CN117044090A - 用于功率因数校正电路的充电模式控制 - Google Patents

用于功率因数校正电路的充电模式控制 Download PDF

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Abstract

一种用于功率因数校正(PFC)电路的控制电路(610)，所述控制电路包含乘法器(320)，所述乘法器具有第一乘法器输入、第二乘法器输入和第三乘法器输入及乘法器输出。所述控制电路(610)具有加法器(324)，所述加法器具有第一输入和第二输入及输出。所述加法器(324)的所述第一输入耦合到所述乘法器输出。所述控制电路(61)进一步包含均方根(RMS)计算电路(322)，所述均方根计算电路配置成确定输入正弦电压的均方根的平方。所述RMS计算电路(322)具有耦合到所述第二乘法器输入的输出。输入电压平方计算电路(623)配置成确定所述输入正弦电压的平方。所述输入电压平方计算电路(623)具有耦合到所述第三乘法器输入的输出。

Description

用于功率因数校正电路的充电模式控制
背景技术
交流(AC)到直流(DC)转换器将AC电压(例如建筑物的AC市电)转换为可用于为电子器件供电的DC电压。AC到DC转换器可包含桥式整流器。桥式整流器可以短的、高幅度脉冲从AC市电汲取电流。在理想系统中，利用从AC市电汲取的功率来进行有用功。这仅在AC电流与AC电压同相时是可能的。当电流与电压之间的相位变化(如在使用桥式整流器的情况下将发生)时，来自AC市电的电流中的一些并不执行有用功。因此，AC到DC转换器还可包含功率因数校正(PFC)电路。PFC电路用以确保到转换器的AC输入电流在形状上更接近于正弦且与AC电压同相。因此，PFC电路对输入电流进行塑形以最大化实际功率(相较于无功功率)。
发明内容
在一个实例中，公开用于功率因数校正(PFC)电路的控制电路。控制电路包含乘法器，所述乘法器具有第一乘法器输入、第二乘法器输入和第三乘法器输入及乘法器输出。控制电路具有加法器，所述加法器具有第一输入和第二输入及输出。加法器的第一输入耦合到乘法器输出。控制电路进一步包含均方根(RMS)计算电路，所述均方根计算电路配置成确定输入正弦电压的均方根的平方。RMS计算电路具有耦合到第二乘法器输入的输出。输入电压平方计算电路配置成确定输入正弦电压的平方。输入电压平方计算电路具有耦合到第三乘法器输入的输出。
附图说明
图1为包含功率因数校正(PFC)电路和用于PFC电路的控制器的交流(AC)到直流(DC)转换器的框图。
图2为根据实例的PFC电路的电路示意图。
图3为可与图2的PFC电路结合使用的PFC控制器的示意图。
图4A和4B为根据另一实例的PFC电路的示意图。
图5为根据另一实例的包含电流互感器和采样保持的PFC电路的电路示意图。
图6为可与图5的PFC电路结合使用的PFC控制器的示意图。
图7A和7B为图5的PFC电路的操作的说明性波形。
图8为根据另一实例的包含电流互感器、两个采样保持和除法器的PFC电路的电路示意图。
图9为可与图8的PFC电路结合使用的PFC控制器的示意图。
图10为图8的PFC电路的操作的说明性波形。
图11为根据另一实例的包含电流互感器和两个采样保持的PFC电路的电路示意图。
图12为可与图11的PFC电路结合使用的PFC控制器的示意图。
图13为根据实例的基于桥的PFC电路和相关联控制器的示意图。
具体实施方式
图式中，相同的参考标号用于相同或相似(通过功能和/或结构任一者)的特征。
图1为实例AC到DC转换器90的框图。AC到DC转换器90包含功率因数校正(PFC)电路100、DC到DC转换器150和PFC控制器110。PFC电路100的输入是AC电压(Vin)105，其可为例如AC市电(例如，115VAC、220VAC等)。PFC电路100将输入电压Vin从AC电压转换为DC电压(VDC1)。VDC1的量值为例如400VDC。DC到DC转换器150将其输入DC电压(VDC1)转换为输出电压(VDC2)。VDC2可为例如12V、48V等。一般来说，VDC2的量值小于VDC1的量值。
