CN116979813B - 一种ipos移相全桥电路及开关变换器 - Google Patents

一种ipos移相全桥电路及开关变换器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种IPOS移相全桥电路及开关变换器，该电路包括第一原边桥式电路、第二原边桥式电路、逆变电路、整流电路、第一变压器、第二变压器和辅助电路。本发明通过辅助电路在第一原边桥式电路和第二原边桥式电路交互时获取能量，并与第一原边桥式电路和第二原边桥式电路中滞后桥臂开关管的寄生电容进行谐振，为滞后桥臂的零电压开关提供能量，使得滞后桥臂的零电压开关实现取决于辅助电路获取的能量，而无需考虑负载大小，解决了现有IPOS PSFB变换器轻载时滞后桥臂软开关实现困难的技术问题。

Description

一种IPOS移相全桥电路及开关变换器
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种IPOS移相全桥电路及开关变换器。
背景技术
提高开关变换器的开关频率是提高变换器功率密度的有效途径。然而对于硬件开关变换器而言，开关频率的增加意味着开关损耗的增加。
移相全桥（PSFB，Phase Shifting Full Bridge）零电压开关（ZVS，Zero VoltageSwitch）变换器由于其可以利用原边谐振电感与开关管的寄生电容谐振来实现开关管的ZVS和诸多优点使其在中大功率场合应用广泛。然而当变换器的负载较轻或原边谐振电感较小时，其滞后桥臂开关管较难实现ZVS。
当PSFB变换器应用于大功率高电压增益的场合时，其原边开关管和副边整流二极管将承受很大的电流电压应力。多个基本变换器模块的串并联组合是扩展功率容量的一种有效措施。多个基本PSFB变换器模块经过输入并联输出串联（IPOS，Input ParallelOutput Series）不仅可以实现功率扩展和较高的输出电压增益，而且可以有效降低原边开关管的电流应力和副边整流二极管的电压应力。然而在IPOS PSFB变换器中单个PSFB变换器子模块仍然具备轻载时滞后桥臂软开关实现困难的缺点。
发明内容
有鉴于此，有必要提供一种IPOS移相全桥电路及开关变换器，用以解决现有IPOSPSFB变换器轻载时滞后桥臂软开关实现困难的技术问题。
为了解决上述问题，本发明提供一种IPOS移相全桥电路，包括第一原边桥式电路、第二原边桥式电路、逆变电路、整流电路、第一变压器、第二变压器和辅助电路；
其中，所述第一原边桥式电路的输入端与所述第二原边桥式电路的输入端并联，所述第一原边桥式电路的输出端通过所述第一变压器与所述逆变电路的输入端连接，所述第二原边桥式电路的输出端通过所述第二变压器与所述整流电路的输入端连接，所述逆变电路的输出端与所述整流电路的输出端串联，所述第一原边桥式电路的输出端通过所述辅助电路与所述第二原边桥式电路的输出端连接；
所述辅助电路用于存储能量以及与所述第一原边桥式电路和所述第二原边桥式电路中开关管的寄生电容进行谐振。
可选的，所述第一原边桥式电路包括第一至第四开关管、第一谐振电感和第一隔直电容；
其中，第一开关管的集电极和第二开关管的集电极与外部电源的电源电压正输出端以及所述外部电源的电源电容的第一端连接，所述第一开关管的发射极与第三开关管的集电极以及所述第一谐振电感的第一端连接，所述第一谐振电感的第二端与所述第一变压器的原边正极连接，所述第二开关管的发射极与第四开关管的集电极以及所述第一隔直电容的第一端连接，所述第一隔直电容的第二端与所述第一变压器的原边负极以及所述辅助电路连接，所述第三开关管的发射极和所述第四开关管的发射极与电源电压负输出端以及所述电源电容的第二端连接。
