施难度低。
（3）本发明所提的CLLC电路是通过调整参数设计实现高增益利用率，无需额外的硬件和软件投入，成本低。
附图说明
图1为本发明所涉及的双向谐振式CLLC电路拓扑图。
图2为本发明所述的参数设计流程图。
图3为所设计参数为失效参数和有效参数时对应的增益曲线。
图4为在传统设计方法基础上进行优化的流程图。
图5为分别采用传统和本发明设计方法的优化前后效果对比图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行进一步描述，但本发明的保护范围并不仅限于此。
本发明所涉及的CLLC电路是用于正反向对称的双向DC/DC变换器功率传输场景，以从输入端至输出端为正功率传输方向，额定传输功率为P 0，其示例的拓扑图如图1所示。
该CLLC电路是由输入端、原边开关桥、谐振腔、副边开关桥和输出端五部分依次级联组成；其中，输入母线电压V in 和电容C in 组成输入端，开关管S1~S4组成原边开关桥，原边谐振电感L rp 、原边谐振电容C rp 、励磁电感为L m 和匝比为n的高频变压器T、副边谐振电感L rs 和副边谐振电容C rs 组成谐振腔、开关管S5~S8组成副边开关桥，输出母线电压V o 和电容C o 组成输出端。
CLLC电路的电压增益由参数L rp 、C rp 、L rs 、C rs 、L m 和n决定，在考虑增益变化对品质因数Q影响的条件下，本发明创新地提出，通过调整参数设计实现该电路的高增益利用率。具体是根据以下方法进行电路中与增益相关的元器件参数设计和确定，其设计流程如图2，具体包括以下步骤：
步骤1：根据变换器的目标应用场景，确定额定输入电压V in ，输出电压范围V omin ~ V omax ；
步骤2：计算额定输出电压V o ，公式如下：
，
步骤3：计算CLLC电路中的变压器原副边匝比n，公式如下：
。
由于在实际应用时变换器是可能处于输入电压范围可变的应用场景中的，假设输入电压的可变范围为V inmin ~V inmax ，需要根据以下公式计算输入电压额定值V in ：
步骤4：计算目标应用场景所需的CLLC最大增益M max ，公式如下：
；
同理，对于实际应用在输入电压的可变范围为V inmin ~V inmax 的应用场景中的CLLC电路而言，需要将最大增益M max 的计算公式修正为：
。
步骤5：根据变换器所采用的开关器件确定谐振频率f r 、开关频率变化范围f min ~f max ；
步骤6：根据优化后的CLLC电路增益公式确定额定电压下满载状态对应的品质因数Q 0和励磁电感与原边谐振电感的比值k，增益公式如下：
，
其中，f n 是归一化后的开关频率，取值范围为f min / f r ~f max / f r 。
对于一组待验证的参数Q 0和k，归一化的开关频率f n 需要满足以下条件：
。
具体地，可以采用绘图的方式判断Q 0和k参数是否有效：
在纵坐标为M、横坐标为f n 的坐标系中，绘制不同Q 0和k对应的增益曲线；如果在开关频率变化范围f min ~f max 中，增益曲线连续且单调递减，并且增益曲线的最大值M top 大于需求的最大增益M max ，则视为参数Q 0和k有效。
作为示例，图3中展示了不同情况下的绘图结果。图3中的（a）展示的是不满足增益曲线连续且单调递减条件的失效情况一，图3中的（b）展示的是不满足最大增益需求的失效情况二，图3中的（c）展示的是有效参数所对应的情况。
通过该方法获得多种有效的Q 0和k参数组合之后，再通过多次迭代计算，选择其中k最大的参数组合为最优解。
步骤7：根据Q 0和f r 的定义计算原边谐振电感L rp 和原边谐振电容C rp ，Q 0和f r 的定义如下：
，
其中，R eq0是额定电压下满载状态对应的交流负载阻抗，表达式如下：
，
其中，P 0是额定功率；
步骤8：根据变压器原副边匝比n和变压器励磁电感与原边谐振电感的比值k，计算变压器励磁电感L m 、副边谐振电感L rs 和副边谐振电容C rs 的值，公式如下：
；
基于以上8个步骤的计算或确认步骤，可以得到影响CLLC电路增益的元器件参数L rp 、C rp 、L rs 、C rs 、L m 和n 。
图5展示了在相同功率和输入输出电压条件下，不同设计方法所得参数对应的工作波形。通过对比开关管驱动信号关断时刻的原边谐振电流大小，可以看出采用本发明的设计方法相对于传统方法（基波分析法），大幅降低了关断电流值，进而减小了开关管的开关损耗，提升了效率。
