CN1175583C - 减小信号偏移电压的方法和电路配置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及减小信号偏移电压的方法和电路配置。本发明可更好地适用于例如在数字时分蜂窝系统中所用的移动站中被使用的直接变频接收机中。按照本发明，信号的直流电压分量用电容(C1)隔开，偏移电压通过将第二个信号(S2)连接到电容的输出端(P2)来减小，第二个信号的幅度根据在电容(C1)之前的第一个信号(S1)来确定。第二个信号(S2)最好通过高通滤波所说的第一个信号(S1)并通过将一参考电压(Vref)加到经高通滤波的信号(S3)上来产生。通过使用按照本发明的解决办法，当在所接收的基带信号中没有中断时也能减小偏移电压。

Description

减小信号偏移电压的方法和电路配置
本发明涉及减小信号偏移电压的方法和电路配置。本发明可更好地适用于诸如移动站中数据传送用的数字时分系统的接收机中。偏移电压系指已加至一个信号中的电压，特别是在已接收的有用信号中没有包括的直流电压。
一个普遍问题是偏移电压成为被加至基带信号。例如，在移动通信中使用的I/Q接收机，即产生基带同相信号和正交信号的接收机内会发生这个问题。该问题在所谓直接变频接收机中是一个特殊的问题，在该接收机中，所接收的信号被直接变换为基带，该基带延伸到接近于零频率。因此，偏移电压可能大大高于前级噪声，而在这样的情况下信号噪声比由于偏移电压的影响大大降低。
偏移电压的产生可以由于许多不同因素所致：
接收机的本振可能本身成为与接收机的前端，即与高频部分连结，在这样的情况下本振信号获得至射频门，即至I/Q调制器的RF门的通路，并与正在输入本振门，即实际混频器上的LO门的实际本振信号混合，在该混频器的输出端上产生一个偏移电压。这个信号的强度将取决于本振信号的相位和电平。这个现象已在例如专利说明书[1]US 5 212 826中较详尽地描述过。
其次，影响信道频率的时钟振荡器的谐波频率可以与本振信号混合，并在I/Q解调器中混频器的输出端上产生直流电压。
在使用中频的接收机中，第二本振信号可以本身与第一本振信号连结，在这样的情况下该信号在第一混频器中互相混合，因此它们产生一个影响中频的混频产物，并在I/Q解调器的输出端上产生偏移电压。
此外，由于接通接收机的电源电压可以产生进入基带信号的偏移电压。
上面提到的导致产生偏移电压的现象在这里不予更详细的描述，因为这些现象是本专业人士早已熟知的。消除偏移电压的几种方法也是早已知道的：
如果在整个接收期间偏移电压保持恒定，则有可能用数字计算的方法消除偏移电压。然而，在那种情况下，模/数变换器即A/D变换器的动态特性被最高可能的偏移电压所扩展，这大大提高了A/D变换器的价格。另外，附加的数字信号处理要求更高的时钟频率，这又导致该器件电流消耗的增加。
电信号的泄漏和有害连接造成的问题可以通过增加RF屏蔽减小，但这将导致器件的尺寸和重量的增加，特别对于直接变频接收机来说，用这个方法不可能充分解决该问题。
通过采用两个中频，该问题可以几乎完全克服，但由于需要大量的元件和中频滤波器，接收机将是昂贵的和尺寸较大。
图1示出一个移动站的发射机-接收机的早先熟悉的方块图，在该方块图中接收机是所谓直接变频接收机。天线138接收的RF信号经由双工滤波器102传送到前放104。双工滤波器的用途是允许不论在发射还是在接收时使用同一天线。在时分系统中也可使用同步天线转换开关代替双工滤波器。从放大器104所接收的RF信号被低通滤波106并在I/Q解调器108中被解调为一个同相信号108a和一个正交信号108b。在解调时所需的本振信号114b从合成器114得到。在方块110中，实现消除直流电压和自动增益控制(GAC)。方块110受处理方块116控制，处理方块116可能例如包含一个微处理器。自动增益控制由信号110a调节，偏移电压的消除由信号110b调节。来自方块110接收的信号在方块112中被变换为数字信号，然后该信号由方块112被进一步传送到处理方块116中的数字信号处理电路。
发射机单元包括一个I/Q调制器128，它由同相信号128a和正交信号128b构成，载频信号被滤波器130低通滤波和(或)高通滤波。载频信号被RF放大器132放大，被放大的信号经由双工滤波器102传送到天线138。发射机的功率控制单元134根据被测输出功率136和从处理器所接收的控制134a控制RF放大器132的放大量。
对附加的处理单元而言图1还示出存储单元126和用户接口装置。用户接口装置包括显示器118、键盘120、麦克风122和耳机124。
下面用图2来较详细地说明减小偏移电压的早先已知的电路配置，这与图1所示接收机的方块110是有联系的。在时分多通路(TDMA)中诸如这样的一个解决办法的应用已在如文献[1]中描述过。
在按照图2的电路中，基带信号Vin被传送到放大器1，其输出P1经由电容C1被传送到放大器2的输入端P2。也可能有一个模/数变换器来代替放大器2。一个参考电压经由电阻R1被传送到放大器2的输入端。在开始接收之前，一短控制脉冲DCN将开关3转换为接通状态，在这样的情况下电容C1的输出端被置于参考电压Vref，如果在点P2上存在任何偏移电压，则它被消除。