可选的，所述第二原边桥式电路包括第五至第八开关管、第二谐振电感和第二隔直电容；
其中，第五开关管的集电极和第六开关管的集电极与所述电源电压正输出端以及所述电源电容的第一端连接，所述第五开关管的发射极与第七开关管的集电极以及所述第二谐振电感的第一端连接，所述第二谐振电感的第二端与所述第二变压器的原边正极连接，所述第六开关管的发射极与第八开关管的集电极以及所述第二隔直电容的第一端连接，所述第二隔直电容的第二端与所述第二变压器的原边负极以及所述辅助电路连接，所述第七开关管的发射极和所述第八开关管的发射极与所述电源电压负输出端以及所述电源电容的第二端连接。
可选的，所述逆变电路包括第一至第四整流二极管、第一滤波电感和第一滤波电容；
其中，第一整流二极管的阳极和第三整流二极管的阴极与所述第一变压器的副边正极连接，第二整流二极管的阳极和第四整流二极管的阴极与所述第一变压器的副边负极连接，所述第一整流二极管的阴极和所述第二整流二极管的阴极与所述第一滤波电感的第一端连接，所述第一滤波电感的第二端与所述第一滤波电容的第一端以及负载连接，所述第三整流二极管的阳极、所述第四整流二极管的阳极以及所述第一滤波电容的第二端与所述整流电路的正输出端连接。
可选的，所述整流电路包括第五至第八整流二极管、第二滤波电感和第二滤波电容；
其中，第五整流二极管的阳极和第七整流二极管的阴极与所述第二变压器的副边正极连接，第六整流二极管的阳极和第八整流二极管的阴极与所述第二变压器的副边负极连接，所述第五整流二极管的阴极和所述第六整流二极管的阴极与所述第二滤波电感的第一端连接，所述第二滤波电感的第二端与所述第二滤波电容的第一端以及所述逆变电路的输出端连接，所述第七整流二极管的阳极、所述第八整流二极管的阳极以及所述第二滤波电容的第二端与负载连接。
可选的，所述辅助电路包括辅助电感和辅助电容；
其中，所述辅助电感的第一端与所述第一原边桥式电路的输出端连接，所述辅助电感的第二端与所述辅助电容的第一端连接，所述辅助电容的第二端与所述第二原边桥式电路的输出端连接。
可选的，所述辅助电感应当满足如下条件：
其中，为辅助电感、/>为开关周期、/>为开关管寄生电容。
可选的，所述IPOS移相全桥电路的死区时间应当满足如下条件：
其中，为死区时间，/>为辅助电感、/>为开关周期、/>为开关管寄生电容。
可选的，所述辅助电容应当满足如下条件：
其中，为辅助电容、/>为辅助电感、/>为开关周期。
进一步的，本发明实施例还提供一种IPOS移相全桥开关变换器，包括上述的IPOS移相全桥电路。
本发明的有益效果是：本发明提供的IPOS移相全桥电路包括第一原边桥式电路、第二原边桥式电路、逆变电路、整流电路、第一变压器、第二变压器和辅助电路；其中，第一原边桥式电路的输入端与第二原边桥式电路的输入端并联，第一原边桥式电路的输出端通过第一变压器与逆变电路的输入端连接，第二原边桥式电路的输出端通过第二变压器与整流电路的输入端连接，逆变电路的输出端与整流电路的输出端串联，第一原边桥式电路的输出端通过辅助电路与第二原边桥式电路的输出端连接；辅助电路用于存储能量以及与第一原边桥式电路和第二原边桥式电路中开关管的寄生电容进行谐振。本发明通过辅助电路在第一原边桥式电路和第二原边桥式电路交互时获取能量，并与第一原边桥式电路和第二原边桥式电路中滞后桥臂开关管的寄生电容进行谐振，为滞后桥臂的零电压开关提供能量，使得滞后桥臂的零电压开关实现取决于辅助电路获取的能量，而无需考虑负载大小，解决了现有IPOS PSFB变换器轻载时滞后桥臂软开关实现困难的技术问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明提供的IPOS移相全桥电路一实施例的结构示意图；
