CN116979806B - 开关控制电路及方法、功率转换系统 - Google Patents

开关控制电路及方法、功率转换系统 Download PDF

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CN116979806B CN202311226618.5A CN202311226618A CN116979806B CN 116979806 B CN116979806 B CN 116979806B CN 202311226618 A CN202311226618 A CN 202311226618A CN 116979806 B CN116979806 B CN 116979806B
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Abstract

本申请公开了一种开关控制电路及方法、功率转换系统，涉及电子电路技术领域。开关控制电路应用于功率转换电路。开关控制电路包括比较支路与反馈支路。比较支路根据公共节点的电压与第一电压之间的电压差的极性來控制功率转换电路中第二功率开关关断。反馈支路在第二功率开关关断并延时第一时长后基于第一信号的极性输出反馈信号，并调节第一电压。第一信号为电压差或公共节点的电压。第一信号的极性为正则减小第一电压以使比较支路提前关断第二功率开关；第一信号的极性为负则增大第一电压以使比较支路延迟关断第二功率开关。通过上述方式，能够在检测到流经电感的电流过零的时刻附近控制第二功率开关关断，以提高功率转换效率。

Description

开关控制电路及方法、功率转换系统
技术领域
本申请涉及电子电路技术领域，特别是涉及一种开关控制电路及方法、功率转换系统。
背景技术
功率转换电路（如Buck converters，降压转换器）通过分别控制上端和下端两个功率开关管的导通和关断的时间长度来有效实现从高电压到低电压的转换，并取得较高的功率转换效率。其中，两个开关功率管之间的连接节点还与电感连接。
功率转换电路可以工作在DCM模式（discontinuous conduction mode, 断续导通模式）下。并且，当功率转换电路工作在DCM模式时，需要在检测到流经电感的电流过零的时刻控制下端的功率开关管关断，以减少在两个功率开关管的寄生二极管上的功率损耗，从而提高功率转换效率。因此，如何在检测到流经电感的电流过零的时刻控制下端的功率开关管关断就显得尤为重要。
发明内容
本申请旨在提供一种开关控制电路及方法、功率转换系统，能够在检测到流经电感的电流过零的时刻附近控制第二功率开关关断，以提高功率转换效率。
为实现上述目的，第一方面，本申请提供一种开关控制电路，应用于功率转换电路，所述功率转换电路包括第一功率开关、第二功率开关与电感，所述第一功率开关与所述第二功率开关连接于输入电压总线及地之间，所述电感连接于所述第一功率开关和所述第二功率开关之间的公共节点与输出电压总线之间，所述开关控制电路包括：
比较支路与反馈支路，所述比较支路与所述反馈支路连接；
所述比较支路用于输入所述公共节点的电压，并根据所述公共节点的电压与第一电压之间的电压差的极性输出控制所述第二功率开关关断的控制信号；
所述反馈支路用于在所述比较支路关断所述第二功率开关并延时第一时长后基于第一信号的极性输出反馈信号，并基于所述反馈信号调节所述第一电压，其中，所述第一信号为所述电压差或所述公共节点的电压，若所述第一信号的极性为正，则减小所述第一电压，以使所述比较支路提前关断所述第二功率开关；若所述第一信号的极性为负，则增大所述第一电压，以使所述比较支路延迟关断所述第二功率开关。
在一种可选的方式中，所述比较支路包括第一比较器与控制器，或者，所述比较支路包括第一比较器、第二比较器与控制器；
所述控制器连接于所述第一比较器及所述反馈支路之间；
所述第一比较器用于基于所述电压差输出第一比较信号至所述控制器；
所述控制器用于在所述第一比较信号的电平转换时输出所述控制信号并保持，同时延时所述第一时长后输出一个脉冲至所述反馈支路；
当所述比较支路包括第一比较器与控制器，且不包括第二比较器时，所述反馈支路还用于基于所述脉冲对第一比较信号进行采样并产生所述反馈信号，以及根据所述反馈信号调节所述第一电压；
当所述比较支路包括第一比较器、第二比较器与控制器时，所述第二比较器连接于所述公共节点及所述反馈支路之间；
所述第二比较器用于基于所述公共节点的电压的极性输出第二比较信号至所述反馈支路；
所述反馈支路还用于基于所述脉冲对第二比较信号进行采样并产生所述反馈信号，以及根据所述反馈信号调节所述第一电压。
在一种可选的方式中，当所述比较支路包括第一比较器与控制器，且不包括第二比较器时，所述第一比较器的输出端与所述控制器连接，所述控制器与所述反馈支路连接；
所述第一比较器的第一输入端输入所述电压差，所述第一比较器的第二输入端接地，或者，所述第一比较器的第一输入端输入所述公共节点的电压，所述第一比较器的第二输入端输入所述第一电压。
在一种可选的方式中，当所述比较支路包括第一比较器、第二比较器与控制器时，所述第二比较器的第一输入端与所述公共节点连接，所述第二比较器的第二输入端接地，所述第二比较器的输出端与所述反馈支路连接，所述第一比较器的输出端与所述控制器连接，所述控制器与所述反馈支路连接；
所述第一比较器的第一输入端输入所述电压差，所述第一比较器的第二输入端接地，或者，所述第一比较器的第一输入端输入所述公共节点的电压，所述第一比较器的第二输入端输入所述第一电压。
在一种可选的方式中，所述反馈支路包括D触发器与电压校准单元，所述D触发器与所述控制器连接；
所述电压校准单元用于基于所述反馈信号调节所述第一电压；
当所述比较支路包括第一比较器与控制器，且不包括第二比较器时，所述D触发器连接于所述第一比较器及所述电压校准单元之间；
所述D触发器用于在接收到所述脉冲时，采样所述第一比较信号以生成所述反馈信号，并将所述反馈信号输入至所述电压校准单元；
当所述比较支路包括第一比较器、第二比较器与控制器时，所述D触发器连接于所述第二比较器及所述电压校准单元之间；
所述D触发器用于在接收到所述脉冲时，采样所述第二比较信号以生成所述反馈信号，并将所述反馈信号输入至所述电压校准单元。
在一种可选的方式中，所述D触发器的时钟输入端与所述控制器连接，以接收所述脉冲信号，所述D触发器的输出端与所述电压校准单元连接，以输出所述反馈信号至所述电压校准单元；
