CN117458888A - 一种双有源桥扩展移相模式下的优化控制方法 - Google Patents

一种双有源桥扩展移相模式下的优化控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双有源桥扩展移相模式下的优化控制方法，通过滞环控制选择和切换工作模式，然后根据模式A和模式B下的最优回流功率分别对应的移相角计算公式计算出模式A和模式B下的最优回流功率分别对应的移相角，再根据模式A和模式B下的最优回流功率分别对应的移相角通过脉冲驱动发生器生成开关管的PWM脉冲波，可以防止双有源桥直流变换器由于传输功率标幺值和的值在临界切换点处上下波动而导致工作模式在模式A和模式B的频繁切换，避免因频繁切换工作模式而导致开关管的频繁开通和关断，从而优化开关管的开通和关断过程，减小开关损耗。

Description

一种双有源桥扩展移相模式下的优化控制方法
技术领域
本发明属于直流-直流变换器领域，具体涉及一种双有源桥扩展移相模式下的优化控制方法，适用于在双有源桥直流变换器工作在工作模式临界切换点时，优化开关管的开通和关断过程。
背景技术
双有源桥直流变换器以双向传输能力、灵活控制能力、宽软开关范围被认为是未来智能能源系统的核心功率转换单元，广泛应用于电力电子变压器、电动汽车、储能系统等领域。
双有源桥直流变换器在功率传输阶段，电感电流与原边全桥的输出电压存在极性相反的阶段，这段时间内能量会回流到原边侧，称为回流功率，在传输功率一定时，回流功率的存在会导致电流应力和环流损耗增大。因此，需要优化双有源桥直流变换器的回流功率，一般采用KKT法优化回流功率，得到扩展移相调制方式下不同工作模式的最优移相角组合，但是，当工作在工作模式临界切换点处，会导致开关管频繁的开通和关断，增大了开关损耗。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术存在的上述问题，提供一种双有源桥扩展移相模式下的优化控制方法。
本发明的上述目的通过以下技术手段来实现：
一种双有源桥扩展移相模式下的优化控制方法，包括以下步骤：
步骤1、采样双有源桥直流变换器的输入电压U i 、输出电压U o 、以及输出电流i o ，设定期望输出电压U oref 并计算出期望输出电流i oref ，再将电压误差信号ΔU输入到PI控制器得到输出滤波电容Co的电流i c ，将输出滤波电容Co的电流i c 和期望输出电流i oref 相加计算出期望传递电流i Tref ，然后根据期望输出电压U oref 和传递电流i Tref 计算出传输功率P T ，将传输功率P T 标幺化后得到传输功率标幺值，同时计算出电压转换比K，最后根据电压转换比K计算出临界切换点/>；
，
，
，
，
，
，
其中，f为设定的开关频率，L为双有源桥直流变换器的移相电感L1的电感值，n为高频隔离变压器T的变比；
步骤2、建立KKT目标函数，解出模式A和模式B下的最优回流功率分别对应的移相角计算公式；
步骤3、将临界切换点减去传输功率标幺值/>得到的差值输入到滞环控制中，通过滞环控制选择和切换工作模式，然后根据步骤2中移相角计算公式计算出模式A和模式B的最优回流功率分别对应的移相角；
步骤4、根据模式A和模式B的最优回流功率分别对应的移相角通过脉冲驱动发生器生成开关管的PWM脉冲波。
如上所述步骤3中通过滞环控制选择和切换工作模式具体为：
设置滞环控制的上环宽和下环宽；若双有源桥直流变换器工作在模式B，当临界切换点减去传输功率标幺值/>的差值大于上环宽时，使双有源桥直流变换器从模式B切换到模式A；若双有源桥直流变换器工作在模式A，当临界切换点/>减去传输功率标幺值/>的差值小于下环宽时，使双有源桥直流变换器从模式A切换到模式B。
如上所述步骤2中的KKT目标函数通过以下方式建立：
以回流功率最小为目标，平均传输功率模型为等式约束、模式A和模式B的移相角之间的大小关系为不等式约束，建立KKT目标函数；