图2为本发明提供的IPOS移相全桥电路一实施例的工作波形示意图；
图3为本发明提供的IPOS移相全桥电路中辅助电路一实施例的工作波形示意图。
具体实施方式
应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明，本发明实施例中所有方向性指示（诸如上、下、左、右、前、后……）仅用于解释在某一特定姿态（如附图所示）下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。
另外，在本发明中涉及“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当人认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
本发明实施例提供了一种IPOS移相全桥电路及开关变换器，以下分别进行说明。
参照图1，图1为本发明提供的IPOS移相全桥电路一实施例的结构示意图，如图1所示，IPOS移相全桥电路包括第一原边桥式电路110、第二原边桥式电路120、逆变电路130、整流电路140、第一变压器Tr1、第二变压器Tr2和辅助电路150；
其中，第一原边桥式电路110的输入端与第二原边桥式电路120的输入端并联，第一原边桥式电路110的输出端通过第一变压器Tr1与逆变电路130的输入端连接，第二原边桥式电路120的输出端通过第二变压器Tr2与整流电路140的输入端连接，逆变电路130的输出端与整流电路140的输出端串联，第一原边桥式电路110的输出端通过辅助电路150与第二原边桥式电路120的输出端连接；
辅助电路150用于存储能量以及与第一原边桥式电路110和第二原边桥式电路120中开关管的寄生电容进行谐振。
需要说明的是，在本发明实施例中，该第一变压器Tr1和第二变压器Tr2的变比相同，第一变压器Tr1的原边与第一原边桥式电路110连接，副边与逆变电路130连接；第二变压器Tr2的原边与第二原边桥式电路120连接，副边与整流电路140连接；采用两个全桥电路，并使第二原边桥式电路120的开关信号滞后于第一原边桥式电路110的开关信号90°或开关信号周期Ts的四分之一，通过第一原边桥式电路110与第二原边桥式电路120交错驱动时采用辅助电路150获取并存储能量，辅助电路150再利用存储的能量与第一原边桥式电路110或第二原边桥式电路120中的谐振电感在原边桥式电路的滞后桥臂开关管关断时与开关管寄生电容谐振实现滞后桥臂的ZVS，使得滞后桥臂的零电压开关实现取决于辅助电路150获取的能量，而无需考虑负载大小，实现了全负载范围内滞后桥臂的ZVS，且辅助电路150未改变原边桥式电路的工作原理，未加剧逆变电路130以及整流电路140中二极管的寄生振荡和占空比丢失。
可以理解的是，在PSFB变换器应用于大功率高电压增益的场合时，其原边开关和副边整流二极管将承受很大的电流电压应力，因此本发明实施例采用两个全桥电路，让两个全桥电路的输入并联，让两个全桥电路对应的逆变电路130和整流电路140的输出串联，降低全桥电路中开关管的电流应力和逆变电路130以及整流电路140中二极管的电压应力，还实现了功率扩展以及较高的输出电压增益。