当所述比较支路包括第一比较器与控制器，且不包括第二比较器时，所述D触发器的信号输入端与所述第一比较器的输出端连接，以输入所述第一比较信号；
当所述比较支路包括第一比较器、第二比较器与控制器时，所述D触发器的信号输入端与所述第二比较器的输出端连接，以输入所述第二比较信号。
在一种可选的方式中，所述电压校准单元还用于：
配置数字校正码的第一位为1，其中，所述数字校正码包括N位二进制数，N为≥1的整数；
在N个周期内，基于所述反馈信号，由最高位到最低位依次设置所述数字校正码每一位对应的二进制数，其中，每一个脉冲对应一个周期；
在所述N个周期之后，基于所述反馈信号线性调节所述数字校正码；
基于所述数字校正码调节所述第一电压，其中，所述第一电压与所述数字校正码呈现正相关关系。
在一种可选的方式中，所述电压校准单元还用于：
在所述N个周期内，在第K个周期设置数字校正码的第K位时，将设置数字校正码的第K位设置为1，并将第K位之后的位设置为0；
若所述反馈信号对应的电压差的极性为负，则在第K个周期后保持第K位为1；
若所述反馈信号对应的电压差的极性为正，则在第K个周期后设置第K位为0；
其中，K从1依次增加至N，K为1时对应最高位，K为N时对应最低位。
在一种可选的方式中，所述电压校准单元还用于：
在所述N个周期之后，若所述反馈信号对应的电压差的极性为负，则将所述数字校正码加1；
若所述反馈信号对应的电压差的极性为正，则将所述数字校正码减1。
在一种可选的方式中，所述电压校准单元还用于：
在所述N个周期之后，计算第A个周期的数字校正码与第A-B个周期的数字校正码之间的差值，其中，A＞B≥1；
若所述差值大于或等于A-1，则返回执行配置数字校正码的第一位为1。
在一种可选的方式中，所述比较支路还包括可调电压源；
所述可调电压源连接于所述公共节点及所述第一比较器之间，或者，所述可调电压源连接于所述第一比较器与地之间；
所述可调电压源用于输出所述第一电压。
第二方面，本申请提供一种开关控制方法，应用于功率转换电路，所述功率转换电路包括第一功率开关、第二功率开关与电感，所述第一功率开关与所述第二功率开关连接于输入电压总线及地之间，所述电感连接于所述第一功率开关和所述第二功率开关之间的公共节点与输出电压总线之间，所述开关控制方法包括：
基于所述公共节点的电压与第一电压之间的电压差的极性控制所述第二功率开关关断；
在每次控制所述第二功率开关关断时延时第一时长，并在第一时长结束后基于第一信号的极性调节所述第一电压，其中，所述第一信号为所述电压差或所述公共节点的电压，若所述电压极性为正则减小所述第一电压，以控制所述第二功率开关提前关断；若所述电压极性为负则增大所述第一电压，以控制所述第二功率开关延迟关断。
在一种可选的方式中，所述基于所述公共节点的电压与第一电压之间的电压差的极性控制所述第二功率开关关断，包括：
在所述电压差的极性改变时控制所述第二功率开关关断。
在一种可选的方式中，所述基于第一信号的极性调节所述第一电压，包括：
配置数字校正码的第一位为1，其中，所述数字校正码包括N位二进制数，N为≥1的整数；
在N个周期内，基于所述第一信号的极性由最高位到最低位依次设置所述数字校正码每一位对应的二进制数；
在所述N个周期之后，基于所述第一信号的极性线性调节所述数字校正码；
基于所述数字校正码调节所述第一电压，其中，所述第一电压与所述数字校正码呈现正相关关系。
在一种可选的方式中，所述在N个周期内，基于所述第一信号的极性依次设置所述数字校正码每一位对应的二进制数，包括：
在N个周期内，在第K个周期设置数字校正码的第K位时，将设置数字校正码的第K位设置为1，并将第K位之后的位设置为0；
若所述第一信号的极性为负，则在第K个周期后保持第K位为1；
若所述第一信号的极性为正，则在第K个周期后设置第K位为0；
其中，K从1依次增加至N。
在一种可选的方式中，在所述N个周期之后，基于所述第一信号的极性线性调节所述数字校正码，包括：
在所述N个周期之后，若所述第一信号的极性为负，则将所述数字校正码加1；
若所述第一信号的极性为正，则将所述数字校正码减1。
在一种可选的方式中，所述方法还包括：
在所述N个周期之后，计算第A个周期的数字校正码与第A-B个周期的数字校正码之间的差值，其中，A＞B≥1；
若所述差值大于或等于A-1，则返回执行配置数字校正码的第一位为1。
第三方面，本申请提供一种功率转换系统，包括功率转换电路以及如上所述的开关控制电路；
所述功率转换电路包括第一功率开关、第二功率开关与电感，所述第一功率开关与所述第二功率开关连接于输入电压总线及地之间，所述电感连接于所述第一功率开关和所述第二功率开关之间的公共节点与输出电压总线之间；
所述开关控制电路与所述公共节点连接，所述开关控制电路用于控制所述第二功率开关关断。
本申请的有益效果是：本申请提供的开关控制电路应用于功率转换电路。功率转换电路包括第一功率开关、第二功率开关与电感。第一功率开关与第二功率开关连接于输入电压总线及地之间，电感连接于第一功率开关和第二功率开关之间的公共节点与输出电压总线之间。开关控制电路包括比较支路与反馈支路，比较支路与反馈支路连接。比较支路用于输入公共节点的电压，并根据公共节点的电压与第一电压之间的电压差的极性输出控制第二功率开关关断的控制信号。其中。反馈支路用于在比较支路关断第二功率开关并延时第一时长后基于第一信号的极性输出反馈信号，并基于反馈信号调节第一电压。其中，第一信号为电压差或公共节点的电压，若第一信号的极性为正，则减小第一电压，以使所述比较支路提前关断第二功率开关；若第一信号的极性为负，则增大第一电压，以使所述比较支路延迟关断第二功率开关。可见，当第一信号的极性为正时，可确定在关断第二功率开关时电感上残余的电流小于零（以将公共节点流向输出电压总线的电流记为正电流），进而可确定第二功率开关关晚了，此时，减小第一电压以提前关断第二功率开关；反之，当第一信号的极性为负时，可确定在关断第二功率开关时电感上残余的电流大于零，进而可确定第二功率开关关早了，此时，增大第一电压以延迟关断第二功率开关。通过上述方式的不断调节过程，最终能够实现在检测到流经电感的电流过零的时刻附近控制第二功率开关关断，从而有利于提高功率转换效率。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1为相关技术中的功率转换电路的电路结构示意图；