平均传输功率标幺值和/>的表达式作为平均传输功率模型，即：，
D 0 为双有源桥直流变换器的外移相角，D 1 为双有源桥直流变换器的内移相角；
模式A和模式B的移相角之间的大小关系分别为：模式A的移相角的大小关系为：，模式B的移相角的大小关系为：/>；
解出模式A和模式B下的最优回流功率分别对应的移相角计算公式为：
模式A：
，
，
模式B：
，
。
本发明相对于现有技术，具有以下有益效果：
本发明通过滞环控制选择和切换工作模式，然后根据模式A和模式B下的最优回流功率分别对应的移相角计算公式计算不同工作模式下的移相角，再根据不同工作模式下的移相角通过脉冲驱动发生器生成开关管的PWM脉冲波，可以防止双有源桥直流变换器由于传输功率标幺值和/>的在临界切换点处上下波动而导致工作模式在模式A和模式B的频繁切换，避免因频繁切换工作模式而导致开关管的频繁开通和关断，从而优化开关管的开通和关断过程，减小开关损耗。
附图说明
图1为双有源桥直流变换器的拓扑结构的结构示意图；
图2为本发明的实施例1的双有源桥直流变换器在扩展移相调制方式下外移相角D 0 大于内移相角D 1 的工作波形图（当脉冲为正时，代表第一开关管S1的开通和第二开关管S2的关断，当脉冲为零时，/>代表第一开关管S1的关断和第二开关管S2的开通；当脉冲为正时，/>代表第四开关管S4的开通和第三开关管S3的关断，当脉冲为零时，代表第四开关管S4的关断和第三开关管S3的开通；当脉冲为正时，/>代表第五开关管S5的开通和第六开关管S6的关断，当脉冲为零时，/>代表第五开关管S5的关断和第六开关管S6的开通；当脉冲为正时，/>代表第八开关管S8的开通和第七开关管S7的关断,当脉冲为零时，/>代表第八开关管S8的关断和第七开关管S7的开通；T hs 是半个开关周期，D 1 T hs 是内移相角D 1 乘以半个开关周期T hs ，代表第四开关管S4延迟第一开关管S1导通的占空比，D 0 T hs 是外移相角D 0 乘以半个开关周期T hs ，代表第五开关管S5延迟第一开关管S1导通的占空比，Uab是原边全桥电路的原边全桥输出电压，Ucd是副边全桥电路的副边全桥输出电压，i L 是移相电感L1的电流，U i 是双有源桥直流变换器的输入电压，U o 是双有源桥直流变换器的输出电压）；
图3为本发明的实施例1的双有源桥直流变换器在扩展移相调制方式下内移相角D 1 大于外移相角D 0 的工作波形图；
图4为本发明的流程图；
图5为传统控制方式下在工作模式临界切换点处开关管的驱动波形图；
图6为传统控制方式下在工作模式临界切换点处原边全桥电路和副边全桥电路的输出电压波形图；
图7为本发明的控制方式下在工作模式临界切换点处开关管的驱动波形图；
图8为本发明的控制方式下在工作模式临界切换点处原边全桥电路和副边全桥电路的输出电压波形图；
附图标记和对应的部件名称：
U—直流电源；Ci—输入滤波电容；L1—移相电感；T—高频隔离变压器；Co—输出滤波电容；R—负载电阻；S1—第一开关管；S2—第二开关管；S3—第三开关管；S4—第四开关管；S5—第五开关管；S6—第六开关管；S7—第七开关管；S8—第八开关管；VD1—第一二极管；VD2—第二二极管；VD3—第三二极管；VD4—第四二极管；VD5—第五二极管；VD6—第六二极管；VD7—第七二极管；VD8—第八二极管；a—原边第一桥臂中间点；a1—原边线圈同名端；b—原边第二桥臂中间点；b1—原边线圈异名端；c—副边第一桥臂中间点；c1—副边线圈同名端；d—副边第二桥臂中间点；d1—副边线圈异名端。
具体实施方式
为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合实施例对本发明作进一步的详细描述，此处所描述的实施例仅用于说明和解释本发明，并非是对本发明的限制。
实施例1
一种双有源桥直流变换器，包括直流电源U、输入滤波电容Ci、原边全桥电路、移相电感L1、高频隔离变压器T、副边全桥电路、输出滤波电容Co、以及负载电阻R。
