CN1169281C - 低压输出同步整流管的自驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种低压输出同步整流管的自驱动电路，包括不对称半桥的主功率MOSFET S₁、S₂，变压器Tr，同步整流管S₃、S₄，一个驱动绕组Na，两个二极管D₁和D₂、两个稳压管ZD₁和ZD₂、两个三极管Q₁和Q₂、两个三极管门极电阻R₁和R₂、两个电容C₁和C₂。该发明所涉及的电路极大地改善了同步整流管的在低压输出时的自驱动性能，并且结构简单，性能稳定、可靠。

Description

低压输出同步整流管的自驱动电路

本发明涉及低压输出同步整流管的自驱动电路，属电源领域。特别是指集成电路的电源。采用肖特基二极管作为输出整流二极管，其正向导通压降约为0.4～0.6V，因此在低压大电流输出时，输出二极管上的导通损耗很大。由于低电压功率MOSFET的导通电阻很小，80年代初即陆续将其应用于低压输出的DC-DC开关电源，称为同步整流管(Synchronous Rectifier)。

同步整流管的驱动方式有外驱动(Externally-driven)和自驱动(Self-driven)两种。外驱动方式虽然运用起来比较灵活，但却增加了电路的复杂性与成本，并相应使电路的可靠性下降。因此在小功率DC-DC变换器中同步整流管的驱动电路通常采用自驱动方式。图1(A)给出了一种不对称半桥电路中常用的自驱动电路，图1(B)则是电路中各点主要的波形。其中，V_gs1，V_gs2为不对称半桥电路的主功率MOSFET的门极电压波形，V_p为变压器原边电压波形，V_gs3，V_gs4为同步整流管的门极电压波形。虽然这种自驱动电路十分简单，但它只适合于输出电压为3V到6V的DC-DC变换器。根据图1，可得同步整流管S₃和S₄的门极电压为：

$V_{\mathrm{gs}3}=\frac{{2N}_s}{N_p}{\mathrm{DV}}_{\mathrm{in}}=\frac{2}{N}{\mathrm{DV}}_{\mathrm{in}}=\frac{V_o}{1-D}----\left(1\right)$

$V_{\mathrm{gs}4}=\frac{{2N}_s}{N_p}(1-D)V_{\mathrm{in}}=\frac{2(1-D)}{N}{V}_{\mathrm{in}}=\frac{V_o}{D}-------\left(2\right)$

其中，V_in为输入电压、V_o为输出电压、D为稳态工作的占空比、N为变压器原边到副边的匝比(以下同)。

如果假设电路在满载时，稳态占空比为30％，则V_gs3大约为1.4V_o，而V_gs4大约为3.3V_o。因为大多数同步整流管的门极驱动电压为4V到20V之间，因此只有当输出电压在2.9V到6V时电路才能正常工作。因为当输出电压低于2.9V时，同步整流管S₃无法驱动，而当输出电压大于6V时，同步整流管S₄会因为门极电压过高而损坏。

图2(A)给出了不对称半桥电路中同步整流管的另一种自驱动电路。其在图1(A)的基础上增加了一个驱动绕组N_a、两个二极管D₁、和D₂、两个稳压管ZD₁、和ZD₂，从而极大地改善了同步整流管的自驱动性能，图2(B)则是电路中各点主要的波形，其中V_gs1，V_gs2为不对称半桥电路的主功率MOSFET的门极电压波形，V_p为变压器原边电压波形，V_Na为驱动绕组上的电压波形，V_gs3，V_gs4为同步整流管的门极电压波形。由图2可得同步整流管S₃和S₄的门极电压为：

${\stackrel{\·}{V}}_{\mathrm{gs}3}=\frac{N_a}{N_p}{\mathrm{DV}}_{\mathrm{in}}-----\left(3\right)$