图2为图1所示的电路结构中的各信号的示意图；
图3为本申请实施例一提供的开关控制电路的结构示意图；
图4为与图3所示的结构对应的电路结构的示意图一；
图5为相关技术中的功率转换电路中各信号的示意图；
图6为图4所示的电路结构中的各信号的示意图；
图7为与图3所示的结构对应的电路结构的示意图二；
图8为与图3所示的结构对应的电路结构的示意图三；
图9为图8所示的电路结构中的各信号的示意图；
图10为与图3所示的结构对应的电路结构的示意图四；
图11为本申请实施例一提供的开关控制方法的流程图；
图12为图11所示的步骤112的一实施方式的示意图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
请参照图1，图1为相关技术中的功率转换电路100的结构示意图。如图1所示，功率转换电路100包括第一功率开关Q1、第二功率开关Q2与电感L1。其中，第一功率开关Q1与第二功率开关Q2连接于输入电压总线Vin及地之间。电感L1连接于第一功率开关Q1和第二功率开关Q2之间的公共节点P1与输出电压总线Vout之间。
功率转换电路100还包括输出电容Cout、比较器A1与逻辑控制单元A2。其中，输出电容Cout连接于输出电压总线Vout与地之间。比较器A1的同相输入端与公共节点P1连接，比较器A1的反相输入端接地，比较器A1的输出端与逻辑控制单元A2的输入端连接。逻辑控制单元A2输出表征功率转换电路100进入高阻态的指示信号tri。
具体地，该功率转换电路100通过分别控制第一功率开关Q1与第二功率开关Q2的导通和关断的时间长度来有效实现从输入电压总线Vin的高电压到输出电压总线Vout的低电压的转换。根据输出电压总线Vout所连接的负载上的电流的大小，功率转换电路100可以工作在CCM模式(continuous conduction mode,连续导通模式)或脉宽调制PWM模式，也可以工作在DCM模式(discontinuous conduction mode,非连续导通模式)或脉冲频率调制模式（PFM模式）下。同时，通过比较器在第二功率开关Q2导通的时间内来检测公共节点P1上电压的极性，从而判断流过电感L1的电流IL1的极性（在本申请的实施例中，以从公共节点P1流向输出电压总线Vout的电流的极性为正，即图1所示的电流IL1的方向为正），并以此产生表征功率转换电路100进入高阻态的指示信号tri。
请一并参照图1与图2，图2示出了图1所示的电路中各信号示意图。如图2中的（a1）部分所示，图2中的（a1）部分表示CCM模式下的各信号。其中，曲线L11表示PWM（Pulse WidthModulation，脉宽调制）信号；曲线L12表示电流IL1；曲线L13表示公共节点P1的电压；曲线L14表示比较器A1输出的信号dA1；曲线L15表示指示信号tri。
如图2中的（b1）部分所示，图2中的（b1）部分表示DCM模式下的各信号。其中，曲线L21表示PWM信号；曲线L22表示电流IL1；曲线L23表示公共节点P1的电压；曲线L24表示比较器A1输出的信号dA1；曲线L25表示指示信号tri。
其中，第一功率开关Q1与第二功率开关Q2受控于PWM信号与指示信号tri。
具体地，当PWM信号为高电平时，第一功率开关Q1被驱动导通，同时第二功率开关Q2被驱动截止。输入电压总线Vin上的电压为电感L1充电，流过电感L1的电流IL1持续增大。在一定时间后PWM信号变为低电平，第一功率开关Q1被驱动截止，同时第二功率开关Q2被驱动导通，使得公共节点P1接地。然后，流过电感L1的电流IL1开始下降。由于在CCM模式下，电流IL1会总是大于零，即在第二功率开关Q2导通期间公共节点P1的电压由于第二功率开关Q2的导通电阻的影响，总为负值。因此，比较器A1输出的信号dA1一直为低电平，使得指示信号tri也一直为低电平。在DCM模式下，在PWM信号由高电平变为低电平后，流过电感L1的电流IL1持续下降会到达零，而公共节点P1的电压会由负电压增加到超过零。此时，比较器A1输出的信号dA1会由低电平变为高电平，进而使得指示信号tri也变高电平。接着，第一功率开关Q1与第二功率开关Q2均被驱动截止，公共节点P1进入高阻态。直至下一个周期，PWM信号再次变高电平的同时也将指示信号tri复位为低电平，然后上述整个工作过程重复。
根据上述工作过程分析可知，比较器A1在DCM模式中起关键作用。一方面，比较器A1能够检测电流IL1过零的时刻，然后在这个时刻及时关断第二功率开关Q2。过早关断第二功率开关Q2会使电感L1上的残余电流由地端经第二功率开关Q2的寄生体二极管流入公共节点P1；而过晚关断第二功率开关Q2会使电感L1上的残余电流经第一功率开关Q1的寄生体二极管流入输入电压总线Vin，直到电流IL1降为零。在此期间，会造成在寄生体二极管上浪费很大的功率，尤其在轻负载时，极大地降低功率转换电路100的功率转换效率。另一方面，当负载上的电流发生变化时，还可以根据比较器A1的输出状态来动态控制功率转换电路100在DCM模式或者CCM模式进行切换，以最大优化在整个负载电流范围内的功率转化效率。
然而，比较器A1自身存在的输入等效失调电压和延迟时间会直接影响对公共节点P1的电压检测的精度，进而导致在DCM模式下关断第二功率开关Q2的时刻不准确，以及导致在关断第二功率开关Q2的时刻流过电感的残余电流误差增大。而设计极低失调电压和极短延迟时间的比较器非常具有难度，而且两者需要相互折中。例如，降低失调电压往往需要增大电路中晶体管的面积(和尺寸)以减小失配，然而这会增加内部节点的寄生电容，从而导致长的延迟时间。即使对比较器A1的失调电压或者延迟时间进行校准，也无法在各种情况下精准控制下第二功率开关Q2关断的适当时刻，以使得当关断第二功率开关Q2时流过电感L1的残余电流接近于零。
基于此，本申请提供一种开关控制电路，该开关控制电路根据第二功率开关Q2关断后电感L1上的残余电流造成的公共节点P1上的电压的极性来实时动态的调节第二功率开关Q2关断的时刻，以达到当关闭第二功率开关Q2时流过电感L1的残余电流接近于零，进而使得功率转换电路100能够实现其功率转换效率的最大化。