原边全桥电路包括四个开关管S1~S4和四个二极管VD1~VD4，四个开关管S1~S4分别为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、以及第四开关管S4；四个二极管VD1~VD4分别为第一二极管VD1、第二二极管VD2、第三二极管VD3、以及第四二极管VD4；开关管S1~S4分别反并联一个二极管VD1~VD4，即二极管的正极与开关管的低压侧连接，二极管的负极与开关管的高压侧连接。
第一开关管S1和第二开关管S2串联构成原边全桥电路的原边第一桥臂，第三开关管S3和第四开关管S4串联构成原边全桥电路的原边第二桥臂，原边第一桥臂与原边第二桥臂并联，第一开关管S1的高压侧和第三开关管S3的高压侧作为原边全桥电路的高压侧，第二开关管S2的低压侧和第四开关管S4的低压侧作为原边全桥电路的低压侧，第一开关管S1的低压侧或第二开关管S2的高压侧作为原边第一桥臂中间点a，第三开关管S3的低压侧或第四开关管S4的高压侧作为原边第二桥臂中间点b。
副边全桥电路包括四个开关管S5~S8和四个二极管VD5~VD8，四个开关管S5~S8分别为第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8；四个二极管VD5~VD8分别为第五二极管VD5、第六二极管VD6、第七二极管VD7和第八二极管VD8，开关管S5~S8分别反并联一个二极管VD5~VD8。
第五开关管S5和第六开关管S6串联构成副边全桥电路的副边第一桥臂，第七开关管S7和第八开关管S8串联构成副边全桥电路的副边第二桥臂，副边第一桥臂与副边第二桥臂并联，第五开关管S5的高压侧和第七开关管S7的高压侧作为副边全桥电路的高压侧，第六开关管S6的低压侧和第八开关管S8的低压侧作为副边全桥电路的低压侧，第五开关管S5的低压侧或第六开关管S6的高压侧作为副边第一桥臂中间点c，第七开关管S7的低压侧或第八开关管S8的高压侧作为副边第二桥臂中间点d。
直流电源U与输入滤波电容Ci并联后的高压侧和低压侧分别与原边全桥电路的高压侧和低压侧连接，负载电阻R与输出滤波电容Co并联后的两端分别与副边全桥电路的高压侧和低压侧连接，移相电感L1的一端与原边第一桥臂中间点a连接，移相电感L1的另一端与高频隔离变压器T的原边线圈同名端a1连接，原边第二桥臂中间点b与原边线圈异名端b1连接；副边第一桥臂中间点c和副边线圈同名端c1连接，副边第二桥臂中间点d与副边线圈异名端d1连接。
实施例2
一种双有源桥扩展移相模式下的优化控制方法，利用上述实施例1所述的一种双有源桥直流变换器，包括以下步骤：
步骤1、采样双有源桥直流变换器的输入电压U i （即直流电源U的电压）、输出电压U o （即负载电阻R的电压）、以及输出电流i o ，设定期望输出电压U oref 并计算出期望输出电流i oref ，再计算出传递电流i Tref ，然后根据期望输出电压U oref 和传递电流i Tref 计算出传输功率P T ，将传输功率P T 标幺化后得到传输功率标幺值，同时计算出电压转换比K，最后根据电压转换比K计算出临界切换点/>。
步骤1.1、采样双有源桥直流变换器的输出电压U o ，将期望输出电压U oref 与输出电压U o 做差得到电压误差信号ΔU，即ΔU=U oref -U o ，然后把电压误差信号ΔU输入到PI控制器，得到输出滤波电容Co的电流i c ；
PI控制器的表达式G PI (s)为： （1）
式中，s为拉普拉斯算子，K P 为PI控制器比例项系数，K I 为PI控制器积分项系数。在本实施例中，K P =0.1，K I =15。
步骤1.2、将从PI控制器输出的输出滤波电容Co的电流i c 和期望输出电流i oref 相加，得到期望的传递电流i Tref ，再计算出传输功率P T ；
期望输出电流i oref 基于以下公式计算： （2）
式中，i o 为采样的双有源桥直流变换器的输出电流，即负载电阻R的电流。