与现有技术相比，本发明提供的IPOS移相全桥电路包括第一原边桥式电路110、第二原边桥式电路120、逆变电路130、整流电路140、第一变压器Tr1、第二变压器Tr2和辅助电路150；其中，第一原边桥式电路110的输入端与第二原边桥式电路120的输入端并联，第一原边桥式电路110的输出端通过第一变压器与逆变电路130的输入端连接，第二原边桥式电路120的输出端通过第二变压器与整流电路140的输入端连接，逆变电路130的输出端与整流电路140的输出端串联，第一原边桥式电路110的输出端通过辅助电路150与第二原边桥式电路120的输出端连接；辅助电路150用于存储能量以及与第一原边桥式电路110和第二原边桥式电路120中开关管的寄生电容进行谐振。本发明通过辅助电路150在第一原边桥式电路110和第二原边桥式电路120交互时获取能量，并与第一原边桥式电路110和第二原边桥式电路120中滞后桥臂开关管的寄生电容进行谐振，为滞后桥臂的零电压开关提供能量，使得滞后桥臂的零电压开关实现取决于辅助电路150获取的能量，而无需考虑负载大小，解决了现有IPOS PSFB变换器轻载时滞后桥臂软开关实现困难的技术问题。
在本发明一些实施例中，第一原边桥式电路110包括第一至第四开关管、第一谐振电感Lr1和第一隔直电容Cb1；
其中，第一开关管S1的集电极和第二开关管S2的集电极与外部电源的电源电压正输出端以及外部电源的电源电容Cin的第一端连接，第一开关管S1的发射极与第三开关管S3的集电极以及第一谐振电感Lr1的第一端连接，第一谐振电感Lr1的第二端与第一变压器Tr1的原边正极连接，第二开关管S2的发射极与第四开关管S4的集电极以及第一隔直电容Cb1的第一端连接，第一隔直电容Cb1的第二端与第一变压器Tr1的原边负极以及辅助电路150连接，第三开关管S3的发射极和第四开关管S4的发射极与电源电压负输出端以及电源电容Cin的第二端连接。
可以理解的是，在本发明实施例中，第一原边桥式电路110的四个开关管的型号一样，其寄生电容值的大小也一样，且四个开关管的占空比均为50%，第一开关管S1和第三开关管S3组成超前桥臂，第二开关管S2和第四开关管S4组成滞后桥臂，通过第一谐振电感Lr1和辅助电路150与第二开关管S2中的第二寄生电容C2以及第四开关管S4中的第四寄生电容C4进行谐振以实现滞后桥臂的ZVS。
在本发明一些实施例中，第二原边桥式电路120包括第五至第八开关管、第二谐振电感Lr2和第二隔直电容Cb2；
其中，第五开关管S5的集电极和第六开关管S6的集电极与电源电压正输出端以及电源电容Cin的第一端连接，第五开关管S5的发射极与第七开关管S7的集电极以及第二谐振电感Lr2的第一端连接，第二谐振电感Lr2的第二端与第二变压器Tr2的原边正极连接，第六开关管S6的发射极与第八开关管S8的集电极以及第二隔直电容Cb2的第一端连接，第二隔直电容Cb2的第二端与第二变压器Tr2的原边负极以及辅助电路150连接，第七开关管S7的发射极和第八开关管S8的发射极与电源电压负输出端以及电源电容Cin的第二端连接。
需要说明的是，在本发明实施例中，该第二原边桥式电路120的结构与上述第一原边桥式电路110的结构一样，其四个开关管的开关信号滞后于第一原边桥式电路110的开关信号，且其四个开关管与第一原边桥式电路110的四个开关管型号一样，寄生电容一致，占空比也都为50%，且第二谐振电感Lr2等于第一谐振电感Lr1，第二隔直电容Cb2等于第一隔直电容Cb1，辅助电路150可与第六开关管S6的第六寄生电容C6以及第八开关管S8的第八寄生电容C8进行谐振，以实现第二原边桥式电路120中滞后桥臂的ZVS。
在本发明一些实施例中，逆变电路130包括第一至第四整流二极管、第一滤波电感Lf1和第一滤波电容Cf1；
其中，第一整流二极管DR1的阳极和第三整流二极管DR3的阴极与第一变压器Tr1的副边正极连接，第二整流二极管DR2的阳极和第四整流二极管DR4的阴极与第一变压器Tr1的副边负极连接，第一整流二极管DR1的阴极和第二整流二极管DR2的阴极与第一滤波电感Lf1的第一端连接，第一滤波电感Lf1的第二端与第一滤波电容Cf1的第一端以及负载连接，第三整流二极管DR3的阳极、第四整流二极管DR4的阳极以及第一滤波电容Cf1的第二端与整流电路140的正输出端连接。