PFC电路100可以各种方式实施(图2、4A和4B中所说明)。然而，每一此类实施方案包含至少一个开关(例如，晶体管)，所述开关必须以调节方式接通和断开以使得PFC电路执行其预期功能，这是为了确保输入电流Iin相对于Vin保持近似正弦和同相。响应于例如Vin和VDC1(PFC电路100的输入电压和输出电压)的一或多个输入信号，PFC控制器110产生一或多个控制信号112以控制PFC电路100内的开关的接通和断开状态。
图2展示包含耦合到升压转换器215的整流器210的PFC电路100a的实例。在此实例中，整流器210为四二极管全波整流器。升压转换器215包含电容器C1和C2、电感器L1、二极管D25和开关Q1。电容器C1耦合在电桥210的输出端子两端。电感器L1耦合在电桥210的一个输出端子与二极管D25的阳极之间。开关Q1为N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(NMOS晶体管)，其漏极耦合到电感器L1的一个端子且耦合到二极管D25的阳极。晶体管Q1的源极耦合到接地。二极管D25的阴极耦合到电容器C2的一个端子且提供输出电压VDC1。感测电阻器Rs提供于接地路径中以提供与电流Iin成比例的电压。电阻器Rs为低电阻电阻器(例如，10毫欧)。
升压转换器215中的晶体管Q1为由图3的控制器310控制的开关晶体管Q1。参考图3，控制器310包含加法器312和324、跨导放大器316和326、乘法器320、均方根(RMS)计算电路322和脉宽调制(PWM)产生器330。来自PWM产生器330的输出信号为控制信号PWM1。PWM产生器330的输出耦合到晶体管Q1的栅极，且因此输出控制信号PWM1为晶体管Q1的栅极信号。控制器310的输入信号包含来自PFC电路的输出电压VDC1、与输入电流Iin成比例的电压信号(由电流传感器产生)以及正弦输入电压Vin(在图3中展示为Vin(t)以强调其为时变电压)。
加法器312从参考电压VREF减去VDC1，从而产生误差信号ERR1。误差信号ERR1指示VREF与VDC1之间的电压差。电压误差信号ERR1接着通过跨导放大器316放大。跨导放大器316的输出耦合到乘法器320的A输入。乘法器320还包含B输入和C输入。Vin(t)耦合到C输入。Vin(t)耦合到RMS计算电路322的输入。RMS计算电路322产生与Vin的均方根的平方成比例的输出DC电压。来自RMS计算电路322的输出信号耦合到乘法器320的B输入。乘法器320将其A和C输入上的信号相乘在一起，且接着除以B输入上的信号(AxC/B)以产生电流误差信号IREF。
加法器324从IREF减去Iin以产生第二误差信号ERR2。ERR2表示电流参考IREF与瞬时电流Iin之间的差。ERR2提供到跨导放大器326且由所述跨导放大器放大，以产生到PWM产生器330的信号D。在一个实施例中，PWM产生器330包含将D(跨导放大器326的输出)与RAMP锯齿波进行比较以产生PWM波形的比较器。D的量值越高，PWM脉冲的宽度越大，且因此PWM占空比将越大。类似地，D的量值越小，PWM占空比将越小。PWM产生器330控制晶体管Q1的占空比以最小化ERR2(IREF与Iin之间的差)。因此，控制Iin以连续地近似匹配IREF。IREF为AxC/B。乘法器320的A输入为VREF和VDC1的函数，其两者均为处于稳定状态的DC电平信号，且因此乘法器320还接收DC电平信号。Vin的均方根的平方也是DC电平信号。乘法器320的唯一输入是C输入上的Vin(t)。因此，乘法器320的输出IREF是作为正弦电压的Vin(t)的函数。因此，IREF自身为正弦信号。通过使Iin紧密地跟踪IREF，控制器310使Iin为正弦的。