图3示出在点P1上出现的基带信号，在这样的信号中，在时间点0.5ms上产生一偏移电压。在这个图中，象在所有示出信号的其它附图中一样，垂直轴表示信号的幅度，水平轴表示时间。如果不使用DCN脉冲，则在点P2上和在输出信号Vout上，除了基带信号外，还出现一个缓慢下降的偏移电压，即缓慢地接近于值Vref的直流电压分量。点P2上出现的信号已被示于图4中。应当指出，偏移电压可以通过仅使用电容C1来单独地被减小。然而，电容C1必须根据基带信号的下限频率来选定，这就是为何减小偏移电压的时间常数实际上如此大的原因。
图5示出在信号通路中没有基带信号Vin但在点P2上仅出现产生的偏移电压的情况，该偏移电压通过采用也在图5中示出的DCN控制脉冲被消除。从图5不难看出，在DCN控制脉冲上升之后，在点P2上出现的偏移电压被消除。
图6示出在信号通路中除偏移电压外存在一个基带有用信号的情况。DCN控制脉冲以与在图5中所示的情况中相同的方式消除在点P2上出现的偏移电压，但当DCN控制脉冲终了时，在点P2上产生一个负偏移电压。在这个情况中，偏移电压没有被消除，但移电压的消除电路的工作导致一个新的偏移电压，它缓慢地降下趋于参考电压Vref。这个由偏移电压的消除电路引起的新偏移电压取决于在DCN控制脉冲终了的瞬间在电容C1中出现的基带信号的瞬时值有多大。
为了防止由偏移电压的消除电路引起的新偏移电压的发生，在上述解决办法中，当接收的信号基本上是噪声时这样一个时刻，也就是说实际上在信号接收刚开始之前，应进行偏移电压的调零。在移动通信的许多时分系统中，例如GSM(全球移动通信系统-Global Systemfor Mobile Communications)和PCN(个人通信网络——PersonalCommunications Network)系统，在一个新的时间间隔开始之前，由基站发射的功率不被切断。因此，在实际接收瞬间开始之前，即在当偏移电压应被消除的时间内，在接收机中也有基带信号存在。这是上面提到的减小偏移电压的解决办法不适合于上述系统的原因。
本发明的目的是提出一种减小信号的偏移电压并且避免与按照已有技术的上述方法有关的缺点之解决办法。
本发明的一个思想是，在直流电压的隔离装置如一个电容器的输出端上连接一个第二个信号，它最好由高通滤波器根据在隔离装置前面的第一个信号来产生。用这种方法，有用信号的值可以在连接第二个信号期间被考虑，由连接第二个信号引起的一个新的偏移电压的产生可以被避免。隔离装置的“输入端”和“输出端”已在这里根据有用信号的运动方向规定。
按照本发明的方法，其特征是连接到直流电压的隔离装置之输出端的第二个信号，根据在上面提到的隔离装置之前的第一个信号来产生。按照本发明的电路配置，其特征为它包括用于根据在隔离装置之前的第一个信号产生所说的第二个信号的装置。本发明的优选实施例已在相关的权利要求中给出。
下面通过采用下列附图更详细地说明本发明，其中
图1示出一个早先已知的使用直接变频接收机的移动站方块图，
图2示出一个现有技术的用于消除偏移电压的电路配置，
图3示出在按照图2的电路配置中出现的一个输入信号，
图4示出在按照图2的电路配置中出现的一个输出信号，
图5示出在按照图2的电路配置中出现的一个偏移电压和一个控制脉冲，
图6示出在按照图2的电路配置中出现的一个基带信号、一个偏移电压和一个控制脉冲，
图7示出按照本发明的方法的一个流程图，
图8示出按照本发明的一个电路配置，
图9示出在按照图8的电路配置中出现的信号，
图10示出一个电路图，介绍按照本发明用于减小一个信号的偏移电压的电路配置的原理，在这个电路配置中已使用了可控开关，
图11示出一个电路图，介绍按照本发明用于减小一个信号的偏移电压的电路配置的原理，在这个电路配置中，已使用运算放大器作为开关装置，它们的输出可被控制为高阻状态，以及
图12示出按照本发明的解决办法作为一个电路图的实际装置。
图1-6在上面描述已有技术的部分已解释过。下面通过使用图7简述按照本发明的方法，通过使用图8和9说明按照本发明的电路配置及其工作。其后，通过利用图10-12说明本发明的一些实施例。
图7示出按照本发明为减小一个信号的偏移电压的方法700的一个流程图。在这个方法中，信号的一个直流电压分量用一个如电容C1的隔离装置隔开，方块701。同时，在隔离装置之前的第一个信号S1被高通滤波702，在方块703中经高通滤波的信号S3被加到参考电压Vref以产生一个第二个信号S2。最后，所产生的第二个信号S2在一预定时间被连接到隔离装置C1的输出端P2。因为实质上相同的基带信号然后产生进入隔离装置两个端子的输入，所以当第二个信号S2的连接从隔离装置的输出端被断开时，基带信号在隔离装置的输出端上不产生任何大的新的偏移电压。