$V_{\mathrm{gs}4}=\frac{N_a}{N_p}(1-D)V_{\mathrm{in}}-----\left(4\right)$

该同步整流管的自驱动电路与前述电路相比，其优点为：

(1)将(3)式、(4)式与(1)式、(2)式比较可知，当输入电压V_in稳态工作的占空比D及变压器的原副边匝数N_p、N_s一定时，改进后的同步整流管的驱动电压仍能通过调整驱动绕组N_a的匝数，使同步整流管在电源输出电压低于3V或高于6V时都能获得正常工作所需的驱动电压。

(2)当同步整流管S₃导通时，二极管D₁将同步整流管S₄的门极电压钳位于零电压。从而在保证同步整流管S₄加近可靠关断的同时又不增加其门极的驱动损耗。二极管D₂对同步整流管S₄的作用也是如此。

(3)当同步整流管S₃(S₄)导通时，稳压管ZD₁(ZD₂)对门极的过电压有抑制作用，从而保护了门极，使其正常工作；而二极管D₁、D₂则确保稳压管S₄、S₃不出现共同导通现象。

该电路曾一度满足了工业界对同步整流管自驱动电路的要求，但随着近年来集成电路的电源电压的进一步降低，该电路的运用则受到了极大的挑战。如图2(A)所示，该电路在实际应用中有一个隐含的前提：

                   2N_s≥N_a                   (5)

如果2N_s≤N_a，则驱动绕组N_a，二极管D₁，变压器副边绕组2N_s和稳压管ZD₁(或者是驱动绕组N_a，二极管D₂，变压器副边绕组2N_s和稳压管ZD₂)所构成的回路将使线圈N_a短路。而当输出电压很低时，为了保证同步整流管也能正常导通，则在减小N_s的同时N_a却无法减小。从而当输出电压低到一定程度时，如图2(A)所示的自驱动电路将无法工作。

本发明的目的是要提供一种改进型的低压输出同步整流管的自驱动电路，使输出电压很低时也能获得正常工作的驱动电压。

本发明的目的是通过下述技术方案实现的：低压输出同步整流管的自驱动电路，包括不对称半桥的主功率MOSFET、变压器、两个同步整流管、一个电容、一个可调驱动绕组、两个二极管、两个稳压管；所述驱动绕组的两端连接到所述两个同步整流管的门极，所述其中任一同步整流管的门极与另一同步整流管的漏极之间连接有二极管，所述两个同步整流管的源极相连并通过所述两个稳压管连接到各自的门极；它的主要特点在于还设有两个三极管，所述第一三极管的基极连接到第一同步整流管的门极，发射极连接到变压器的副边绕组的一端，集电极连接到第一二极管的阴极；所述第二三极管的基极连接到第二同步整流管的门极，发射极连接到变压器的副边绕组的另一端，集电极连接到第二二极管的阴极。

所述两个三极管的作用是：当第二同步整流管导通时，第一三极管关断，切断驱动绕组N_a、第一二极管D₁、变压器副边绕组2N_s和第一稳压管ZD₁所构成的回路；而当第一同步整流管S₃导通时，第二三极管关断，切断驱动绕组N_a、二极管D₂、变压器副边绕组2N_s和稳压管ZD₂所构成的回路，有效地防止了当2N_s≤N_a时，线圈N_a发生短路的现象产生，从而使同步整流管在电源输出电压很低(即2N_s≤N_a)时也能获得正常工作的驱动电压。

本发明的低压输出同步整流管的自驱动电路，所述的两个三极管的基极分别串联有电阻，以避免三极管产生误动作。所述的两个三极管的基极限流电阻两端分别跨接电容，所述电容的作用是加速三极管的开通，从而确保同步整流管不出现共同导通现象。