Iin为控制器310的输入，尽管图3中的Iin为来自图2的Vcs_pfc(感测电阻器Rs两端的电压)。因此，为了使控制器310起作用，需要感测电阻器。图4A和4B展示PFC电路410的另一实例，对于所述PFC电路，包含感测电阻器是有问题的。图4A和4B中的PFC电路410是相同的电路，但每一图展示AC波形的每一半周期的电流流动的方向。参考图4A，PFC电路410为晶体管Q41和Q42串联连接在VDC1与接地之间的图腾柱电路。PFC电路410还包含晶体管Q43和Q44、电容器C3和电阻器R1。晶体管Q42的源极和晶体管Q41的漏极在节点421处耦合在一起。类似地，晶体管Q43的源极和晶体管Q44的漏极在节点422处耦合在一起。电感器L2具有耦合到节点421的一个端子。Vin耦合在节点422与电感器L2的相对端子之间，如所展示。电容器C3和电阻器R1并联耦合在晶体管Q42和Q43的漏极(VDC1)与晶体管Q41和Q44的源极(接地)之间。
Vin的端子是火线(L)和中性线(N)。在Vin的正半周期期间，火线电压大于中性线电压。晶体管Q44在正半周期期间接通，且晶体管Q43断开(如由以虚线表示的Q43所指示)。PFC控制器(图6中所展示和下文所描述)以比火线频率更高的频率往复地切换晶体管Q41和Q42的接通和断开。晶体管Q41充当PFC升压开关。晶体管Q42充当同步开关。晶体管Q41和Q42以互补方式操作：当晶体管Q41接通时，晶体管Q42断开，且反之亦然。火线频率可为50或60Hz，而晶体管Q41和Q42以显著高于所述频率的频率(例如，100KHz)接通和断开。
晶体管Q41和Q42不同时接通。在图4A中，箭头401表示当晶体管Q41接通时电流(Iin)流动的方向，且箭头402表示当晶体管Q42接通时电流流动的方向。当晶体管Q41接通时，电流从Vin的火线(L)端子流动且穿过电感器L2和晶体管Q41和Q44回到Vin的中性线(N)端子。当晶体管Q42接通(且如由箭头402所指示)时，电流从Vin的火线(L)端子流动，穿过电感器L2和晶体管Q42以对电容器C3充电，且接着从电容器C3返回穿过晶体管Q44到Vin的中性线(N)端子。如果感测电阻器存在于接地支路451中，那么电流将流动穿过感测电阻器，而不管哪个晶体管Q41或Q42接通。
图4B说明在Vin的负半周期期间的电流流动，其中中性线电压大于火线电压。晶体管Q43在负半周期期间接通，且晶体管Q44断开(如由以虚线表示的Q44所指示)。晶体管Q41和Q42接着交换其角色，其中晶体管Q42充当PFC升压开关，且晶体管Q41充当同步开关。
在图4B中，箭头404表示当晶体管Q42接通时电流(Iin)流动的方向，且箭头403表示当晶体管Q41接通时电流流动的方向。当晶体管Q42接通时，电流从Vin的中性线(N)端子流动(参见箭头404)，穿过晶体管Q43和Q42，且穿过电感器L2回到Vin的火线(L)端子。当晶体管Q41接通(且如由箭头403所指示)时，电流从Vin的中性线(N)端子流动，穿过晶体管Q43以对电容器C3充电，且接着从电容器C3返回穿过晶体管Q41，穿过电感器L1，且到Vin的火线(L)端子。在负半周期期间没有电流流动穿过接地支路451，且因此在接地支路中具有感测电阻器的情况下将无法产生与Iin成比例的信号。此外，将感测电阻器放置在电感器L2与Vin之间或电感器L2与节点421之间将是复杂的，因为所述配置中的感测电阻器将不产生接地参考电压。
图5展示类似于图4中的PFC电路410的PFC电路510的实例。PFC电路510包含晶体管Q41和Q42、电感器L2、电容器C3和电阻器R1，如上文所描述。PFC电路510包含二极管D51和D52，而不是晶体管Q43和Q44。然而，PFC电路510的电路操作和电流流动在很大程度上与PFC电路410相同。
PFC电路510还包含电流互感器CT、电阻器R2、二极管D53、电容器C4、晶体管Q51和采样保持电路520。电流互感器CT包含耦合在晶体管Q42的漏极与电容器C3之间的初级绕组(L3)。电阻器R2耦合在电流互感器CT的次级绕组(L4)两端。二极管D53的阳极耦合到次级绕组L4，且二极管D53的阴极耦合到电容器C4、晶体管Q51的漏极，且耦合到采样保持520的输入。采样保持520对电容器C4两端的峰值电压进行采样和保持，以产生输出电压VQ。