需要说明的是，在本发明实施例中，该逆变电路130为逆变H桥电路，由四个整流二极管、一个滤波电感和一个滤波电容构成，用于输出电压，通过逆变电路130中整流二极管进行整流，其输出电压信号的频率为2倍开关频率。
在本发明一些实施例中，整流电路140包括第五至第八整流二极管、第二滤波电感Lf2和第二滤波电容Cf2；
其中，第五整流二极管DR5的阳极和第七整流二极管DR7的阴极与第二变压器Tr2的副边正极连接，第六整流二极管DR6的阳极和第八整流二极管DR8的阴极与第二变压器Tr2的副边负极连接，第五整流二极管DR5的阴极和第六整流二极管DR6的阴极与第二滤波电感Lf2的第一端连接，第二滤波电感Lf2的第二端与第二滤波电容Cf2的第一端以及逆变电路130的输出端连接，第七整流二极管DR7的阳极、第八整流二极管DR8的阳极以及第二滤波电容Cf2的第二端与负载连接。
需要说明的是，在本发明实施例中，该整流电路140为整流H桥电路，该第二滤波电感Lf2与第一滤波电感Lf1相同，该第二滤波电容Cf2与第一滤波电容Cf1相同，该整流电路140输出电压信号频率同样是开关频率的2倍，且整流电路140与逆变电路130的输出端是串联在一起的，因此，输出至负载的电压频率为4倍开关频率。
在本发明一些实施例中，辅助电路150包括辅助电感Lau和辅助电容Cau；
其中，辅助电感Lau的第一端与第一原边桥式电路110的输出端连接，辅助电感Lau的第二端与辅助电容Cau的第一端连接，辅助电容Cau的第二端与第二原边桥式电路120的输出端连接。
需要说明的是，在本发明实施例中，该辅助电感Lau用于在第一原边桥式电路110与第二原边桥式电路120间驱动信号交错时储存能量，并与滞后桥臂中开关管的寄生电容进行谐振，以实现第一原边桥式电路110和第二原边桥式电路120中滞后桥臂的ZVS。
参照图2，图2为本发明提供的IPOS移相全桥电路一实施例的工作波形示意图；
需要说明的是，图2中的Vrect1为图1中的V01,Vrect2为图1中的V02,Vrect为图1中的V0；在本发明实施例中，由于控制方式的对称性，本发明提供的IPOS移相全桥电路在一个开关周期内存在12种工作模态，且正负半周对称，前半开关周期的分析如下：
对于模态0（t0-t1），第一原边桥式电路110中第一开关管S1与第四开关管S4导通，但由于其原边电流不足以提供负载电流，第一至第四整流二极管全部导通续流，逆变电路130的输出电压V01为0，外部电源输入电压Vin全部加在第一谐振电感Lr1上，第一原边桥式电路110的原边电流ip1线性增加，且其计算公式为：
式中Vin为外部电源输入电压，Lr1为第一谐振电感，对于第二原边桥式电路120，在t0时刻第六开关管S6和第七开关管S7导通，第六整流二极管DR6和第七整流二极管DR6导通，整流电路140输出电压V02为负载供电，t时刻第二滤波电感Lf2的电流iLf2（t）为：
第二滤波电感Lf2的电流线性增加，第二原边桥式电路120的原边电流ip2等于第二滤波电感Lf2电流折算值，因此也线性增加；
由于第四开关管S4于第六开关管S6导通，辅助电路150两端的电压为下正上负的Vin，流过辅助电感Lau的电流iau为：
。
对于模态1（t1-t2），在t1时刻第一原边桥式电路110的原边电流ip1等于逆变电路130副边电流折算值nif1，第一二极管C1和第四二极管C4由于反压而关断，逆变电路130此时有电压输出，由于第二原边桥式电路120中各个开关管的状态不变，第二原边桥式电路120的工作状态与模态0相同，此时流过第一滤波电感Lf1的电流iLf1为：