请参照图3，图3为本申请实施例提供的开关控制电路200的结构示意图。其中，开关控制电路200应用于功率转换电路。功率转换电路包括第一功率开关Q1、第二功率开关Q2与电感L1。第一功率开关Q1与第二功率开关Q2连接于输入电压总线Vin及地之间，电感L1连接于第一功率开关Q1和第二功率开关Q2之间的公共节点P1与输出电压总线Vout之间。其中，针对于功率转换电路的详细说明可参照上述实施例针对图1与图2的说明，这里不再赘述。
如图3所示，开关控制电路200包括比较支路201与反馈支路202。比较支路201与反馈支路202连接。
具体地，比较支路201用于输入公共节点P1的电压，并根据公共节点P1的电压与第一电压V1之间的电压差的极性输出控制第二功率开关Q2关断的控制信号。其中，若第一电压V1增大则会导致比较支路201延迟关断第二功率开关Q2，若第一电压V1减小则会导致比较支路201提前关断第二功率开关Q2。反馈支路202用于在比较支路201关断第二功率开关Q2并延时第一时长后基于电压差的极性输出反馈信号，并基于反馈信号调节第一电压V1。其中，若电压差的极性为正，则减小第一电压V1，以使比较支路201提前关断第二功率开关Q2；若电压差的极性为负，则增大第一电压V1，以使比较支路201延迟关断第二功率开关Q2。电压差的极性包括正与负。
在该实施例中，假设在当前周期，比较支路201控制第二功率开关Q2关断，接着在延时第一时长后，反馈支路202确定公共节点P1的电压与第一电压V1之间的电压差的极性为负，可确定在关断第二功率开关Q2时电感L1上残余的电流IL1大于零（以将公共节点P1流向输出电压总线Vout的电流记为正电流），进而可确定第二功率开关Q2关早了。此时，需控制第一电压V1增大，这样会导致在下一个周期比较支路201延迟输出控制第二功率开关Q2关断的控制信号，以延迟关断第二功率开关Q2。
假设在当前周期，比较支路201控制第二功率开关Q2关断，接着在延时第一时长后，反馈支路202确定电压差的极性为正，可确定在关断第二功率开关Q2时电感上残余的电流小于零，进而可确定第二功率开关Q2关晚了。此时，需控制第一电压V1减小，这样会导致在下一个周期比较支路201提前输出控制第二功率开关Q2关断的控制信号，以提前关断第二功率开关Q2。
通过上述方式的不断调节过程，最终能够实现在检测到流经电感L1的电流IL1过零的时刻附近控制第二功率开关Q2关断，从而有利于提高功率转换效率。
请参照图4，图4示例性示出了与图3所示的结构对应的第一种电路结构。
在一实施例中，如图4所示，比较支路201包括第一比较器U11与控制器U12。控制器U12连接于第一比较器U11及反馈支路202之间。
具体地，第一比较器U11的第一输入端输入电压差，第一比较器U11的第二输入端接地,第一比较器U11的输出端与控制器U12连接。控制器U12与反馈支路202连接。其中，在该实施例中，以第一比较器U11的第一输入端为同相输入端，第二输入端为反向输入端为例。
在该实施例中，第一比较器U11用于基于公共节点P1的电压与第一电压V1之间的电压差输出第一比较信号dU11至控制器U12。控制器U12用于在第一比较信号dU11的电平转换时输出控制信号S1并保持，同时延时第一时长后输出一个脉冲至反馈支路202。反馈支路202还用于基于脉冲对第一比较信号dU11进行采样并产生反馈信号，以及根据反馈信号调节第一电压V1。
在一实施例中，请继续参照图4，比较支路201还包括可调电压源U13。
其中，可调电压源U13连接于公共节点P1及第一比较器U11之间。可调电压源U13用于输出第一电压V1。
在一实施例中，请继续参照图4，反馈支路202包括D触发器U21与电压校准单元U22。
其中，D触发器U21与控制器U12连接，且D触发器U21连接于第一比较器U11及电压校准单元U22之间。具体为，D触发器U21的时钟输入端CLK与控制器U12连接，以接收脉冲信号PM1。D触发器U21的输出端Q与电压校准单元U22连接，以输出反馈信号VFB至电压校准单元U22。D触发器U21的信号输入端D与第一比较器U11的输出端连接，以输入第一比较信号dU11。
具体地，电压校准单元U22用于基于反馈信号VFB调节第一电压V1。D触发器U21用于在接收到脉冲时，采样第一比较信号dU11以生成反馈信号VFB，并将反馈信号VFB输入至电压校准单元U22。
以下将结合图5与图6对图4所示的电路结构的工作原理进行说明。
其中，图5的（a2）部分为在相关技术中的功率转换电路（例如图1所示的功率转换电路）中，第二功率开关Q2关断后电感L1上的残余电流大于零时的各信号；曲线L26为电流IL1；曲线L27为公共节点P1的电压；曲线L28为比较器U11输出的信号dU11。图5的（b2）部分为在相关技术中的功率转换电路中，第二功率开关Q2关断后电感L1上的残余电流小于零时的各信号；曲线L31为电流IL1；曲线L32为公共节点P1的电压；曲线L33为比较器U11输出的信号dU11。
如图5的（a2）部分所示，在t21时刻关断第二功率开关Q2，但此时电感L1上的残余电流IL1大于零，又由于第一功率开关Q1和第二功率开关Q2均截止，则电感L1上的电流IL1会由地端经第二功率开关Q2的寄生体二极管流入公共节点P1。由于第二功率开关Q2的寄生体二极管导通，在此期间公共节点P1的电压大约为-0.7V，直至电流IL1持续下降至零后公共节点P1的电压稳定至输出电压总线Vout的电压。
如图5的（b2）部分所示，在t31时刻关断第二功率开关Q2，但此时电感L1上的残余电流IL1小于零，负的电流IL1会经第一功率开关Q1的寄生体二极管流进输入电压总线Vin，使得公共节点P1的电压会瞬间上升到(Vin+0.7V)，随后由于公共节点P1为高阻态，电感L1和公共节点P1的寄生电容发生谐振使得公共节点P1的电压会震荡很长时间才能稳定到输出电压总线Vout的电压。
继而，如果在第二功率开关Q2关断时刻(即当指示信号tri由低电平变为高电平)后等待适当的时间(即对应上述实施例中的第一时长)，然后再一次对公共节点P1的电压的极性作采样并判断。此时，如果公共节点P1的电压为负则说明第二功率开关Q2关断时电感L1上残余电流IL1仍然大于零；反之如果公共节点P1的电压为正则说明电感L1上残余电流IL1小于零。并且，在图5所示的实施例中，对公共节点P1的电压的极性判断通过复用第一比较器U11实现。
进一步地，如图4所示，在第一比较器U11的同相输入端引入可调电压源U13。且可调电压源U13的输出的第一电压V1随着电压校准单元U22输出的校准信号AD1的增加而线性增大；或者第一电压V1随着校准信号AD1的减小而线性减小。