如图4A和4B中所说明，当PFC升压开关断开(同步开关接通)时，电流沿着支路475在相同方向上流动。图5中的初级绕组L3长连接相同支路475，使得当电感器的电流在正半周期和负半周期两者期间对电容器C3充电时，电流流动穿过电流互感器CT的初级绕组L3。初级绕组L3中的电流的流动在次级绕组L4中诱发对应的电流ICT。电流ICT接着流动穿过二极管D53以对电容器C4充电。在一个实施例中，当控制器接通PFC升压开关(晶体管Q41处于正半周期，晶体管Q42处于负半周期)时，控制器还对采样保持520进行计时以对电容器电压VC进行采样，且接着，在小延迟之后，接通晶体管Q51以对电容器C4放电。来自采样保持520的输出信号为VQ且表示电容器C4的峰值电压。电压VQ因此是电流Iin和Iin对电容器C3充电的时间量的函数。因此，VQ表示在每一开关周期中递送到PFC电路的输出的电荷量。图6中所展示和所描述的控制器610控制VQ的量值，且在这样做时控制由PFC电路递送的电荷量。因此，控制技术为充电控制技术。
图6展示用于控制图5的PFC电路510中的晶体管Q41和Q42的控制器610的实例实施方案。来自PWM产生器330的输出信号包含PWMA信号和PWMB信号。PWMA耦合到晶体管Q42的栅极，且因此控制晶体管Q42何时接通和断开。类似地，PWMB耦合到晶体管Q41的栅极，且因此控制晶体管Q41何时接通和断开。升压开关PWM信号在AC正半周期中为PWMB且在AC负半周期中为PWMA，且耦合到晶体管Q51的栅极和采样保持520的时钟输入。
控制器610还包含比较器380和多路复用器382以产生用于晶体管Q51的升压开关PWM控制信号。比较器380输入接收火线(L)和中性线(N)电压且产生到多路复用器282的选择输入的数字输出信号381。数字输出信号381在L大于N时为逻辑高的，且在L小于N时为逻辑低的。多路复用器382响应于数字输出信号381的逻辑电平而将PWMA或PWMB信号作为升压开关PWM信号输出到晶体管Q51。
控制器610的实施方案类似于图3的控制器310的实施方案，但具有若干差异。一个差异在于，控制器610包含输入电压平方计算电路623。瞬时输入电压Vin(t)耦合到输入电压平方计算电路623的输入。输入电压平方计算电路623确定Vin(t)的平方且将时变信号(Vin的平方)提供到多路复用器320的C输入。
另一差异在于，将VQ提供到加法器324的反相输入(-)，而不是像控制器310的情况那样提供到Iin。控制器610控制晶体管Q41和Q42的占空比以使得IREF与VQ之间的差较小。在此实例中，IREF是乘法器320的A、B和C输入上的信号的函数。IREF等于A*C/B。Iin的量值在以下等式(1)中提供：
其中I1和I2分别是电感器电流(其也为Iin)的下限值和上限值，如图7A和7B中所展示和下文所描述，Ton是升压开关的接通时间，Toff是同步开关接通的时间，T是开关周期。每一开关周期中电容器C4两端的峰值电压VQ为：
在稳定状态下，VQ等于IREF。对于处于稳定状态操作的升压转换器，应用于升压电感器的伏秒应在每一开关周期中平衡：
Ton*Vin＝Toff*(VDC1-Vin) (3)
组合以上关系，
其中Gv为跨导放大器316的增益。因为C4和T两者是恒定的，且A、VDC1和Vrms2在稳定状态中不改变，因此其遵循Iin随着Vin(t)改变而改变。当Vin(t)具有正弦波形时，则Iin也是正弦的，且因此实现单位功率因数。图5的实例包含电流互感器CT以产生电流以对电容器C4充电。在另一实施例中，可使用霍尔传感器代替电流互感器以产生电流以对电容器C4充电。在又一实例中，耦合到压控电流源的电阻器可用于产生电流以对电容器C4充电。
图7A说明在电感器电流并不下降到零的连续传导模式(CCM)期间，穿过电感器L2的电流(IL，其也为Iin)、电流ICT、VQ和VC的实例波形。CCM用于较重负载条件。当PFC升压开关(晶体管Q41处于正半周期，晶体管Q42处于负半周期)接通(Ton)时，电感器电流IL从I1到I2近似线性地增加。在702处，控制器610断开PFC升压开关且接通同步开关。结果，电感器电流IL线性地减小，如所展示。当PFC升压开关接通时，ICT为零(703)，且当PFC升压开关断开且同步开关接通时，ICT经由电流互感器CT近似于IL。当ICT向下斜升时，电容器C4充电。电容器C4上的电压VC增加，如704处所展示，直到出现时间点706，此时控制器610断开同步开关且接通升压开关。在所述时间点，控制器610对采样保持520进行计时，以采样和保持VC作为信号VQ。将VQ提供到加法器324的反相输入，如上文所解释。