图8示出描述按照本发明的一个电路配置原理的图。电路配置可适用于例如图1所示的移动站发射机-接收机单元的方块110。在图8所示的配置中，基带信号Vin被传送到放大器1的输入端，在放大器1输出端P1上出现的第一个信号S1已被传送至两个分支：经由电容C1至放大器2和经由高通滤波器4至加法器5。通过使用加法器，经高通滤波的信号S3被加至参考电压Vref。求和的结果，即第二个信号S2被加至开关3，开关3被一短的控制脉冲DCN控制为一接通状态。在电容C1的端子上，在整个DCN控制脉冲期间，实质上具有相同的基带信号，因此在电容上很难存在由基带信号引起的任何充电。这样一来，当DCN控制脉冲终了且开关3被断开时，在输出端产生不大的偏移电压。
在按照本发明的解决办法中，通过信号线路的基带信号在DCN控制脉冲期间不被断开，但在电容的输出端上在DCN控制脉期间出现一个经高通滤波的基带信号。高通滤波器4的下限频率最好高于信号线路的下限频率。然后在第二个信号中出现的偏移电压被迅速衰减，并且通过把第二个信号连接到隔离装置的输出端，其中出现的偏移电压也能被迅速减小。然而，高通滤波器的下限频率越高，除了在DCN控制脉冲期间之外，对实际信号线路的频带的影响越小。
图9示出图6所示解决办法的工作的模拟结果。在其中，如在图5所示情况中的类似基带信号和偏移电压被馈到电路中。在图7中可以看出，在DCN控制脉冲一开始时，偏移电压以类似于图5所示情况的方式被清除，但在DCN控制脉冲终了时，在输出信号的直流电压部分不产生变化，因此偏移电压基本上被消除。
图10示出描述按照本发明的一个电路配置原理的图。在其中，I和Q信号从I/Q解调器10获得，经由低通滤波器11和12传送至有自动增益控制(AGC)的放大器13和14。I信号和Q信号其后都被分成两路，第一路经由隔直流电容C1和C2传送至A/D变换器方块19的输入端Vi和Vq。第二路经由电容C3和C4与电阻R3和R4构成的高能滤波器传送至有源开关部件，其由运算放大器17和18及开关15和16组成。开关部件受从数字部分接收到的一控制脉冲DCN控制。电阻R3和R4已被连接至参考电压Vref，在这样的情况下，所说的参考电压被加至经高通滤波的信号。当开关15和16被控制为接通状态时，第二个信号变成被连接至隔直电容C1和C2的输出端。它们是参考电压Vref与经高通滤波的I和Q信号的和信号。
图11示出一个解决办法，除了在图11所示的解决办法中运算放大器17a和18a用作有源开关部件且它们的输出可以被控制为一高阻状态外，其它方面以与图10类似的方式工作。然后，运算放大器17a和18a受一控制信号DCN以这样的方式的控制，以使当运算放大器的输出是有源状态时，它们的输出在除了DCN控制脉冲期间之外的任何其它时间上为高阻状态。
图12示出一个实际装置的电路图，其中使用一个运算放大器17a，其输出可以被控制为一高阻状态。在该装置中，隔直流电容C1的值使用100nF，RC高通滤波器由10nF电容C3和10kΩ电阻R3构成。参考电压经由电阻R3也被连接至运算放大器17a的输入端，在那里经高通滤波的信号Vin和参考电压Vref被相加。此外，R3用作运算放大器的偏置电阻。参考电压Vref经由一10kΩ电阻R1被连接至输出信号Vout，电阻R1最好与电阻R3相等。因为在该例子所示的电路中采用一单向供电电压+Vcc，所以参考电压的值可以是例如供电电压值的一半。当采用双向供电电压时，Vref也可以是一零电位。
通过使用本发明，有可能实现一直接变频接收机，其可以用于移动站的建造中。在移动站中，直接变频接收机方案导致成本大大下降，固为只需要点频合成器，不需要中频部分或中频滤波器。装置的RF屏蔽要求也降低，一个双工滤波器不需要了。因此有可能以低成本建造一个尺寸小重量轻的移动站。此外，移动站的电流消耗可以被降低。
通过使用按照本发明的减小偏移电压的解决办法，与按照已有技术的方法相比可以获得许多优点：
-不需要修正偏移电压的数字信号处理，
-因为偏移电压可以从模拟信号中可靠地被减小，因此不需要因为偏移电压而增大模/数变换器的动态范围，
-减小偏移电压的工作不会引起在信号线路中基带信号的甚至瞬间中断，
-按照本发明的解决办法可通过少量元件来实现，因而其要求小的空间和低的附加制作成本，
-在电路解决办法中所需的元件可以很容易地被集成到A/D变换器的接线上，
-按照本发明的解决办法仅增加少量的接收机电流消耗，
-通过使用这个解决办法，可以消除由时钟信号和其它影响所接收信道频率的一稳定频率的干扰信号产生的问题，这减轻对装置的保护的要求，以及
-该解决办法易于添加到按照已有技术的接收机例如移动站中。
按照本发明的解决办法最适用于数字时分移动通信系统如GSM和PCN系统的接收机中，但本发明也可适用于模拟系统例如如果所接收的模拟信号被变换为数字形式供信号处理的接收机中。
按照本发明的解决办法的一些实施例已在上面给出。当然，按照本发明的原理可以在权利要求的范围框架内被修改，例如通过修改实施细节和使用范围。应当指出，所给出的电路连接和元件值仅作为例子被说明，它们可以根据众所周知的设计原理予以修改。

Claims (16)

1.一种减小具有直流电压分量的第一信号的偏移电压的方法，包括：
从第一信号中分离出直流电压分量而产生没有直流电压分量的第二信号；
高通滤波所说第一信号而产生第三信号；
将一个参考电压和所说第三信号相加而产生第四信号；和
在一预定时间将所说第二信号和所说第四信号结合起来。