图6为图4所示的电路中的各信号的示意图。如图6所示，曲线L41为控制第一功率开关Q1与第二功率开关Q2的PWM信号；曲线L42为第一比较器U11输出的第一比较信号dU11可能出现的两种曲线；曲线L43为控制器U12输出的控制信号S1；曲线L44为控制器U12在输出控制信号S1并延时第一时长后输出的信号PM1；曲线L45为第一比较器U11的使能信号。
具体地，在每一次第一比较信号dU11由低电平变为高电平后，控制器U12会使得控制信号S1由低电平变为高电平，与此同时也生成信号PM1。信号PM1的上升沿比控制信号S1的上升沿延迟第一时长(其中，时刻t41与时刻t42之间的时间即为第一时长)。在一些实施方式中，第一时长可设置为30ns。然后在信号PM1的上升沿时刻用D触发器U21再次检测第一比较器U11的输出状态。如果此时第一比较信号dU11为低电平，说明关断第二功率开关Q2时电感L1上的残余电流IL1大于零，那么在下一个周期里应该增大校准信号AD1以增大第一比较器U11的输入等效失调电压（具体通过增加可调电压源U13输出的第一电压V1实现）。这样一来，公共节点P1的电压需要更大一些才能使第一比较信号dU11由低电平变为高电平。相应的，在第一比较信号dU11由低电平变为高电平时电感L1上的残余电流IL1也会比上一个周期更小一些，并且更接近于零。另一方面，如果第一比较信号dU11为高电平，说明关断第二功率开关Q2时电感L1上的残余电流IL1小于零，那么在下一个周期里应该减小校准信号AD1以减小比较器的输入等效失调电压。这样一来，公共节点P1的电压可以更小一些就能使输出第一比较信号dU11由低电平变为高电平。相应的，在第一比较信号dU11由低电平变为高电平时电感L1上的残余电流IL1也会比上一个周期负的更少一些，并且更接近于零。最终校准信号AD1会稳定在两个相差最小调节步进的状态之间，相应的电感L1上的残余电流IL1会在略大于零和略小于零之间来回跳跃。电感L1上的残余电流IL1的误差可以实现得极小，比如小于50mA。从而，控制信号S1由低电平变为高电平并使功率转换电路工作在高阻态后，公共节点P1的电压能很快稳定至输出电压总线Vout上的电压，则在第一功率开关Q1与第二功率开关Q2的寄生体二极管上基本不浪费功率。
通常第一比较器U11的使能信号只在第一功率开关Q1或第二功率开关Q2导通的时间内为高电平，在控制信号S1变为高电平后第一比较器U11的使能信号就会变为低电平以关闭第一比较器U11从而降低在高阻态期间的静态功耗，这尤其在极低负载情况下高阻态时间很长时极为有效。而在本申请的实施例中，由于第一比较器U11的输出状态需要在信号PM1的上升沿时刻被再次采样，因此第一比较器U11的使能信号为高电平的时间被延长略多于第一时长的时间（如曲线L45所示，第一比较器U11的使能信号为高电平的时间被延长至时刻t43）。此延长的时间与整个开关周期相比可忽略不计，因此其造成的额外功耗增加也可忽略不计。
进一步地，为了快速完成上述校正过程以找到稳定的校准信号AD1，本申请的实施例还提出一种由电压校准单元U22实现的自适应校准算法。具体地，电压校准单元U22还用于执行如下方法步骤：配置数字校正码的第一位为1，其中，数字校正码包括N位二进制数，N为≥1的整数；在N个周期内，基于反馈信号，由最高位到最低位依次设置数字校正码每一位对应的二进制数，其中，每一个脉冲对应一个周期；在N个周期之后，基于反馈信号线性调节数字校正码；基于数字校正码调节第一电压，其中，第一电压与数字校正码呈现正相关关系。
其中，数字校正码即对应上述实施例中的校准信号AD1。
具体地，在一些实施方式中，电压校准单元U22所执行的在N个周期内，基于反馈信号，由最高位到最低位依次设置数字校正码每一位对应的二进制数这一步骤的具体实现过程为：在N个周期内，在第K个周期设置数字校正码的第K位时，将设置数字校正码的第K位设置为1，并将第K位之后的位设置为0；若反馈信号对应的电压差的极性为负，则在第K个周期后（包括第K个周期的结束时刻或者第K个周期的结束时刻之后的任一时间（例如第K+1个周期））保持第K位为1；若反馈信号对应的电压差的极性为正，则在第K个周期后设置第K位为0；其中，K从1依次增加至N，K为1时对应最高位，K为N时对应最低位。
以N=3为例。首先，K=1，在第一个周期内将设置数字校正码的第一位设置为1，并将第一位之后的位设置为0。若在第一个周期内的反馈信号对应的电压差的极性为负，则在第一个周期后保持第一位为1；若在第一个周期内的反馈信号对应的电压差的极性为正，则在第一个周期后设置第一位为0。接着，K=2。在第二个周期内将设置数字校正码的第二位设置为1，并将第二位之后的位设置为0。若在第二个周期内的反馈信号对应的电压差的极性为负，则在第二个周期后保持第二位为1；若在第二个周期内的反馈信号对应的电压差的极性为正，则在第二个周期后设置第二位为0。最后，K=3。在第三个周期内将设置数字校正码的第三位设置为1，并将第三位之后的位设置为0。若在第三个周期内的反馈信号对应的电压差的极性为负，则在第三个周期后保持第三位为1；若在第三个周期内的反馈信号对应的电压差的极性为正，则在第三个周期后设置第三位为0。至此，即完成了数字校正码的三位二进制数的设置。
在该实施例中，在开关控制电路上电之后，初始时将数字校正码设置为中间值(即将数字校正码的第一位设置为1，得到10…0)。然后，当功率转换电路进入DCM模式时，首先，设置数字校正码的第K位(K从最高位往最低位数，也就是K依次等于1,2,…N)为1，并设置其他所有位（除第K位的其他位）为0。接着，如果第一比较信号dU11由信号PM1进行采样后为低电平，即反馈信号VFB对应的电压差极性为低电平，则在下一个周期里保持第K位为1；否则如果第一比较信号dU11由信号PM1采样后为高电平，即反馈信号VFB对应的电压差极性为高电平，则在下一个周期里修改第K位为0。然后下一位（第K+1位）再设置为1，并重复上述步骤直到最低位（K=N）完成上述操作。
在另一些实施例中，电压校准单元U22所执行的在N个周期之后，基于反馈信号线性调节数字校正码这一步骤的具体实现过程为：在N个周期之后，若反馈信号对应的电压差的极性为负，则将数字校正码加1；若反馈信号对应的电压差的极性为正，则将数字校正码减1。