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

图1(A)是现有技术不对称半桥电路中常用的自驱动电路。

图1(B)是图1(A)中各点的主要波形(D(50％)。

图2(A)是现有技术另一种不对称半桥电路的自驱动电路。

图2(B)是图2(A)中各点的主要波形。

图3是本发明不对称半桥电路的自驱动电路。

图4是本发明正激电路的自驱动电路。

图5是本发明全桥电路的自驱动电路。

图6是本发明对称半桥电路的自驱动电路。

图7是本发明正-反激混合型电路的自驱动电路。

图1、2为现有技术，在前面已经说明。参照图3，本发明的低压输出同步整流管的不对称半桥电路的自驱动电路，包括不对称半桥的主功率MOSFETS₁、S₂、变压器Tr、两个同步整流管S₃、S₄、一个电容C_b、一个驱动绕组Na、两个二极管D₁和D₂、两个稳压管ZD₁和ZD₂；所述驱动绕组Na的两端连接到所述两个同步整流管S₃、S₄的门极，所述其中任一同步整流管S₃、S₄的门极与另一同步整流管S₄、S₃的漏极之间连接有二极管D₂和D₁，所述两个同步整流管S₃、S₄的源极相连并通过所述两个稳压管ZD₁和ZD₂连接到各自的门极；还设有两个三极管Q₁、Q₂，所述三极管Q₁的基极连接到同步整流管S₃的门极，发射极连接到变压器Tr的副边绕组的一端，集电极连接到二极管D₁的阴极；所述三极管Q₂的基极连接到同步整流管S₄的门极，发射极连接到变压器Tr的副边绕组的另一端，集电极连接到二极管D₂的阴极。所述的两个三极管Q₁、Q₂的基极分别串联有限流电阻R₁、R₂，以避免三极管产生误动作。所述的两个三极管基极限流电阻R₁、R₂两端分别跨接电容C₁、C₂，所述电容C₁、C₂的作用是加速三极管Q₁、Q₂的开通，从而确保同步整流管S₄、S₃不出现共同导通现象。

我们可以清楚地看到，本发明在现有技术的基础上增加了两个三极管Q₁和Q₂，两个电容C₁和C₂以及两个三极管门极电阻R₁和R₂，其电路中各点主要的波形与图2(B)相同，且两个同步整流管的门极电压的表达式也与(3)式、(4)式相同。当同步整流管S₄导通时，三极管Q₁关断，切断了驱动绕组N_a，二极管D₁，变压器副边绕组2N_s和稳压管ZD₁所构成的回路，防止当了2N_s≤N_a时，线圈N_a发生短路。从而使同步整流管在电源输出电压很低(即2N_s≤N_a)时也能获得正常工作的驱动电压。三极管Q₂对同步整流管S₃的作用也是如此。当同步整流管S₄导通时，三极管Q₂开通，三极管Q₂与二极管D₂所构成的支路将同步整流管S₃的门极电压钳位于零电压。从而在保证同步整流管S₃可靠关断的同时又不增加其门极的驱动损耗。三极管Q₁与二极管D₁对同步整流管S₄的作用也是如此。电容C₁、C₂的作用是加速三极管Q₁、Q₂的开通，从而确保同步整流管S₄、S₃不出现共同导通现象。当同步整流管S₃(S₄)导通时，稳压管ZD₁(ZD₂)对门极的过电压有抑制作用，从而保护了门极，使其正常工作。

该自驱动电路不仅可以用于不对称半桥电路，还可以应用于正激电路。参照图4，正激电路包括变压器Tr原边电路和副边电路，原边电路包括主功率MOSFET S₁、S₂，变压器Tr的原边绕组Np，两个二极管D₁和D₂；副边电路包括副边绕组Ns，两个同步整流管S₃、S₄，电感L_f，电容Co和负载Ro；包括一个驱动绕组Na、两个二极管D₃和D₄、两个稳压管ZD₁和ZD₂、两个三极管Q₁和Q₂、基极限流电阻R₁和R₂、加速电容C₁和C₂的自驱动电路与副边电路的联接与图3实施例相同，区别仅在于自驱动电路的二极管标记由图3实施例中的D₁和D₂改成了D₃和D₄。