2.按照权利要求1的方法，其特征在于，所说的高通滤波中，采用比在信号线路中要高的一个下限频率。
3.按照权利要求1或2的方法，其特征在于，所说第二信号(S2)以如此方式产生，以致于一恒定电压(Vref)被加至所说的经高通滤波的信号(S3)上。
4.按照权利要求1或2的方法，其特征在于，所说第二信号(S2)在一预定时间被连接到一隔离装置的输出端(P2)。
5.一种减小第一信号的偏移电压的电路配置，包括：
隔离装置，具有接收第一信号的输入端和提供第二信号的输出端，该隔离装置用于分离出信号中的直流电压分量；
含有高通滤波器的装置，用于高通滤波所说第一信号而产生第三信号；
加法装置，用于将所说第三信号与一个参考电压相加而产生第四信号；
连接装置，用于在一预定时间将所说第四信号连接到所说隔离装置的输出端上。
6.按照权利要求5的电路配置，其特征在于，所说高通滤波器(4)的下限频率高于由所说隔离装置(C1)与一信号线路的阻抗一起构成的信号线路的下限频率。
7.按照的权利要求5或6的电路配置，其特征在于，用于产生第二信号(S2)的装置包括一个加法器(5)，用于把参考电压(Vref)加到从所说第一信号(S1)导出的信号(S3)上。
8.按照权利要求5或6的电路配置，其特征在于，用于连接第二信号(S2)的装置(3)包括一个运算放大器(17，18)和一个已被连接到其输出端的可控半导体开关(15，16)。
9.按照权利要求5或6的电路配置，其特征在于，用于连接第二信号(S2)的装置(3)包括一个运算放大器(17a，18a)，其输出可控制为一高阻状态。
10.按照权利要求5或6的电路配置，其特征在于，它包括用于产生一控制脉冲(DCN)并将它馈至用于连接第二信号(S2)的装置(3)的装置，所述用于连接第二信号(S2)的装置(3)将第二信号(S2)在一预定时间连接至隔离装置的输出端(P2)。
11.按照权利要求5或6的电路配置，其特征在于，该电路配置是一直接变频接收机的一部分。
12.按照权利要求5或6的电路配置，其特征在于，该电路配置是一移动站接收机的一部分。
13.按照权利要求5或6的电路配置，其特征在于，该电路配置是一数字时分移动通信系统的一部分。
14.按照上面权利要求1-4中任一个的方法，用于一直接变频接收机中以减小基带信号的偏移电压。
15.按照上面权利要求1-4中任一个的方法，用于一移动站的接收机中。
16.按照上面权利要求1-4中任一个的方法，用于一数字时分移动通信系统中。
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Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2366460A (en) * 2000-08-24 2002-03-06 Nokia Mobile Phones Ltd DC compensation for a direct conversion radio receiver
GB2371931B (en) * 2001-02-06 2004-10-20 Nokia Mobile Phones Ltd Processing received signals
DE10131676A1 (de) * 2001-06-29 2003-01-16 Infineon Technologies Ag Empfängeranordnung mit Wechselstrom-Kopplung
KR100403814B1 (ko) * 2001-08-13 2003-10-30 삼성전자주식회사 멀티칩 모듈을 이용하여 디.씨 옵셋을 감소시킨 다이렉트컨버젼 수신기
US6784751B2 (en) 2001-09-18 2004-08-31 Nokia Corporation Method and apparatus providing resampling function in a modulus prescaler of a frequency source
EP1306978B1 (fr) * 2001-10-26 2005-05-25 STMicroelectronics N.V. Récepteur à conversion directe pour un système de communication utilisant une modulation à enveloppe non constante
GB0130849D0 (en) * 2001-12-22 2002-02-06 Weatherford Lamb Bore liner
JP3805258B2 (ja) 2002-01-29 2006-08-02 松下電器産業株式会社 ダイレクトコンバージョン受信機
US6759881B2 (en) * 2002-03-22 2004-07-06 Rambus Inc. System with phase jumping locked loop circuit