传递电流i Tref 基于以下公式计算： （3）
传输功率P T 基于以下公式计算： （4）
步骤1.3、将传输功率P T 标幺化后得到传输功率标幺值，同时计算电压转换比K；
传输功率标幺值基于以下公式计算：/> （5）
式中，P N 为传输功率基准值，传输功率基准值P N 基于以下公式计算： （6）
式中，U i 为采样的双有源桥直流变换器的输入电压，f为开关频率，L为移相电感L1的电感值，n为高频隔离变压器T的变比；
电压转换比K基于以下公式计算： （7）
在本实施例中，输入电压U i =75V，输出电压期望值U oref =50V，开关频率f=10kHz，移相电感L1的电感值L=125μH，高频隔离变压器T的变比为n=0.5，计算得到的电压转换比K=3，传输功率基准值P N =187.5W。
临界切换点基于以下公式计算：/> （8）
为模式A和模式B的临界切换点；在本实施例中，/>=4/9。
步骤2、建立KKT（Karush-Kuhn-Tucker）目标函数，解出模式A和模式B下的最优回流功率分别对应的移相角计算公式。
双有源桥直流变换器在扩展移相模式下根据移相角之间的大小关系有两种工作模式，即模式A和模式B，模式A的移相角的大小关系为：，模式B的移相角的大小关系为：/>，其中，双有源桥直流变换器的外移相角D 0 为第一开关管S1和第五开关管S5之间的相位差，双有源桥直流变换器的内移相角D 1 为第一开关管S1和第四开关管S4之间的相位差。
步骤2.1、根据公式（9）计算得到双有源桥直流变换器工作在模式A和模式B的平均传输功率P E ： （9）
平均传输功率P E 的表达式为： （10）
步骤2.2、再根据公式（10）得到模式A和模式B分别对应的平均传输功率标幺值和/>的表达式，模式A和模式B分别对应的平均传输功率标幺值/>和/>的表达式即为传输功率模型；
模式A和模式B分别对应的平均传输功率标幺值和/>的表达式如下：（11）
步骤2.3、以回流功率最小为目标，平均传输功率模型为等式约束、模式A和模式B的移相角之间的大小关系为不等式约束，建立KKT目标函数，分别解出两种工作模式下（模式A和模式B）的最优回流功率分别对应的移相角计算公式；
模式A： （12）
模式B： （13）
双有源桥直流变换器工作在模式A和模式B的临界切换点处为=/>处，在本实施例中，/>=/>=4/9。
由于输出电压U o 、传输功率标幺值、以及临界切换点/>存在很强的耦合关系，受输出电压纹波影响，传输功率标幺值/>和临界切换点/>的值会在微小的范围内波动，所以在实际工作中，传输功率标幺值/>和临界切换点/>分别在临界切换点处上下波动，即本实施例中在4/9处上下波动。由于模式A和模式B的移相角计算公式不同，所计算出来的移相角大小不同，导致开关管之间的相位差不同，开关管的开通时间不同。当双有源桥直流变换器在工作模式A和工作模式B频繁切换时，开关管会随着频繁开通和关断。
步骤3、用实时计算的临界切换点的实际值减去实时计算的传输功率标幺值/>，将差值输入到滞环控制中，设置滞环控制的上环宽和下环宽；若双有源桥直流变换器工作在模式B，当临界切换点/>减去传输功率标幺值/>的差值大于上环宽时，使双有源桥直流变换器从模式B切换到模式A；若双有源桥直流变换器工作在模式A，当临界切换点/>减去传输功率标幺值/>的差值小于下环宽时，使双有源桥直流变换器从模式A切换到模式B；通过滞环控制选择和切换工作模式，然后根据步骤2中移相角计算公式计算出模式A和模式B的最优回流功率分别对应的移相角。
通过滞环控制选择工作模式可以防止双有源桥直流变换器由于传输功率标幺值和临界切换点/>在临界切换点处上下波动而导致工作模式在模式A和模式B的频繁切换，从而优化开关管的开通和关断过程。
在本实施例中，滞环控制的上环宽设置为0.1，下环宽设置为0，经滞环控制后，双有源桥直流变换器能在临界切换点处稳定工作。
步骤4、根据模式A和模式B的最优回流功率分别对应的移相角通过脉冲驱动发生器生成开关管S1~S4的PWM脉冲波和开关管S5~S8的PWM脉冲波，从而控制开关管S1~S8的开通和关断。