本发明的自驱动电路还可应用于全桥电路。参照如图5，该全桥电路包括变压器Tr原边电路和副边电路，原边电路包括主功率MOSFET S₁、S₂、S₃、S₄，变压器Tr的原边绕组Np，四个二极管D₁、D₂、D₃和D₄；副边电路包括副边绕组Ns，两个同步整流管S₅、S₆，电感L_f，电容Co和负载Ro；包括一个驱动绕组Na、两个二极管D₅和D₆、两个稳压管ZD₁和ZD₂、两个三极管Q₁、Q₂、基极限流电阻R₁和R₂、加速电容C₁、C₂的自驱动电路与副边电路的联接与图3实施例相同，区别仅在于自驱动电路的二极管标记由图3实施例中的D₁和D₂改成了D₅和D₆，同步整流管标记由S₃、S₄改为S₅、S₆。

本发明的自驱动电路还可应用于对称半桥电路，包括占空比接近50％的零电压型半桥电路。参照如图6，该对称半桥电路包括变压器Tr原边电路和副边电路，原边电路包括主功率MOSFET S₁、S₂，一个电容C_b、变压器Tr的原边绕组Np；副边电路包括副边绕组Ns，两个同步整流管S₃、S₄，电感L_f，电容Co和负载Ro；包括一个驱动绕组Na、两个二极管D₁和D₂、两个稳压管ZD₁和ZD₂、两个三极管Q₁、Q₂、基极限流电阻R₁和R₂、加速电容C₁、C₂的自驱动电路与副边电路的联接与图3实施例相同。

本发明的自驱动电路还可应用于正-反激混合型电路。参照如图7，该正-反激混合型电路包括变压器Tr.原边电路和副边电路，原边电路包括主功率MOSFET S₁、S₂，一个电容Cc、变压器Tr的原边绕组Np；副边电路包括副边绕组Ns，两个同步整流管S₃、S₄，电感L_f，电容Co和负载Ro；包括一个驱动绕组Na、两个二极管D₁和D₂、两个稳压管ZD₁和ZD₂、两个三极管Q₁、Q₂、基极限流电阻R₁和R₂、加速电容C₁、C₂的自驱动电路与副边电路的联接与图3实施例相同。

总之，该电路的结构并不复杂、但可靠性高，应用前景十分广阔。

Claims (3)

1、低压输出同步整流管的自驱动电路，包括不对称半桥的主功率MOSFET(S₁、S₂)、变压器(Tr)、两个同步整流管(S₃、S₄)、一个电容(C_b)、一个可调驱动绕组(Na)、两个二极管(D₁和D₂)、两个稳压管(ZD₁和ZD₂)；所述驱动绕组(Na)的两端连接到所述两个同步整流管(S₃、S₄)的门极，所述其中任一同步整流管(S₃、S₄)的门极与另一同步整流管(S₄、S₃)的漏极之间连接有二极管(D₂和D₁)，所述两个同步整流管(S₃、S₄)的源极相连并通过所述两个稳压管(ZD₁和ZD₂)连接到各自的门极；其特征在于：还设有两个三极管(Q₁、Q₂)，所述第一三极管(Q₁)的基极连接到第一同步整流管(S₃)的门极，发射极连接到变压器(Tr)的副边绕组的一端，集电极连接到第一二极管(D₁)的阴极；所述第二三极管(Q₂)的基极连接到第二同步整流管(S₄)的门极，发射极连接到变压器(Tr)的副边绕组的另一端，集电极连接到第二二极管(D₂)的阴极。

2、如权利要求1所述的低压输出同步整流管的自驱动电路，其特征在于所述的两个三极管(Q₁、Q₂)的基极分别串联有限流电阻(R₁、R₂)，以避免三极管产生误动作。

3、如权利要求2所述的低压输出同步整流管的自驱动电路，其特征在于所述的两个三极管基极限流电阻(R₁、R₂)两端分别跨接电容(C₁、C₂)，所述电容(C₁、C₂)的作用是加速三极管(Q₁、Q₂)的开通，从而确保同步整流管(S₄、S₃)不出现共同导通现象。

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