本申请通过以上步骤1-8的内容，介绍了本发明所述CLLC电路的完整设计流程。需指出的是，同样基于上述设计流程，本发明也可以在传统基波分析法设计的CLLC电路基础上直接进行优化。即，在步骤6的“多种有效的Q 0和k参数组合”中，也可以直接采用传统基波分析法设计的结果；将其品质因数Q pri ，以及原边励磁电感L m 与原边谐振电感L rp 的比值k pri 作为是本发明中CLLC电路的有效Q 0和k参数组合可选项之一（但不是最优解）。然后，针对该参数组合Q pri 和k pri 进行迭代寻优：保持参数Q 0为Q pri ，在参数k pri 的基础上不断增加k的数值，并不断绘制增益曲线直至失效；在曲线失效前的k值，即为最优的参数值。
本发明优势的核心在于提高了增益利用率。对于传统设计方法，虽然设计参数满足最大增益的需求，但由于未考虑电压变化对电路品质因数的动态影响，导致实际电路能达到的电压增益大于最大增益的设计需求。对于CLLC电路而言，最大增益和关断时刻谐振电流大小均与参数k相关；参数设计时为了满足最大增益需求，需要减小k的值，进而导致关断时刻谐振电流增大，增大了开关管关断损耗，降低了传输效率。因此，传统方法的低增益利用率导致了低传输效率。在本发明方法中，构建了更准确的电压增益计算模型，因此能够提高增益利用率、提升效率。
下面提供一个具体的应用示例。
拟针对600V输入，214V~420V可调范围输出的应用场景设计一台额定传输功率P 0=3000W的通过调整参数设计实现高增益利用率的双向谐振式CLLC变换器。以下是调整后的参数设计具体步骤：
（1）根据变换器的目标应用场景，确定额定输入电压V in =600V，输出电压范围为V omin ~V omax （214V~420V）；
（2）计算额定输出电压V o ，
；
（3）计算CLLC电路中的变压器原副边匝比n，
；
（4）计算目标应用场景所需的CLLC最大增益M max ，
；
（5）变换器采用SiC MOSFET作为开关器件，谐振频率f r 设定为典型值150kHz、开关频率变化范围f min ~f max 设定为典型值75kHz~300kHz；
（6）确定归一化后的开关频率f n 的取值范围：f min / f r ~f max / f r =0.5~2，根据优化后的CLLC电路增益公式，针对不同的额定电压下满载状态对应的品质因数Q 0和励磁电感与原边谐振电感的比值k两个参数进行多次迭代绘图并进行有效性判断，增益公式如下：
。
此处采用最为通用的迭代方案，根据参数k和Q 0的定义，k的典型取值范围为2~8，Q 0的典型取值范围为0.3~0.5，以0.1为变化量分别改变k和Q 0的值进行迭代绘图，绘图结果有以下三类情况：
（6-1）选取k=5.8，Q 0=0.4时，增益曲线不连续，无法通过改变频率实现对电路的稳定控制，属于失效参数情况一，绘制的增益曲线图如图3中的（a）所示；
（6-2）选取k=5.2，Q 0=0.5时，增益曲线最大值未达到增益上限，电路无法满足目标应用场景的需求，属于失效参数情况二，绘制的增益曲线图如图3中的（b）所示；
（6-3）选取k=4，Q 0=0.4时，增益曲线连续且最大值达到增益上限，属于有效参数情况，绘制的增益曲线图如图3中的（c）所示；
以上介绍了三组参数的有效性判断情况，其他参数组合的绘图结果与此三种情况类似，在此不再赘述。其中与（6-3）类似的增益曲线均为有效参数情况，其中k最大的参数组合为最优解，该应用示例中为：k=5.7，Q 0=0.4；
（7）计算额定电压下满载状态对应的交流负载阻抗R eq0，
；
根据Q 0和f r 的定义：
；
通过解二元一次方程组，计算原边谐振电感L rp =56.19uH和原边谐振电容C rp =20.04nF；
（8）根据变压器原副边匝比n，以及变压器励磁电感与原边谐振电感的比值k，计算变压器励磁电感L m 、副边谐振电感L rs 和副边谐振电容C rs 的值，
；
基于上述步骤的操作，完成了对参数L rp 、C rp 、L rs 、C rs 、L m 和n值的优化。经实际验证，满足以上参数限定条件的CLLC电路与传统CLLC电路相比具有更高的增益利用率，更低的开关器件关断损耗，更高的传输效率。
最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种通过调整参数设计实现高增益利用率的CLLC电路，其特征在于，该CLLC电路是由输入端、原边开关桥、谐振腔、副边开关桥和输出端依次级联组成；其中，输入母线电压V in 和电容C in 组成输入端，多个开关管组成原边开关桥，原边谐振电感L rp 、原边谐振电容C rp 、励磁电感为L m 和匝比为n的高频变压器T、副边谐振电感L rs 和副边谐振电容C rs 组成谐振腔、多个开关管组成副边开关桥，输出母线电压V o 和电容C o 组成输出端；