具体地，在完成前N个周期的算法之后，关断第二功率开关Q2时电感L1的残余电流IL1已经非常接近于零，为了能实时检测并保证电感L1的残余电流IL1更加接近于零，接下来可线性调节第一电压V1。即如果第一比较信号dU11由信号PM1进行采样后为低电平，即反馈信号VFB对应的电压差极性为低电平，那么在下一个周期里就把AD1数字校正码增加1；如果第一比较信号dU11由信号PM1进行采样后为高电平，即反馈信号VFB对应的电压差极性为高电平，那么在下一个周期里就把AD1数字校正码减少1。如此一来，最终数字校正码会稳定在两个相差为1的码之间。相应的电感L1上的残余电流IL1会在略大于零和略小于零之间来回跳跃。从而，控制信号S1由低电平变为高电平使功率转换电路工作在高阻态后，公共节点P1的电压能很快稳定至输出电压总线Vout上的电压，则在第一功率开关Q1与第二功率开关Q2的寄生体二极管上基本不浪费功率。
在一实施例中，在电压校准单元U22执行在N个周期之后，基于反馈信号线性调节数字校正码这一步骤之后，电压校准单元U22还用于执行如下方法步骤：在N个周期之后，计算第A个周期的数字校正码与第A-B个周期的数字校正码之间的差值，其中，A＞B≥1；若差值大于或等于A-1，则返回执行配置数字校正码的第一位为1。
以A=5，B=1为例，计算第一个周期的数字校正码与第四个周期的数字校正码之间的差值。若该差值大于或等于4，说明每一个周期都需要往增加数字校正码的方式进行调节。在该种情况下，功率转换电路的工作条件可能已发生变化而导致电感L1上的残余电流误差变得比较大，那么需要重新回到算法的最开始（即回到配置数字校正码的第一位为1这一步骤）来重新寻找正确的数字校正码。这里的周期数和校正码差值的门限可以根据实际的应用情况进行设定，本申请实施例对此不作具体限制，例如本申请实施例将校正码差值的门限设置为A-1。
需要说明的是，上述实施例中电压校准单元U22所执行的方法步骤可适用于本申请任一实施例，后续不再重复描述。
请参照图7，图7示例性示出了与图3所示的结构对应的第二种电路结构。
其中，图7所示的电路结构与图4所示的电路结构的区别在于：图4所示的电路结构将可调电压源U13连接在公共节点P1与第一比较器U1的同相输入端之间，而图7所示的电路结构将可调电压源U13连接在第一比较器U11的反相输入端与地之间。此时，在图7中，第一比较器U11的第一输入端输入公共节点P1的电压，第一比较器U11的第二输入端输入第一电压V1。但可以理解的是，图7所示的电路结构的具体实现过程与图4类似，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。
请参照图8，图8示例性示出了与图3所示的结构对应的第三种电路结构。
在一实施例中，如图8所示，比较支路201包括第一比较器U11、第二比较器U14与控制器U12。
其中，控制器U12连接于第一比较器U11及反馈支路202之间。第二比较器U14连接于公共节点P1及反馈支路202之间。具体地，第二比较器U14的第一输入端与公共节点P1连接。第二比较器U14的第二输入端接地。第二比较器U14的输出端与反馈支路202连接。第一比较器U11的输出端与控制器U12连接。控制器U12与反馈支路202连接。第一比较器U11的第一输入端输入公共节点P1的电压与第一电压V1之间电压差。第一比较器U11的第二输入端接地。
在该实施例中，第一比较器U11用于基于电压差的极性输出第一比较信号dU11至控制器U12。控制器U12用于在第一比较信号dU11的电平转换时输出控制信号S1并保持，同时延时第一时长后输出一个脉冲至反馈支路202。第二比较器U14用于基于公共节点P1的电压的极性输出第二比较信号dU14至反馈支路。反馈支路202还用于基于脉冲对第二比较信号dU14进行采样并产生反馈信VFB号，以及根据反馈信号VFB调节第一电压V1。
并且，在该实施例中，比较支路201同样包括可调电压源U13。
同时，反馈支路202同样包括D触发器U21与电压校准单元U22。与图5所示的电路的区别在于：D触发器U21连接于第二比较器U14及电压校准单元U22之间。具体为，D触发器U21的信号输入端与第二比较器U14的输出端连接，以输入第二比较信号dU14；并且，D触发器U21用于在接收到脉冲PM1时，采样第二比较信号dU14以生成反馈信号VFB，并将反馈信号VFB输入至电压校准单元U22。
以下结合图9对图8所示的电路结构的原理进行说明。
其中，图9为图8所示的电路中的各信号的示意图。如图9所示，曲线L51为控制第一功率开关Q1与第二功率开关Q2的PWM信号；曲线L52为第一比较器U11输出的第一比较信号dU11；曲线L53为控制器U12输出的控制信号S1；曲线L54为控制器U12在输出控制信号S1并延时第一时长后输出的信号PM1；曲线L55为第一比较器U11的使能信号；曲线L56为第二比较器U14输出的第二比较信号dU14可能出现的两种曲线。
具体地，在每一次第一比较信号dU11由低电平变为高电平后，控制器U12会使得控制信号S1由低电平变为高电平，与此同时也生成信号PM1。信号PM1的上升沿比控制信号S1的上升沿延迟第一时长(其中，时刻t51与时刻t52之间的时间即为第一时长)。然后在信号PM1的上升沿时刻(开始输出一个脉冲)用D触发器U21检测第二比较器U14的输出状态。如果此时第二比较信号dU14由信号PM1采样后为低电平，说明关断第二功率开关Q2时电感L1上的残余电流IL1大于零，那么在下一个周期里应该增大校准信号AD1以增大第一比较器U11的输入等效失调电压（具体通过增加可调电压源U13输出的第一电压V1实现）。这样一来，公共节点P1的电压需要更大一些才能使第二比较信号dU14由低电平变为高电平。相应的，在第二比较信号dU14由低电平变为高电平时电感L1上的残余电流IL1也会比上一个周期更小一些，并且更接近于零。另一方面，如果第二比较信号dU14由信号PM1采样后为高电平，说明关断第二功率开关Q2时电感L1上的残余电流IL1小于零，那么在下一个周期里应该减小校准信号AD1以减小比较器的输入等效失调电压。这样一来，公共节点P1的电压可以更小一些就能使输出第二比较信号dU14由低电平变为高电平。相应的，在第二比较信号dU14由低电平变为高电平时电感L1上的残余电流IL1也会比上一个周期负的更少一些，并且更接近于零。最终校准信号AD1会稳定在两个相差为1的码之间，相应的电感L1上的残余电流IL1会在略大于零和略小于零之间来回跳跃。从而，控制信号S1由低电平变为高电平并使功率转换电路工作在高阻态后，公共节点P1的电压能很快稳定至输出电压总线Vout上的电压，则在第一功率开关Q1与第二功率开关Q2的寄生体二极管上基本不浪费功率。