下面通过仿真对本发明的方法进行验证。
图5为传统控制方式下在工作模式临界切换点处开关管的驱动波形图，从图5中可以看出，以第一开关管S1为基准信号，第四开关管S4和第五开关管S5在移相后的初始阶段会频繁的开通和关断；图6为传统控制方式下在工作模式临界切换点处原边全桥输出电压Uab和副边全桥输出电压Ucd波形图，从图6中可以看出，受开关管的开通和关断影响，原边全桥输出电压Uab和副边全桥输出电压Ucd在电压上升沿出现不稳定震荡。
图7为本发明的方法在工作模式临界切换点处开关管的驱动波形图，从图7中可以看出，以第一开关管S1为基准信号，第四开关管S4和第五开关管S5均正常工作；图8为本发明控制方式下在工作模式临界切换点处原边全桥输出电压Uab和副边全桥输出电压Ucd波形图，从图8中可以看出，原边全桥输出电压Uab和副边全桥输出电压Ucd上升沿处的震荡被消除。
需要指出的是，本发明中所描述的实施例仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的实施例作各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (3)

1.一种双有源桥扩展移相模式下的优化控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、采样双有源桥直流变换器的输入电压U i 、输出电压U o 、以及输出电流i o ，设定期望输出电压U oref 并计算出期望输出电流i oref ，再将电压误差信号ΔU输入到PI控制器得到输出滤波电容Co的电流i c ，将输出滤波电容Co的电流i c 和期望输出电流i oref 相加计算出期望传递电流i Tref ，然后根据期望输出电压U oref 和传递电流i Tref 计算出传输功率P T ，将传输功率P T 标幺化后得到传输功率标幺值，同时计算出电压转换比K，最后根据电压转换比K计算出临界切换点/>；
，
，
，
，
，
，
其中，f为设定的开关频率，L为双有源桥直流变换器的移相电感L1的电感值，n为高频隔离变压器T的变比；
步骤2、建立KKT目标函数，解出模式A和模式B下的最优回流功率分别对应的移相角计算公式；
步骤3、将临界切换点减去传输功率标幺值/>得到的差值输入到滞环控制中，通过滞环控制选择和切换工作模式，然后根据步骤2中移相角计算公式计算出模式A和模式B的最优回流功率分别对应的移相角；
步骤4、根据模式A和模式B的最优回流功率分别对应的移相角通过脉冲驱动发生器生成开关管的PWM脉冲波。
2.根据权利要求1所述一种双有源桥扩展移相模式下的优化控制方法，其特征在于，所述步骤3中通过滞环控制选择和切换工作模式具体为：
设置滞环控制的上环宽和下环宽；若双有源桥直流变换器工作在模式B，当临界切换点减去传输功率标幺值/>的差值大于上环宽时，使双有源桥直流变换器从模式B切换到模式A；若双有源桥直流变换器工作在模式A，当临界切换点/>减去传输功率标幺值/>的差值小于下环宽时，使双有源桥直流变换器从模式A切换到模式B。
3.根据权利要求2所述一种双有源桥扩展移相模式下的优化控制方法，其特征在于，所述步骤2中的KKT目标函数通过以下方式建立：
以回流功率最小为目标，平均传输功率模型为等式约束、模式A和模式B的移相角之间的大小关系为不等式约束，建立KKT目标函数；
平均传输功率标幺值和/>的表达式作为平均传输功率模型，即：，
D 0 为双有源桥直流变换器的外移相角，D 1 为双有源桥直流变换器的内移相角；
模式A和模式B的移相角之间的大小关系分别为：模式A的移相角的大小关系为：，模式B的移相角的大小关系为：/>；
解出模式A和模式B下的最优回流功率分别对应的移相角计算公式为：
模式A：
，
，
模式B：
，
。
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