US6952123B2 (en) * 2002-03-22 2005-10-04 Rambus Inc. System with dual rail regulated locked loop
US7139542B2 (en) * 2003-03-03 2006-11-21 Nokia Corporation Method and apparatus for compensating DC level in an adaptive radio receiver
GB2402008B (en) * 2003-04-30 2006-09-06 Synad Technologies Ltd Method and apparatus for DC offset control
DE102004009038B4 (de) * 2004-02-23 2005-12-29 Zentrum Mikroelektronik Dresden Ag Verfahren und Anordnung zur Reduktion eines dynamischen Offsets bei der Verarbeitung unsymmetrischer Signalfolgen
EP1724937A1 (en) * 2004-03-08 2006-11-22 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Receiving circuit, and receiving apparatus and transmitting/receiving apparatus using the receiving circuit
US8036622B2 (en) * 2005-09-28 2011-10-11 Qualcomm, Incorporated DC offset cancellation circuit for a receiver
GB0803710D0 (en) * 2008-02-28 2008-04-09 Nokia Corp DC compensation
CN105893992A (zh) * 2016-05-31 2016-08-24 京东方科技集团股份有限公司 指纹识别结构和方法、显示装置
CN111970585B (zh) * 2020-07-08 2022-07-15 武汉光迅科技股份有限公司 一种信号解调方法、装置、计算机存储介质及设备

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4514685A (en) * 1981-07-27 1985-04-30 Electric Power Research Institute, Inc. Integrating circuit for use with Hall effect sensors having offset compensation means
GB2175473A (en) * 1985-05-17 1986-11-26 Philips Electronic Associated D.c. block capacitor circuit
JPS62180603A (ja) * 1986-02-03 1987-08-07 Nec Corp Ｓｃｆ用オフセツト補償回路
US4829594A (en) * 1986-09-23 1989-05-09 Motorola, Inc. Adaptive correction of DC error transients
GB2210744B (en) * 1987-10-05 1992-01-29 Marconi Instruments Ltd Offset voltage nulling circuit
US5212826A (en) * 1990-12-20 1993-05-18 Motorola, Inc. Apparatus and method of dc offset correction for a receiver
US5289059A (en) * 1992-06-05 1994-02-22 Nokia Mobile Phones, Ltd. Switched capacitor decimator
DE69228816T2 (de) * 1992-10-28 1999-08-19 Cit Alcatel Offsetgleichspannungskorrektur für Direktmisch-TDMA-Empfänger
US5748681A (en) * 1995-10-27 1998-05-05 Lucent Technologies Inc Offset correction for a homodyne radio
DE19628257C1 (de) * 1996-07-12 1997-12-11 Siemens Ag Schaltungsanordnung zur Offset-Kompensation

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