图7B说明在每一开关周期期间电感器电流下降到零的不连续传导模式(DCM)期间IL、ICT、VQ和VC的实例波形。DCM用于轻负载条件。然而，就采样和保持电容器C4两端的电压VC作为信号VQ而言，控制器610的操作在很大程度上是相同的。
图8展示类似于图5中的PFC电路510的PFC电路810的实例，但可在更高电流电平下更好地起作用。差异在于图8中的PFC电路810包含电流源I80、电容器C5、晶体管Q81、第二采样保持820和模拟除法器814。当PFC升压开关断开(同步开关接通)时，电流源I80提供电流(也指定为I80)以对电容器C5充电(所述电容器两端的电压为VC2)。晶体管Q81的栅极还由如上文所描述产生的升压开关PWM信号控制。采样保持820采样且保持电容器C5上的峰值电压作为输出电压VSH2。采样保持520采样且保持电容器C4两端的峰值电压(图8中标记为VC1)。来自图8中的采样保持520的输出信号标记为VSH1。模拟除法器814产生输出信号VFB，即VSH1除以VSH2(VSH1/VSH2)。此额外除法电路从电流控制回路中消除所谓的右半平面零点(其在升压转换器中固有)，这使得电流回路补偿更容易实施。
图9为可与PFC电路810结合使用的控制器910。图9的控制器910在很大程度上与图3的控制器310相同。然而，不是加法器324的反相输入接收Iin，而是加法器324的反相输入耦合到模拟除法器814的输出且因此接收信号VFB。因此，控制器910使VFB匹配IREF。为简单起见，图9中未展示用以产生升压开关PWM信号的比较器380和多路复用器382，但可存在于一些实施例中。
图10展示用于IL、ICT、VC1和VC2的实例波形。采样保持520和820同时被计时，且因此同时产生电压VSH1和VSH2(1005)。
图11展示PFC电路1110。PFC电路1110与PFC电路810之间的差异在于PFC电路1110不包含分压器814。采样保持520和820的输出VSH1和VSH2单独地用作到图12中的控制器1210的输入。图12中的控制器1210类似于上文所描述的控制器910。图12中的乘法器具有四个输入A到E。输入A、B和C接收如上文所描述的相同输入。输入E接收VSH2。乘法器1220将IREF计算为AxCxE/B。加法器324的反相输入接收VSH1。控制器1210因此控制VSH1近似等于来自乘法器1220的IREF。为简单起见，图12中未展示用以产生升压开关PWM信号的比较器380和多路复用器382，但可存在于一些实施例中。
图13展示电流互感器CT已经耦合到的基于桥的PFC电路100a。电流互感器CT耦合到二极管D25的阴极。电流互感器CT耦合到控制电路1350。控制电路1350包含上文所描述的连接到电流互感器的组件的组合中的任一个，以及上文还描述的对应的控制器中的任一个。因此，上文所描述的控制技术适用于基于桥的PFC电路以及无桥PFC电路。
在一个实施例中，可在单个裸片上制造各种控制器310、610、910和1210中的每一个。也就是说，控制器310可制造于裸片上，控制器610可制造于裸片上，等等。此外，在图5和6的实施例中，可在与控制器610相同的裸片上制造采样保持520。在图8和9的实施例中，采样保持520和820、除法器814、电流源I80、电容器C5和晶体管Q81中的任一个或全部可制造于与控制器910相同的裸片上。在图11和12的实施例中，采样保持520和820、电流源I80、电容器C5和晶体管Q81中的任一个或全部可制造于与控制器1210相同的裸片上。