此外，在该实施例中，第一比较器U11的使能信号为高电平就不需要被延长一段时间了，只需要在第一功率开关Q1或第二功率开关Q2导通的时间内为高电平。
请参照图10，图10示例性示出了与图3所示的结构对应的第四种电路结构。
其中，图10所示的电路结构与图8所示的电路结构的区别在于：图8所示的电路结构将可调电压源U13连接在公共节点P1与第一比较器U1的同相输入端之间，而图10所示的电路结构将可调电压源U13连接在第一比较器U11的反相输入端与地之间。此时，在图10中，第一比较器U11的第一输入端输入公共节点P1的电压，第一比较器U11的第二输入端输入第一电压V1。但可以理解的是，图10所示的电路结构的具体实现过程与图8类似，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。
请参照图11，图11为本申请实施例提供的开关控制方法的流程图。其中，开关控制方法应用于功率转换电路。功率转换电路包括第一功率开关Q1、第二功率开关Q2与电感L1。第一功率开关Q1与第二功率开关Q2连接于输入电压总线Vin及地之间。电感L1连接于第一功率开关Q1和第二功率开关Q2之间的公共节点P1与输出电压总线Vout之间。其中，针对于功率转换电路的详细说明可参照上述实施例针对图1与图2的说明，这里不再赘述。
如图11所示，开关控制方法包括如下方法步骤：
步骤111：基于公共节点的电压与第一电压之间的电压差的极性控制第二功率开关关断。
步骤112：在每次控制第二功率开关关断时延时第一时长，并在第一时长结束后基于第一信号的极性调节第一电压，其中，第一信号为电压差或公共节点的电压，若电压极性为正则减小第一电压，以控制第二功率开关提前关断；若电压极性为负则增大第一电压，以控制第二功率开关延迟关断。
具体地，假设在当前周期控制第二功率开关Q2关断，接着在延时第一时长后，确定公共节点P1的电压与第一电压V1之间的电压差的极性为负，可确定在关断第二功率开关Q2时电感L1上残余的电流IL1大于零（以将公共节点P1流向输出电压总线Vout的电流记为正电流），进而可确定第二功率开关Q2关早了。此时，需控制第一电压V1增大，以在下一个周期延迟关断第二功率开关Q2。
假设在当前周期控制第二功率开关Q2关断，接着在延时第一时长后，反馈支路202确定电压差的极性为正，可确定在关断第二功率开关Q2时电感上残余的电流小于零，进而可确定第二功率开关Q2关晚了。此时，需控制第一电压V1减小，以在下一个周期提前关断第二功率开关Q2。
通过上述方式的不断调节过程，最终能够实现在检测到流经电感L1的电流IL1过零的时刻附近控制第二功率开关Q2关断，从而有利于提高功率转换电路的功率转换效率。
在一实施例中，步骤111中的基于公共节点的电压与第一电压之间的电压差的极性控制第二功率开关关断具体实现过程为：在电压差的极性改变时控制第二功率开关关断。
在一实施例中，如图12所示，步骤112中的基于第一信号的极性调节第一电压的具体实现过程可包括如下步骤：
步骤121：配置数字校正码的第一位为1，其中，数字校正码包括N位二进制数，N为≥1的整数。
步骤122：在N个周期内，基于第一信号的极性由最高位到最低位依次设置数字校正码每一位对应的二进制数。
步骤123：在N个周期之后，基于第一信号的极性线性调节数字校正码。
步骤124：基于数字校正码调节第一电压，其中，第一电压与数字校正码呈现正相关关系。
在一实施例中，步骤122中的在N个周期内，基于第一信号的极性由最高位到最低位依次设置数字校正码每一位对应的二进制数的具体实现过程可包括如下步骤：在N个周期内，在第K个周期设置数字校正码的第K位时，将设置数字校正码的第K位设置为1，并将第K位之后的位设置为0；若第一信号的极性为负，则在第K个周期后保持第K位为1；若第一信号的极性为正，则在第K个周期后设置第K位为0；其中，K从1依次增加至N。
在一实施例中，步骤123中的在N个周期之后，基于第一信号的极性线性调节数字校正码的具体实现过程可包括如下步骤：在N个周期之后，若第一信号的极性为负，则将数字校正码加1；若第一信号的极性为正，则将数字校正码减1。
在一实施例中，该开关控制方法还包括如下步骤：在N个周期之后，计算第A个周期的数字校正码与第A-B个周期的数字校正码之间的差值，其中，A＞B≥1；若差值大于或等于A-1，则返回执行配置数字校正码的第一位为1。
应理解，方法实施例中对功率转换电路的具体控制以及产生的有益效果，可以参考上述开关控制电路的实施例中的相应描述，为了简洁，这里不再赘述。
本申请实施例还提供一种功率转换系统，该率转换系统包括功率转换电路以及本申请任一实施例中的开关控制电路200。
其中，功率转换电路包括第一功率开关Q1、第二功率开关Q2与电感L1。第一功率开关Q1与第二功率开关Q2连接于输入电压总线Vin及地之间。电感L1连接于第一功率开关Q1和第二功率开关Q2之间的公共节点P1与输出电压总线Vout之间。其中，针对于功率转换电路的详细说明可参照上述实施例针对图1与图2的说明，这里不再赘述。
开关控制电路200与公共节点P1连接，开关控制电路200用于控制第二功率开关Q2关断。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；在本申请的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本申请的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (15)

1.一种开关控制电路，其特征在于，应用于功率转换电路，所述功率转换电路包括第一功率开关、第二功率开关与电感，所述第一功率开关与所述第二功率开关连接于输入电压总线及地之间，所述电感连接于所述第一功率开关和所述第二功率开关之间的公共节点与输出电压总线之间，所述开关控制电路包括：
比较支路与反馈支路，所述比较支路与所述反馈支路连接；
所述比较支路包括第一比较器与控制器；
所述第一比较器的第一输入端输入所述公共节点的电压与第一电压之间的电压差，所述第一比较器的第二输入端接地，或者，所述第一比较器的第一输入端输入所述公共节点的电压，所述第一比较器的第二输入端输入所述第一电压；