此时辅助电路150两端的电压依旧为下正上负的Vin，电流iau先线性减小后反向增大。
对于模态2（t2-t3），在t2时刻关断第七开关管S7，由第二谐振电感Lr52续流，第二原边电流ip2的方向不变，第二原边电流ip2由第七开关管S7转移到第五寄生电容C5和第七寄生电容C7支路中，使第五寄生电容C5放电，第七寄生电容C7充电，当第五寄生电容C5放电完成后，第五开关管S5的二极管D5导通，整流输出电压V02为0，此后开通第五开关管S5可以实现ZVS；第一原边桥式电路110各开关管状态不变，此时仅由逆变电路130输出电压V01给负载供电，且第四开关管S4和第六开关管S6依旧导通，因此电流iau此时反向增大。
对于模态3（t3-t4），在t3时刻关断第六开关管6，由辅助电感Lau续流，电流iau方向不变，辅助电感Lau和第二谐振电感Lr2一起与第六开关管S6的第六寄生电容C6和第八开关管S8的第八寄生电容C8进行谐振，电流iau从S6转移至C6和C8支路中，使C8放电，C6充电，当C8放电结束后，第八开关管S8的二极管D8导通，辅助电感Lau两端电压被钳位为0，此后开通第八开关管S8，可以实现ZVS；由于D8续流导通，输入电压Vin全部加在第二谐振带你干Lr2上，此时第二原边桥式电路120的原边电流ip2随时间t先线性减小再反向增大，其值为：
第一原边桥式电路110的工作状态与模态2中相同，因此只有逆变电路130输出电压V01给负载供电。
对于模态4（t4-t5），在t4时刻第二原边桥式电路120的原边电流ip2等于第二滤波电感的电流的折算值nilf2，第五整流二极管Dr5与第八整流二极管Dr8承受反压而关断，整流电路140的整流输出电压为Vrect2，第一原边桥式电路110状态与模态3相同，此时，逆变电路130输出电压Vrect1和整流电路140输出电压Vrect2一起为负载供电；t时刻流过第二滤波电感Lf2的电流iLf2（t）为：
第二滤波带你干的电流线性增加，第二原边桥式电路120的电流ip2等于第二滤波电感的电流折算值，因此也线性增加；第四开关管S4和第八开关管S8导通，辅助电感Lau两端的电压被钳位为0，电流iau基本不变。
对于模态5（t5-t6），在t5时刻关断S1，由第一谐振电感Lr1续流，第一原边桥式电路110的原边电流ip1的方向不变，ip1从S1转移到第一寄生电容C1和第三寄生电容C3支路中，给C3放电，C1充电，当C3放电结束后，D3导通续流，逆变电路130输出电压V01被钳位为0，此后开通开关管S1可以实现ZVS；第二原边桥式电路120的工作状态与模态4相同，此时整流电路140输出电压V02向负载供电。
对于模态6（t6-t7），在t6时刻关断S4，由于辅助电感Lau续流， iau的方向不变，Lau和Lr1一起与第二寄生电容C2和第四寄生电容C4谐振，iau从S4转移到C2和C4支路中，给C2放电，C4充电；当C2放电结束后，第二开关管S2的二极管D2导通续流，此后开通开关管S8可以实现ZVS；由于D2续流导通，输入电压Vin全部加在第一谐振电感Lr1上，第一原边桥式电路110的原边电流ip1随时间t先线性减小后反向增大其值为：
第二原边桥式电路120的工作状态与模态5中相同，因此只有整流输出电压V02向负载供电；辅助电感Lau两端电压为上正下负的Vin，电流iau随时间t线性减小，iau(t)为：
。
在t7时刻，上述第一原边桥式电路110和第二原边桥式电路120进入开关周期的下半周期，其工作原理与开关周期上半周期工作原理类似，在此不做赘述。