在此描述中，术语“耦合”可涵盖使得功能关系能够与本说明书一致的连接、通信或信号路径。举例来说，如果装置A向控制装置B产生信号以执行动作，那么：(a)在第一实例中，装置A通过直接连接耦合到装置B；或(b)在第二实例中，如果介入组件C并不更改装置A与装置B之间的功能关系，使得装置B经由装置A产生的控制信号而受装置A控制，那么装置A通过介入组件C耦合到装置B。
“配置成”执行任务或功能的装置可在由制造商制造时配置(例如，编程和/或硬接线)成执行所述功能，和/或可在制造之后由用户配置(或可重新配置)成执行所述功能和/或其它额外或替代功能。配置可以是通过装置的固件和/或软件编程、通过装置的硬件组件和互连的构造和/或布局，或其组合。
如本文所使用，术语“端子”、“节点”、“互连”、“引脚”和“引线”可互换地使用。除非特别说明为相反，否则这些术语通常用于意指装置元件、电路元件、集成电路、装置或其它电子器件或半导体组件之间的互连或它们的末端。
本文中描述为包含某些组件的电路或装置可替代地适于耦合到那些组件以形成所描述的电路系统或装置。举例来说，被描述为包含一或多个半导体元件(例如晶体管)、一或多个无源元件(例如电阻器、电容器和/或电感器)和/或一或多个源(例如电压源和/或电流源)的结构可替代地仅包含单个物理装置(例如，半导体裸片和/或集成电路(IC)封装)内的半导体元件，且可适于耦合到至少一些所述无源元件和/或源以在制造时或在制造之后例如由终端用户和/或第三方形成所描述结构。
虽然本文中描述了特定晶体管的使用，但可替代地使用其它晶体管(或等效装置)。举例来说，可使用p型金属氧化物硅场效应晶体管(“MOSFET”)代替n型MOSFET，而对电路几乎无改变或无改变。此外，可使用其它类型的晶体管(例如双极结晶体管(BJT)、氮化镓(GAN)晶体管等)。
本文中所描述的电路可重新配置以包含额外组件或不同组件，以提供至少部分类似于组件替换之前可用的功能性的功能性。除非另外陈述，否则展示为电阻器的组件通常表示串联和/或并联耦合以提供由所示电阻器表示的阻抗量的任何一或多个元件。举例来说，在本文中展示且描述为单个组件的电阻器或电容器可替代地分别为在相同节点之间并联耦合的多个电阻器或电容器。举例来说，在本文中展示且描述为单个组件的电阻器或电容器可替代地分别为在与单个电阻器或电容器相同的两个节点之间串联耦合的多个电阻器或电容器。
在前述描述中短语“接地”的使用包含底座接地、地线接地、浮动接地、虚拟接地、数字接地、通用接地，和/或适用于或适合于本说明书的教示的任何其它形式的接地连接。除非另外陈述，否则值前面的“约”、“大约”或“大体上”意味着所陈述值的+/-百分之10。在所描述的实例中，修改是可能的，且在权利要求书的范围内，其它实例是可能的。
在权利要求书的范围内，对所描述实施例的修改是可能的，且其它实施例是可能的。

Claims (20)

1.一种用于功率因数校正(PFC)电路的控制电路，所述控制电路包括：
乘法器，其具有第一乘法器输入、第二乘法器输入和第三乘法器输入及乘法器输出；
加法器，其具有第一输入和第二输入及输出，所述加法器的所述第一输入耦合到所述乘法器输出；
均方根(RMS)计算电路，其配置成确定输入正弦电压的均方根的平方，所述RMS计算电路具有耦合到所述第二乘法器输入的输出；及
输入电压平方计算电路，其配置成确定所述输入正弦电压的平方，所述输入电压平方计算电路具有耦合到所述第三乘法器输入的输出。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其进一步包含具有采样保持输出的采样保持，所述采样保持输出耦合到所述加法器的所述第二输入。
3.根据权利要求2所述的控制电路，其中所述采样保持具有适于耦合到电容器的输入。
4.根据权利要求2所述的控制电路，其进一步包含具有脉宽调制(PWM)输出的PWM产生器，且所述采样保持包含耦合到所述PWM输出的时钟输入。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其进一步包含耦合在所述加法器的所述输出与所述PWM产生器的输入之间的跨导放大器。