所述控制器连接于所述第一比较器及所述反馈支路之间；
所述第一比较器用于基于所述电压差输出第一比较信号至所述控制器；
所述控制器用于在所述第一比较信号的电平转换时输出控制所述第二功率开关关断的控制信号并保持，同时延时第一时长后输出一个脉冲至所述反馈支路；
所述反馈支路还用于基于所述脉冲对第一比较信号进行采样并产生反馈信号，以及根据所述反馈信号调节所述第一电压，其中，若所述第一比较信号为高电平，则减小所述第一电压,以使所述比较支路提前关断所述第二功率开关；若所述第一比较信号为低电平，则增大所述第一电压，以使所述比较支路延迟关断所述第二功率开关。
2.根据权利要求1所述的开关控制电路，其特征在于，所述反馈支路包括D触发器与电压校准单元，所述D触发器与所述控制器连接；
所述电压校准单元用于基于所述反馈信号调节所述第一电压；
所述D触发器连接于所述第一比较器及所述电压校准单元之间；
所述D触发器用于在接收到所述脉冲时，采样所述第一比较信号以生成所述反馈信号，并将所述反馈信号输入至所述电压校准单元。
3.根据权利要求2所述的开关控制电路，其特征在于，所述D触发器的时钟输入端与所述控制器连接，以接收所述脉冲信号，所述D触发器的输出端与所述电压校准单元连接，以输出所述反馈信号至所述电压校准单元；
所述D触发器的信号输入端与所述第一比较器的输出端连接，以输入所述第一比较信号。
4.根据权利要求2所述的开关控制电路，其特征在于，所述电压校准单元还用于：
配置数字校正码的第一位为1，其中，所述数字校正码包括N位二进制数，N为≥1的整数；
在N个周期内，基于所述反馈信号，由最高位到最低位依次设置所述数字校正码每一位对应的二进制数，其中，每一个脉冲对应一个周期；
在所述N个周期之后，基于所述反馈信号线性调节所述数字校正码；
基于所述数字校正码调节所述第一电压，其中，所述第一电压与所述数字校正码呈现正相关关系。
5.根据权利要求4所述的开关控制电路，其特征在于，所述电压校准单元还用于：
在所述N个周期内，在第K个周期设置数字校正码的第K位时，将设置数字校正码的第K位设置为1，并将第K位之后的位设置为0；
若所述反馈信号对应的电压差的极性为负，则在第K个周期后保持第K位为1；
若所述反馈信号对应的电压差的极性为正，则在第K个周期后设置第K位为0；
其中，K从1依次增加至N，K为1时对应最高位，K为N时对应最低位。
6.根据权利要求4所述的开关控制电路，其特征在于，所述电压校准单元还用于：
在所述N个周期之后，若所述反馈信号对应的电压差的极性为负，则将所述数字校正码加1；
若所述反馈信号对应的电压差的极性为正，则将所述数字校正码减1。
7.根据权利要求4所述的开关控制电路，其特征在于，所述电压校准单元还用于：
在所述N个周期之后，计算第A个周期的数字校正码与第A-B个周期的数字校正码之间的差值，其中，A＞B≥1；
若所述差值大于或等于A-1，则返回执行配置数字校正码的第一位为1。
8.根据权利要求1所述的开关控制电路，其特征在于，所述比较支路还包括可调电压源；
所述可调电压源连接于所述公共节点及所述第一比较器之间，或者，所述可调电压源连接于所述第一比较器与地之间；
所述可调电压源用于输出所述第一电压。
9.一种开关控制方法，其特征在于，应用于功率转换电路，所述功率转换电路包括第一功率开关、第二功率开关与电感，所述第一功率开关与所述第二功率开关连接于输入电压总线及地之间，所述电感连接于所述第一功率开关和所述第二功率开关之间的公共节点与输出电压总线之间，所述开关控制方法包括：
通过第一比较器判断所述公共节点的电压与第一电压之间的电压差的极性，并基于所述电压差的极性控制所述第二功率开关关断；
在每次控制所述第二功率开关关断时延时第一时长，并在第一时长结束后再次通过所述第一比较器判断所述电压差的极性，再基于所述电压差的极性调节所述第一电压，其中，若所述电压差的极性为正则减小所述第一电压，以控制所述第二功率开关提前关断；若所述电压差的极性为负则增大所述第一电压，以控制所述第二功率开关延迟关断。
10.根据权利要求9所述的开关控制方法，其特征在于，所述基于所述电压差的极性控制所述第二功率开关关断，包括：
在所述电压差的极性改变时控制所述第二功率开关关断。
11.根据权利要求9所述的开关控制方法，其特征在于，所述基于所述电压差的极性调节所述第一电压，包括：
配置数字校正码的第一位为1，其中，所述数字校正码包括N位二进制数，N为≥1的整数；
在N个周期内，基于所述电压差的极性由最高位到最低位依次设置所述数字校正码每一位对应的二进制数；
在所述N个周期之后，基于所述电压差的极性线性调节所述数字校正码；
基于所述数字校正码调节所述第一电压，其中，所述第一电压与所述数字校正码呈现正相关关系。
12.根据权利要求11所述的开关控制方法，其特征在于，所述在N个周期内，基于所述电压差的极性依次设置所述数字校正码每一位对应的二进制数，包括：
在N个周期内，在第K个周期设置数字校正码的第K位时，将设置数字校正码的第K位设置为1，并将第K位之后的位设置为0；
若所述电压差的极性为负，则在第K个周期后保持第K位为1；
若所述电压差的极性为正，则在第K个周期后设置第K位为0；
其中，K从1依次增加至N。
13.根据权利要求11所述的开关控制方法，其特征在于，在所述N个周期之后，基于所述电压差的极性线性调节所述数字校正码，包括：
在所述N个周期之后，若所述电压差的极性为负，则将所述数字校正码加1；
若所述电压差的极性为正，则将所述数字校正码减1。
14.根据权利要求11所述的开关控制方法，其特征在于，所述方法还包括：
在所述N个周期之后，计算第A个周期的数字校正码与第A-B个周期的数字校正码之间的差值，其中，A＞B≥1；
若所述差值大于或等于A-1，则返回执行配置数字校正码的第一位为1。
15.一种功率转换系统，其特征在于，包括功率转换电路以及如权利要求1-8任意一项所述的开关控制电路；
所述功率转换电路包括第一功率开关、第二功率开关与电感，所述第一功率开关与所述第二功率开关连接于输入电压总线及地之间，所述电感连接于所述第一功率开关和所述第二功率开关之间的公共节点与输出电压总线之间；
所述开关控制电路与所述公共节点连接，所述开关控制电路用于控制所述第二功率开关关断。
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