在本发明一些实施例中，辅助电感应当满足如下条件：
其中，为辅助电感、/>为开关周期、/>为开关管寄生电容。
在本发明一些实施例中，IPOS移相全桥电路的死区时间应当满足如下条件：
其中，为死区时间，/>为辅助电感、/>为开关周期、/>为开关管寄生电容。
在本发明一些实施例中，辅助电容应当满足如下条件：
其中，为辅助电容、/>为辅助电感、/>为开关周期。
需要说明的是，当第一原边桥式电路110或第二原边桥式电路120的超前桥臂开关管关断时，谐振电感或变压器漏感和副边滤波电感在原边的等效值一起与超前桥臂开关管的寄生电容谐振，给下一时间段要开通开关管的寄生电容放电，当寄生电容放电结束后，其反并联的二极管导通，这时开通相应开关管可以实现开关管的ZVS。在开关管超前桥臂关断时与开关管结电容谐振的等效电感较大，因此第一原边桥式电路110或第二原边桥式电路120的超前桥臂的开关管能在较宽的负载范围内实现ZVS；当第一原边桥式电路110或第二原边桥式电路120的滞后桥臂开关管关断时，逆变桥臂输出电压VAB被钳位为零，高频变压器原副边已失去耦合，此时只有原边谐振电感与滞后桥臂开关管寄生电容谐振，由于谐振电感很小，在轻载工况下，谐振电感的能量不足以实现滞后桥臂开关管的ZVS，因此，本发明实施例加入了辅助电路150，利用第一原边桥式电路110和第二原边桥式电路120的滞后桥臂开关管驱动信号的交错，在一个开关周期中辅助电路150两端的电压VEF在Vin—0—Vin—0重复使辅助电感Lau获得能量，从而使得在滞后桥臂开关管关断时第一谐振电感Lr1或第二谐振电感Lr2和辅助电感Lau能一起与滞后桥臂的寄生电容谐振实现滞后桥臂的ZVS。
参照图3，图3为本发明提供的IPOS移相全桥电路中辅助电路150一实施例的工作波形示意图，图中VEF为辅助电感Lau两端电压，iau为流过辅助电感Lau的电流。
可以理解的是，电流iau最大值只与第二原边桥式电路120滞后于第一原边桥式电路110对于开关管有关，与负载大小无关，为实现IPOS移相全桥电路的ZVS，辅助电感Lau的能力应大于开关管寄生电容完成充放电所需要的最低能量，即辅助电感应当满足如下条件：
其中，为辅助电感、/>为开关周期、/>为开关管寄生电容；
滞后桥臂开关管寄生电容需要在死区时间内完成充放电，因此IPOS移相全桥电路的死区时间应当满足如下条件：
其中，为死区时间，/>为辅助电感、/>为开关周期、/>为开关管寄生电容。
为了确保辅助电路150中无直流偏置电流，辅助电路150中串联了隔离直电容Cau，该电容需要确保辅助电路150谐振频率小于开关频率的五分之一，因此辅助电容Cau应当满足如下条件：
其中，为辅助电容、/>为辅助电感、/>为开关周期。
进一步的，本发明实施例还提出一种IPOS移相全桥开关变换器，该开关变换器包括上述的IPOS移相全桥电路，该开关变换器的具体实施例参照上述电子锁电池充放电保护电路的实施例，在此不做赘述。
以上对本发明所提供的IPOS移相全桥及开关变换器进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种IPOS移相全桥电路，其特征在于，包括第一原边桥式电路、第二原边桥式电路、逆变电路、整流电路、第一变压器、第二变压器和辅助电路；
其中，所述第一原边桥式电路的输入端与所述第二原边桥式电路的输入端并联，所述第一原边桥式电路的输出端通过所述第一变压器与所述逆变电路的输入端连接，所述第二原边桥式电路的输出端通过所述第二变压器与所述整流电路的输入端连接，所述逆变电路的输出端与所述整流电路的输出端串联，所述第一原边桥式电路的输出端通过所述辅助电路与所述第二原边桥式电路的输出端连接；