6.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述乘法器配置成将其第一输入上的信号乘以所述输入电压平方计算电路的所述输出且除以所述RMS计算电路的所述输出。
7.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述加法器为第一加法器，且所述控制电路进一步包含：
第二加法器，其具有第一输入和第二输入，所述第二加法器的所述第一输入配置成耦合到参考电压，且所述第二加法器的所述第二输入适于耦合到所述PFC校正电路的输出，所述第二加法器具有输出；及
跨导放大器，其具有输入和输出，所述跨导放大器的所述输入耦合到所述第二加法器的所述输出，且所述跨导放大器的所述输出耦合到所述第一乘法器输入。
8.一种用于功率因数校正电路的控制电路，所述控制电路包括：
乘法器，其具有第一乘法器输入、第二乘法器输入和第三乘法器输入及乘法器输出；
加法器，其具有第一输入和第二输入及输出，所述加法器的所述第一输入耦合到所述乘法器输出；
均方根(RMS)计算电路，其配置成确定输入正弦电压的均方根的平方，所述RMS计算电路具有耦合到所述第二乘法器输入的输出；
第一采样保持，其具有输出；
第二采样保持，其具有输出；及
除法器，其具有耦合到所述第一采样保持的所述输出的第一输入和耦合到所述第二采样保持的所述输出的第二输入，所述除法器具有耦合到所述加法器的所述第二输入的输出。
9.根据权利要求8所述的控制电路，其进一步包含具有脉宽调制(PWM)输出的PWM产生器，且所述第一采样保持和所述第二采样保持包含耦合到所述PWM输出的相应时钟输入。
10.根据权利要求8所述的控制电路，其中所述第三乘法器输入配置成接收所述正弦输入电压，且所述乘法器配置成将其第一输入和第三输入上的信号相乘且除以所述RMS计算电路的所述输出。
11.根据权利要求8所述的控制电路，其进一步包含耦合到电容器的电流源，且所述电容器耦合到所述第二采样保持的输入。
12.根据权利要求8所述的控制电路，其进一步包含：
电流互感器，其适于耦合到所述PFC电路；及
电容器，其耦合到所述电流互感器且耦合到所述第一采样保持的输入。
13.根据权利要求8所述的控制电路，其中所述加法器为第一加法器，且所述控制电路进一步包含：
第二加法器，其具有第一输入和第二输入，所述第二加法器的所述第一输入配置成耦合到参考电压，且所述第二加法器的所述第二输入适于耦合到所述PFC校正电路的输出，所述第二加法器具有输出；及
跨导放大器，其具有输入和输出，所述跨导放大器的所述输入耦合到所述第二加法器的所述输出，且所述跨导放大器的所述输出耦合到所述第一乘法器输入。
14.一种用于功率因数校正(PFC)电路的控制电路，所述控制电路包括：
乘法器，其具有第一乘法器输入和第二乘法器输入及乘法器输出，所述乘法器配置成将所述第二乘法器输入除以所述第一乘法器输入；
加法器，其具有第一输入和第二输入及输出，所述加法器的所述第一输入耦合到所述乘法器输出；
均方根(RMS)计算电路，其配置成确定输入正弦电压的均方根的平方，所述RMS计算电路具有耦合到所述第一乘法器输入的输出；及
第一采样保持，其具有耦合到所述第二乘法器输入的输出。
15.根据权利要求14所述的控制电路，其进一步包含第二采样保持，所述第二采样保持具有耦合到所述加法器的所述第二输入的输出。
16.根据权利要求15所述的控制电路，其中所述加法器配置成从所述第一加法器输入减去所述第二加法器输入。
17.根据权利要求16所述的控制电路，其进一步包含：
脉宽调制(PWM)产生器；及
跨导放大器，其耦合在所述加法器输出与所述PWM产生器之间。
18.根据权利要求17所述的控制电路，其中所述PWM产生器具有适于耦合到所述PFC电路内的开关的输出。
19.根据权利要求14所述的控制电路，其中所述乘法器具有配置成接收所述输入正弦电压的第三输入，且所述乘法器配置成将所述第二乘法器输入除以所述第一乘法器输入且乘以所述第三输入。
20.根据权利要求14所述的控制电路，其进一步包含耦合到电容器的电流源，且所述电容器耦合到所述第一采样保持的输入。
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