该CLLC电路用于正反向对称的双向DC/DC变换器功率传输场景，以从输入端至输出端为正功率传输方向，额定传输功率为P 0；CLLC电路的电压增益由参数L rp 、C rp 、L rs 、C rs 、L m 和n决定，在考虑增益变化对品质因数Q影响的条件下，根据以下方法来确定电路中与增益相关的各元器件参数，具体步骤包括：
（1）根据变换器的目标应用场景，确定额定输入电压V in ，其输出电压范围为V omin ~V omax ；
（2）计算额定输出电压V o ，公式如下：
，
（3）计算CLLC电路中的变压器原副边匝比n，公式如下：
，
（4）计算目标应用场景所需的CLLC最大增益M max ，公式如下：
，
（5）根据变换器所采用的开关器件确定谐振频率f r 、开关频率变化范围f min ~f max ；
（6）根据优化后的CLLC电路增益公式，确定额定电压下满载状态对应的品质因数Q 0和励磁电感与原边谐振电感的比值k，增益公式如下：
，
其中，f n 是归一化后的开关频率，取值范围为f min / f r ~f max / f r ；
（7）根据Q 0和f r 的定义，计算原边谐振电感L rp 和原边谐振电容C rp ，Q 0和f r 的定义如下：
，
其中，R eq0是额定电压下满载状态对应的交流负载阻抗，表达式如下：
，
其中，P 0是额定功率；
（8）根据变压器原副边匝比n，以及变压器励磁电感与原边谐振电感的比值k，计算变压器励磁电感L m 、副边谐振电感L rs 和副边谐振电容C rs 的值，公式如下：
。
2.根据权利要求1所述的CLLC电路，其特征在于，当变换器处于输入电压范围可变的应用场景中时：假设输入电压的范围为V inmin ~V inmax ，根据以下公式计算输入电压额定值V in ：
，
同时，将CLLC最大增益M max 的计算公式修正为：
。
3.根据权利要求1所述的CLLC电路，其特征在于，所述步骤（6）中，对于一组待验证的参数Q 0和k，归一化的开关频率f n 需要满足以下条件：
。
4.根据权利要求1所述的CLLC电路，其特征在于，所述步骤（6）中，采用绘图的方式判断参数Q 0和k是否有效：
在纵坐标为M、横坐标为f n 的坐标系中，绘制不同Q 0和k对应的增益曲线；如果在开关频率变化范围f min ~f max 中，增益曲线连续且单调递减，并且增益曲线的最大值M top 大于需求的最大增益M max ，则视为参数Q 0和k有效。
5.根据权利要求4所述的CLLC电路，其特征在于，所述步骤（6）中，将多种有效的Q 0和k参数组合进行多次迭代计算，选取其中k最大的参数组合为最优解。
6.根据权利要求1所述的CLLC电路，其特征在于，在确定电路中与增益相关的各元器件参数时，改为以传统基波分析法获得品质因数Q pri ，以及原边励磁电感L m 与原边谐振电感L rp 的比值k pri ；在所述步骤（6）中，基于参数组合Q pri 和k pri 进行迭代寻优以减少迭代次数，具体迭代方法为：保持参数Q 0为Q pri ，在参数k pri 的基础上不断增加k的数值，并不断绘制增益曲线直至失效；在曲线失效前的k值，即为最优的参数值。
CN202410073052.5A 2024-01-18 2024-01-18 一种通过调整参数设计实现高增益利用率的cllc电路 Active CN117614287B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202410073052.5A CN117614287B (zh) 2024-01-18 2024-01-18 一种通过调整参数设计实现高增益利用率的cllc电路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202410073052.5A CN117614287B (zh) 2024-01-18 2024-01-18 一种通过调整参数设计实现高增益利用率的cllc电路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN117614287A CN117614287A (zh) 2024-02-27
CN117614287B true CN117614287B (zh) 2024-04-12