所述辅助电路用于存储能量以及与所述第一原边桥式电路和所述第二原边桥式电路中开关管的寄生电容进行谐振，
其中，所述辅助电路包括辅助电感和辅助电容/>，且所述辅助电感和辅助电容满足如下条件：
式中的为开关周期、/>为开关管寄生电容、/>为开关周期。
2.根据权利要求1所述的IPOS移相全桥电路，其特征在于，所述第一原边桥式电路包括第一至第四开关管、第一谐振电感和第一隔直电容；
其中，第一开关管的集电极和第二开关管的集电极与外部电源的电源电压正输出端以及所述外部电源的电源电容的第一端连接，所述第一开关管的发射极与第三开关管的集电极以及所述第一谐振电感的第一端连接，所述第一谐振电感的第二端与所述第一变压器的原边正极连接，所述第二开关管的发射极与第四开关管的集电极以及所述第一隔直电容的第一端连接，所述第一隔直电容的第二端与所述第一变压器的原边负极以及所述辅助电路连接，所述第三开关管的发射极和所述第四开关管的发射极与电源电压负输出端以及所述电源电容的第二端连接。
3.根据权利要求2所述的IPOS移相全桥电路，其特征在于，所述第二原边桥式电路包括第五至第八开关管、第二谐振电感和第二隔直电容；
其中，第五开关管的集电极和第六开关管的集电极与所述电源电压正输出端以及所述电源电容的第一端连接，所述第五开关管的发射极与第七开关管的集电极以及所述第二谐振电感的第一端连接，所述第二谐振电感的第二端与所述第二变压器的原边正极连接，所述第六开关管的发射极与第八开关管的集电极以及所述第二隔直电容的第一端连接，所述第二隔直电容的第二端与所述第二变压器的原边负极以及所述辅助电路连接，所述第七开关管的发射极和所述第八开关管的发射极与所述电源电压负输出端以及所述电源电容的第二端连接。
4.根据权利要求3所述的IPOS移相全桥电路，其特征在于，所述逆变电路包括第一至第四整流二极管、第一滤波电感和第一滤波电容；
其中，第一整流二极管的阳极和第三整流二极管的阴极与所述第一变压器的副边正极连接，第二整流二极管的阳极和第四整流二极管的阴极与所述第一变压器的副边负极连接，所述第一整流二极管的阴极和所述第二整流二极管的阴极与所述第一滤波电感的第一端连接，所述第一滤波电感的第二端与所述第一滤波电容的第一端以及负载连接，所述第三整流二极管的阳极、所述第四整流二极管的阳极以及所述第一滤波电容的第二端与所述整流电路的正输出端连接。
5.根据权利要求4所述的IPOS移相全桥电路，其特征在于，所述整流电路包括第五至第八整流二极管、第二滤波电感和第二滤波电容；
其中，第五整流二极管的阳极和第七整流二极管的阴极与所述第二变压器的副边正极连接，第六整流二极管的阳极和第八整流二极管的阴极与所述第二变压器的副边负极连接，所述第五整流二极管的阴极和所述第六整流二极管的阴极与所述第二滤波电感的第一端连接，所述第二滤波电感的第二端与所述第二滤波电容的第一端以及所述逆变电路的输出端连接，所述第七整流二极管的阳极、所述第八整流二极管的阳极以及所述第二滤波电容的第二端与负载连接。
6.根据权利要求5所述的IPOS移相全桥电路，其特征在于，所述辅助电感的第一端与所述第一原边桥式电路的输出端连接，所述辅助电感的第二端与所述辅助电容的第一端连接，所述辅助电容的第二端与所述第二原边桥式电路的输出端连接。
7.根据权利要求6所述的IPOS移相全桥电路，其特征在于，所述IPOS移相全桥电路的死区时间应当满足如下条件：
其中，为死区时间，/>为辅助电感、/>为开关周期、/>为开关管寄生电容。
8.一种IPOS移相全桥开关变换器，其特征在于，包括权利要求1-7任一项所述的IPOS移相全桥电路。
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