Family

ID=89958198

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202410073052.5A Active CN117614287B (zh) 2024-01-18 2024-01-18 一种通过调整参数设计实现高增益利用率的cllc电路

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN117614287B (zh)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112737342A (zh) * 2020-12-28 2021-04-30 浙江大学 一种双向谐振式cllc变换器参数优化设计方法
WO2021237503A1 (zh) * 2020-05-26 2021-12-02 中国科学院电工研究所 三相cllc双向直流变换器及其控制方法
CN114499206A (zh) * 2022-01-13 2022-05-13 中国矿业大学 一种cllc谐振变换器双向非对称运行参数设计方法
CN114531039A (zh) * 2022-02-24 2022-05-24 全球能源互联网研究院有限公司 一种应用于cllc直流变压器参数设计方法及系统
WO2022165815A1 (zh) * 2021-02-07 2022-08-11 深圳欣锐科技股份有限公司 一种纹波电流控制方法、系统及设备

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021237503A1 (zh) * 2020-05-26 2021-12-02 中国科学院电工研究所 三相cllc双向直流变换器及其控制方法
CN112737342A (zh) * 2020-12-28 2021-04-30 浙江大学 一种双向谐振式cllc变换器参数优化设计方法
WO2022165815A1 (zh) * 2021-02-07 2022-08-11 深圳欣锐科技股份有限公司 一种纹波电流控制方法、系统及设备
CN114499206A (zh) * 2022-01-13 2022-05-13 中国矿业大学 一种cllc谐振变换器双向非对称运行参数设计方法
CN114531039A (zh) * 2022-02-24 2022-05-24 全球能源互联网研究院有限公司 一种应用于cllc直流变压器参数设计方法及系统

Also Published As

Publication number Publication date
CN117614287A (zh) 2024-02-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111490683B (zh) 双变压器串联谐振双有源桥dc-dc变换器拓扑的轨迹控制方法
CN117691887B (zh) 一种超级电容储能型高过载单相逆变器电路及其控制方法
CN111490695B (zh) 单级式低电压应力开关电容式多电平逆变器拓扑结构及电平调制方法
CN116470774A (zh) 一种t型lcl谐振变换器及其全范围软开关调制方法
CN111628556B (zh) 提高基于能量路由器的充电站dcdc效率的控制策略
WO2024060728A1 (zh) 双向功率变换装置及其控制方法、计算机设备及计算机可读存储介质
CN111064371A (zh) 混合五电平双向dc/dc变流器及其电压匹配调制方法
CN111509982A (zh) 三相双有源桥变换器双向功率无缝传输控制方法
CN114499206A (zh) 一种cllc谐振变换器双向非对称运行参数设计方法
CN115955122B (zh) 一种双桥串联谐振变换器的无回流调制方法及系统
CN117614287B (zh) 一种通过调整参数设计实现高增益利用率的cllc电路
CN112054685A (zh) 一种电能路由器及其控制方法
CN116155111A (zh) 具有部分功率调压功能的升压直流变换系统
Liu et al. Asymmetric modulation of bridgeless single‐stage full‐bridge AC–DC converter for active power factor correction and zero voltage switching
CN115864855A (zh) 用于储能系统的宽电压范围clllc谐振变换器的控制方法
CN111525812B (zh) 能源路由器直流电压转换电路的设计方法
CN113676047A (zh) 一种可拓展开关电容双向dc-dc变换器及控制方法
Zhou et al. An improved bidirectional variable structure llc resonant converter
CN117578885B (zh) 一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法及系统
CN111600487A (zh) 一种提高充电站能量路由器系统dcdc效率的控制策略
Li et al. A WPT System with Wide-Range Voltage Gains and Soft Switching via Primary-Side Hybrid Modulation
CN117118227B (zh) 一种基于梯形波的三电平dcdc变换器软开关控制方法
CN113708636B (zh) 一种宽电压增益电池储能型双向直流变换电路及方法
Lin et al. Wide‐Range Mode Variable Strategy Design and Switching Process Optimization for LLC Resonant Converter
Zhou et al. A Parameter Design Method for L-LLC Resonant Converter

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant