CN116918212A - 非接触供电系统 - Google Patents

Abstract

一种非接触供电系统，上述非接触供电系统从送电装置以非接触方式向受电装置供给电力，在角频率ω0的动作频率下，初级侧谐振电路(110)的初级侧电容器(114)的电容设定为与初级侧线圈(112)的自感(L1)进行谐振，三级侧谐振电路(310)的三级侧电容器(314)的电容设定为与三级侧线圈(312)的自感(L3)进行谐振，次级侧谐振电路(210)的次级侧电容器(214)的电容设定为使得由初级侧线圈(112)、次级侧线圈(212)和三级侧线圈(312)各自的自感和各自的互感产生的交流电力的无效电力分量变小。

Description

非接触供电系统

相关申请的援引

本申请以2021年2月25日申请的日本专利申请2021－028217号专利和2022年1月24日申请的日本专利申请2022－008670号专利为基础，在此援引其记载内容。

技术领域

本公开涉及一种非接触供电系统。

背景技术

提出了各种从作为初级侧的送电侧向作为次级侧的受电侧通过感应以非接触的方式供给电力的非接触供电系统。例如，在日本专利特表2002－508916号公报中公开了一种感应电力传输系统，该感应电力传输系统经由在系统频率下谐振的中间谐振环路，从初级感应导线(初级侧线圈)向次级谐振拾波电路感应电力。

发明内容

在此，对于包含在从初级侧的谐振电路向次级侧的谐振电路感应电力的非接触供电系统中的多个谐振电路，与现有技术同样地，在分别将谐振电路的电容器的电容设定为在感应的电力的频率下与谐振电路的线圈的自感进行谐振的情况下，存在导致感应的电力的功率因数降低的问题。而且，该感应的电力的功率因数降低的问题会导致向初级侧的谐振电路输出电力的装置侧的损耗增大的问题。初级侧的谐振电路的线圈与次级侧的谐振电路的线圈之间的耦合系数越高，该问题变得越显著。

本公开是为了解决上述技术问题的至少一部分而作出的，能够作为以下的方式或应用例来实现。

根据本公开的一个方式，提供了一种非接触供电系统，该非接触供电系统从送电装置以非接触方式向受电装置供给电力。该非接触供电系统包括：送电装置，上述送电装置具有由送电用的初级侧线圈和初级侧电容器构成的初级侧谐振电路以及向上述初级侧谐振电路施加预先设定的动作频率的交流电力的交流电源装置；受电装置，上述受电装置具有由与上述初级侧线圈磁耦合的受电用的次级侧线圈和次级侧电容器构成的次级侧谐振电路；以及三级侧谐振电路，上述三级侧谐振电路由三级侧线圈和三级侧电容器构成，上述三级侧线圈配置成分别与上述初级侧线圈及上述次级侧线圈磁耦合的状态，上述三级侧电容器与上述三级侧线圈一起构成短路谐振电路。上述初级侧电容器的电容以与自感L1的上述初级侧线圈在角频率ω0的上述动作频率下谐振的方式，设定为根据下式(1)的电容C1。上述三级侧电容器的电容以与自感L3的上述三级侧线圈在上述动作频率下谐振的方式，设定为根据下式(2)的电容C3。上述次级侧电容器的电容设定为使由上述初级侧线圈、上述次级侧线圈和上述三级侧线圈各自的自感和各自的互感产生的上述交流电力的无效电力分量变小。

[数学式1]

[数学式2]

根据该方式的非接触供电系统，在从送电装置向受电装置供电时，能够减小从交流电源装置向初级侧谐振电路施加的交流电力的无效分量，因此，能够抑制向初级侧谐振电路施加的交流电力的功率因数的降低。由此，能够降低交流电源装置侧的损耗。例如，在交流电源装置中包含逆变器或滤波器的情况下，能够降低在逆变器或滤波器中产生的损耗。另外，能够将初级侧谐振电路的初级侧电容器的电容及三级侧谐振电路的三级侧电容器的电容与表示初级侧线圈、次级侧线圈及三级侧线圈各自的耦合程度的耦合系数无关地设定。由此，容易增加能够从送电装置供电的受电装置的变化。

附图说明

参照附图和以下详细的记述，可以更明确本公开的上述目的、其他目的、特征和优点。附图如下所述。

图1是第一实施方式的非接触供电系统的示意结构图。

图2是表示第一实施方式的设定中的负载电阻与功率因数的关系的说明图。

图3是表示次级侧电容器的电容的误差与功率因数的关系的说明图。

图4是表示第二实施方式的初级侧线圈和三级侧线圈的配置的说明图。

图5是表示一体形成的初级侧线圈和三级侧线圈的结构的说明图。

图6是第三实施方式的非接触供电系统的示意结构图。

图7是表示第三实施方式的设定中的负载电阻与功率因数的关系的说明图。

图8A是表示次级侧电容器的电容的误差与功率因数的关系的说明图。

图8B是表示三级侧电容器的电容与初级侧线圈的线圈电流的关系的说明图。

图9是第四实施方式的非接触供电系统的示意结构图。

图10是第五实施方式的非接触供电系统的示意结构图。

图11是第五实施方式的非接触供电系统的另一示意结构图。

图12是表示非接触供电系统的各电路常数的设计条件的说明图。

图13是表示非接触供电系统的各电路常数的其他设计条件的说明图。

图14是表示设计条件与功率因数的关系的说明图。

图15是表示由设计条件的不同导致的电力脉动的第一说明图。

图16是表示由设计条件的不同导致的电力脉动的第二说明图。

图17是车辆用非接触供给系统的示意结构图。

图18是车辆用非接触供给系统的另一示意结构图。

具体实施方式

A.第一实施方式：

如图1所示，第一实施方式的非接触供电系统包括：送电装置100；从送电装置100以非接触的方式供给电力的受电装置200；以及三级侧谐振电路310。

送电装置100包括初级侧谐振电路110和交流电源装置130。初级侧谐振电路110是通过基于谐振的感应来执行向受电装置200的电力供给的电路。初级侧谐振电路110具有初级侧线圈112和与初级侧线圈112串联连接的初级侧电容器114。初级侧电容器114是用于使施加于初级侧线圈112的电力谐振的谐振电容器。交流电源装置130具有将预先设定的动作频率f0(角频率ω0)的交流电力施加于初级侧谐振电路110的装置。交流电源装置130构成为包括将外部电源的交流电力转换为直流电力的电源装置、将从电源装置供给的直流电力转换为动作频率的交流电力的逆变器等装置。另外，在逆变器的后级有时也包含滤波器。

受电装置200装设于像电子设备、电动汽车等这样利用电力来工作的各种装置。受电装置200包括次级侧谐振电路210、受电电路220、电池230。次级侧谐振电路210也与初级侧谐振电路110同样地，具有串联连接的次级侧线圈212和作为谐振电容器的次级侧电容器214。次级侧谐振电路210是在次级侧线圈212与初级侧线圈112之间被磁耦合的谐振耦合的状态下，获得在次级侧线圈212中感应出的交流电力的电路。

受电电路220例如是将利用次级侧谐振电路210得到的交流电力转换为直流电力并对电池230充电的电路。向电池进行充电的电力在装设有受电装置200的装置中被用作电力。即，受电电路220和电池230作为次级侧谐振电路210的负载发挥功能。因此，以下，有时也将受电电路220及电池230作为负载电阻RL进行说明。

三级侧谐振电路310由将三级侧线圈312和作为谐振电容器的三级侧电容器314串联连接的闭合电路构成。

在进行从送电装置100向受电装置200的供电的情况下，次级侧谐振电路210配置成次级侧线圈212与初级侧谐振电路110的初级侧线圈112磁耦合的状态。另外，三级侧谐振电路310配置成三级侧线圈312分别与初级侧线圈112及次级侧线圈212磁耦合的状态。另外，在图1中，用两根平行的直线表示各线圈处于彼此磁耦合的状态。

在初级侧谐振电路110中，在将初级侧线圈112的自感设为L1的情况下，初级侧电容器114的电容以使初级侧电容器114和初级侧线圈112在动作频率f0的角频率ω0下谐振的方式，设定为根据下式(1)的电容C1。

[数学式3]

在三级侧谐振电路310中，在将三级侧线圈312的自感设为L3的情况下，三级侧电容器314的电容以使三级侧电容器314和三级侧线圈312在角频率ω0下谐振的方式，设定为根据下式(2)的电容C3。

[数学式4]

在次级侧谐振电路210中，在将次级侧线圈212的自感设为L2的情况下，次级侧电容器214的电容优选地设定为比根据下式(3)的电容C2r大的值，具体的最优选地，设定为根据下式(4)的电容C2。此外，电容C2r是以使次级侧电容器214和次级侧线圈212在角频率ω0下谐振的方式设定的值。

[数学式5]

[数学式6]

Mnm是n级侧线圈和m级侧线圈的互感。由于互感Mnm由表示，因此，上式(4)也可以由下式(6)那样表示。

[数学式7]

knm是表示n级侧线圈和m级侧线圈的磁耦合状态的差异、即耦合程度的耦合系数，根据线圈间的配置关系，取大于－1且小于+1的值。Ln是n级侧线圈的自感，Lm是m级侧线圈的自感。因此，耦合系数knm的大小越大，互感Mnm的大小越大。

线圈之间没有磁耦合时的耦合系数knm为0，互感Mnm为0。例如，在不存在受电装置200的情况下，初级侧线圈112和次级侧线圈212的耦合系数k12为k12＝0，互感M12为M12＝0。

另外，在将次级侧电容器214的电容设定为根据上式(4)的电容C2时使用的互感M12、M13、M32利用根据预先设定的各线圈的配置关系中的耦合系数k12、k13、k32求出的值。

在此，从交流电源装置130观察初级侧谐振电路110的输入阻抗Zin根据初级侧谐振电路110、次级侧谐振电路210和三级侧谐振电路310各自的电路方程式，成为下式(7)。

[数学式8]

另外，上式(7)中，由于初级侧线圈112、次级侧线圈212和三级侧线圈312的绕组电阻r1、r2、r3与动作频率f0下的电抗[ω0·L1]、[ω0·L2]、[ω0·L3]相比足够小，因此，省略电阻分量来表示。

为了将从交流电源装置130施加于初级侧谐振电路110的交流电力高效率地供给至次级侧谐振电路210，在上式(7)中，要求减小虚数分量并提高交流电力的功率因数，理想的是，优选地将虚数分量设为0。

因此，通过将上式(7)的第一项[jω0·L1+1/(jω0·C1)]设为0来求出上式(1)。另外，在如上式(1)那样设定的情况下，能够与初级侧线圈112、次级侧线圈212和三级侧线圈312相互的耦合状态无关地设定初级侧谐振电路110的电路常数。

另外，通过将上式(7)的第二项和第三项的{(M13/M32)²[jω0·L2+1/(jω0·C2)]－2jω0·M12·M13/M32}设为0来求出上式(4)。

另外，与上式(1)的电容C1同样地，能够与初级侧线圈112、次级侧线圈212和三级侧线圈312相互的耦合状态无关地设定三级侧谐振电路310的电路常数来求出上式(2)。

另外，上式(2)也可以如以下说明的那样求出。例如，在三级侧线圈312与初级侧线圈112以一定配置关系构成的状态下，在不存在受电装置200的情况下，为了抑制从交流电源装置130向初级侧谐振电路110的过大的输入电流，要求将输入阻抗Zin设计为最大。此时的输入阻抗Zin根据初级侧谐振电路110和三级侧谐振电路310各自的电路方程式，成为下式(8)。

[数学式9]

上式(8)也与上式(7)同样地省略电阻分量来表示。

由上式(8)表示的输入阻抗Zin最大的是第四项的分母的虚数分量[jω0·L3+1/(jω0·C3)]为0的情况。因此，根据[jω0·L3+1/(jω0·C3)]＝0来求出上式(2)。

对于根据上式(4)来设定次级侧电容器214的电容的实施方式的情况和根据上式(3)设定的比较例的情况，对负载电阻RL与功率因数的关系进行模拟并得到图2所示的结果。此外，初级侧电容器114的电容C1和三级侧电容器314的电容C3根据上式(1)、(2)进行设定。在比较例的设定的情况下，由于交流电力的无效分量的影响，功率因数小于1，特别是负载电阻RL越小、即负载越大，功率因数越小。与此相对，在本实施方式的设定的情况下，确认了功率因数能够与负载电阻RL的大小无关地恒定为1，能够进行最高效率的交流电力的传输。

另外，对来自根据上式(4)设定的电容C2的误差[％]与功率因数的关系进行模拟并得到图3所示的结果。从图3可知，确认了即使次级侧电容器214的电容不是根据上式(4)设定的电容C2，也能够抑制交流电力的无效分量并抑制功率因数的降低。例如，如果是－25％～+45％的误差范围内的值，则能够将功率因数设为0.6以上，如果是－15％～+25％的误差范围内的值，则能够将功率因数设为0.8以上。在此，上述数值以将小数点第二位四舍五入后的值来表示。另外，与负侧的误差相比，正侧的误差的功率因数的降低率更平缓，因此，优选为0％至+25％的误差范围内的值。

另外，由于上式(4)的[M12·M32/M13]通常为正值，因此，根据上式(4)设定的电容C2为比根据上式(3)求出的电容C2r大的值(C2>C2r)。因此，次级侧电容器214的电容也可以设定为比根据上式(3)求出的电容C2r大的值，以抑制交流电力的无效分量并抑制功率因数的降低。另外，根据各线圈的耦合状态，[M12·M32/M13]有时也为负值。在这种情况下，根据上式(4)设定的电容C2为比根据上式(3)求出的电容C2r小的值(C2<C2r)。因此，在这种情况下，次级侧电容器214的电容也可以设定为比根据上式(3)求出的电容C2r小的值，以抑制交流电力的无效分量并抑制功率因数的降低。

根据上述内容，次级侧电容器214的电容也可以设定为使由初级侧线圈112、次级侧线圈212和三级侧线圈312各自的自感L1、L2、L3和各自的互感M12、M13、M32产生的交流电力的无效电力分量变小且功率因数的降低变小。

如以上所说明的那样，在本实施方式中，在从送电装置100向受电装置200供电时，能够抑制从交流电源装置130施加于初级侧谐振电路110的交流电力的功率因数的降低，并且能够进行高效率的供电。

B.第二实施方式：

在第一实施方式中，次级侧谐振电路210的次级侧线圈212配置成与初级侧谐振电路110的初级侧线圈112磁耦合的状态，三级侧谐振电路310的三级侧线圈312配置成分别与初级侧线圈112和次级侧线圈212磁耦合的状态。即，在第一实施方式中，对初级侧线圈112、次级侧线圈212和三级侧线圈312的具体配置关系没有特别限定。因此，在第二实施方式中，对各线圈的优选配置进行说明。

如图4所示，优选的是，三级侧线圈312在与同初级侧线圈112相对的次级侧线圈212相反的一侧层叠配置于初级侧线圈112。另外，虽然省略了图示，但是三级侧线圈312也可以在与次级侧线圈212相同的一侧层叠配置于初级侧线圈112。另外，虽然省略了图示，但也可以是在初级侧线圈112的侧方排列并相邻配置。即，优选的是，三级侧线圈312以成为相对于初级侧线圈112具有恒定的耦合系数k13的耦合状态这样的位置关系的方式配置于初级侧线圈112侧即送电装置100侧。但是，与排列配置相比，将初级侧线圈112和三级侧线圈312层叠配置更容易提高耦合系数k13。

在此，由上式(7)表示的输入阻抗Zin通过上式(1)、(2)、(4)整理成使用负载电阻RL的下式(9)。

[数学式10]

如上所述，在三级侧线圈312配置于初级侧线圈112侧的情况下，由于初级侧线圈112和三级侧线圈312的位置关系不变化，因此，耦合系数k13恒定。与此相对，如果次级侧线圈212从初级侧线圈112远离，则三级侧线圈312和次级侧线圈212的耦合系数k32减少，因此，由上式(9)表示的输入阻抗Zin增加。因此，在次级侧线圈212远离而不进行从送电装置100向受电装置200供电的情况下，通过增加输入阻抗Zin，能够减少从交流电源装置130向初级侧谐振电路110施加的电力、具体而言能够减少流过初级侧线圈112的线圈电流。由此，能够降低无用的电力损耗，能够降低在初级侧线圈112中产生的泄漏磁通。

另外，如图5所示，更优选的是，初级侧线圈112和三级侧线圈312由多层的印刷基板PCB一体形成，并且将初级侧电容器114和三级侧电容器314安装配置在印刷基板PCB的面上。这样一来，能够提高初级侧线圈112和三级侧线圈312的耦合系数k13。

在此，从送电装置100向受电装置200传输交流电力的传输效率η根据初级侧谐振电路110、次级侧谐振电路210和三级侧谐振电路310各自的电路方程式，成为下式(10)。

[数学式11]

而且，由上式(10)表示的传输效率η在次级侧电容器214的电容C2根据上式(4)的情况下最大。此时的最佳负载RLopt为下式(11)。

[数学式12]

将上式(11)代入上式(10)，使用knm(nm＝12、13、32)和Qi(＝ω0·Li/ri)(i＝1，2，3)进行整理时，最大效率ηmax由下式(12)表示。另外，ri是i级侧线圈的绕组电阻。

[数学式13]

根据上式(12)，如果提高初级侧线圈112和三级侧线圈312的耦合系数k13或三级侧线圈312和次级侧线圈212的耦合系数k32，则能够提高传输效率。根据上述内容，如上所述，优选的是，通过将初级侧线圈112和三级侧线圈312由多层印刷基板PCB一体形成来提高初级侧线圈112和三级侧线圈312的耦合系数k13。这样一来，能够实现传输效率的提高。另外，通过将初级侧电容器114和三级侧电容器314也安装配置在同一印刷基板上，能够降低由配线导致的寄生的电感分量、电容分量、电阻分量，能够抑制谐振频率的偏差。

另外，如上所述，也可以将次级侧线圈212和三级侧线圈312由印刷基板一体形成，但是如上所述，为了在不存在受电装置200情况下，增加输入阻抗Zin，优选的是，将初级侧线圈112和三级侧线圈312由印刷基板一体形成。

另外，在图5的示例中，以在两层的印刷基板的一个面上形成初级侧线圈112，在另一个面上形成三级侧线圈312的结构为例进行了说明，但是也可以采用使用三层以上的多层印刷基板来将初级侧线圈112和三级侧线圈312一体形成的结构。

C.第三实施方式：

在图1所示的第一实施方式的结构中，相对于初级侧谐振电路110，三级侧谐振电路310成为独立的电路。与此相对，如图6所示，在第三实施方式的结构中，也可以采用三级侧谐振电路310B的三级侧线圈312与初级侧谐振电路110B的初级侧线圈112串联连接、三级侧谐振电路310B的三级侧电容器314与三级侧线圈312并联连接的结构。

在初级侧谐振电路110B中，在将初级侧线圈112的自感设为L1的情况下，初级侧电容器114的电容也以使初级侧电容器114和初级侧线圈112在动作频率f0的角频率ω0下谐振的方式，设定为根据上式(1)的电容C1即可。这是由于与对第一实施方式的初级侧谐振电路110进行的说明相同的理由。

另外，在三级侧谐振电路310B中，在将三级侧线圈312的自感设为L3的情况下，三级侧电容器314的电容也以使三级侧电容器314和三级侧线圈312在角频率ω0下谐振的方式，设定为根据上式(2)的电容C3即可。这也是由于与对第一实施方式的三级侧谐振电路310进行的说明相同的理由。

在本实施方式的次级侧谐振电路210中，与第一实施方式同样地，优选的是，次级侧电容器214的电容在将次级侧线圈212的自感设为L2的情况下，设定为比根据上式(3)的电容C2r大的值。另外，次级侧电容器214的电容的最优选的设定如以下说明的那样，不是根据上式(4)的电容C2的设定，而是根据下式(5)的电容C2的设定。

[数学式14]

上式(5)按以下说明的那样导出。从交流电源装置130观察初级侧谐振电路110B及三级侧谐振电路310B的输入阻抗Zin，根据初级侧谐振电路110B、次级侧谐振电路210和三级侧谐振电路310B各自的电路方程式以及上式(1)和上式(2)，成为下式(13)。

[数学式15]

另外，上式(13)也由于与上式(7)相同的理由，省略电阻分量来表示。

为了将从交流电源装置130施加于初级侧谐振电路110B的交流电高效率地供给至次级侧谐振电路210，在上式(13)中，要求减小虚数分量并提高交流电力的功率因数，理想的是，优选地将虚数分量设为0。

因此，通过将上式(13)的第一项～第四项的虚数分量设为0来求出上式(5)。

对于根据上式(5)来设定次级侧电容器214的电容的实施方式的情况和根据上式(3)设定的比较例的情况，对负载电阻RL与功率因数的关系进行模拟并得到图7所示的结果。此外，初级侧电容器114的电容C1和三级侧电容器314的电容C3根据上式(1)、(2)进行设定。在比较例的设定的情况下，与第一实施方式的情况(参照图2)的比较例相比变高，但是由于交流电力的无效分量的影响，功率因数小于1，特别是负载电阻RL越小、即负载越大，功率因数越小。与此相对，在本实施方式的设定的情况下，确认了功率因数能够与负载电阻RL的大小无关地恒定为1，能够进行最高效率的交流电力的传输。

另外，对来自根据上式(5)设定的电容C2的误差[％]与功率因数的关系进行模拟并得到图8A所示的结果。从图8A可知，确认了即使次级侧电容器214的电容不是根据上式(5)设定的电容C2，也能够抑制交流电力的无效分量并抑制功率因数的降低。例如，如果是－25％～+45％的误差范围内的值，则能够将功率因数设为0.6以上，如果是－15％～+25％的误差范围内的值，则能够将功率因数设为0.8以上。在此，上述数值以将小数点第二位四舍五入后的值来表示。另外，与负侧的误差相比，正侧的误差的功率因数的降低率更平缓，因此，优选为0％至+25％的误差范围内的值。

另外，在本实施方式中，在初级侧线圈112和三级侧线圈312的配置中，也可以应用在第二实施方式中说明的配置。

如以上所说明的那样，在本实施方式中，在从送电装置100向受电装置200供电时，也能够抑制从交流电源装置130向初级侧谐振电路110施加的交流电力的功率因数的降低，并且能够进行高效率的供电。

另外，在三级侧谐振电路310相对于图1所示的初级侧谐振电路110成为独立的电路结构(以下，也简称为“独立型电路”)和图6所示的本实施方式中的三级侧线圈312与初级侧线圈112连接的电路结构(以下，也简称为“连接型电路”)的每一个中，对电容C3与流过初级侧线圈112的线圈电流的关系进行模拟并得到图8B所示的结果。图8B所示的“谐振点”是根据上述式(2)设定的电容C3。根据图8B可知，在电容C3偏离谐振点时，线圈电流会流过初级侧线圈112。例如，有时由于三级侧电容器314的制造误差等而产生电容C3与谐振点的偏差。在电容C3的偏移量变大时，流过初级侧线圈112的线圈电流也变大。

如上所述，如果次级侧线圈212从初级侧线圈112远离，则通过增加上式(9)所示的输入阻抗Zin来使流过初级侧线圈112的线圈电流减少。通过检测到流过初级侧线圈112的线圈电流为规定值以下，能够检测到次级侧线圈212的不存在。但是，如图8B所示，如果电容C3偏离谐振点，则由于较大的线圈电流能够流过初级侧线圈112，因此，次级侧线圈212的存在/不存在的检测精度有可能会降低。

根据图8B所示的模拟结果，本实施方式中的连接型电路能够使电容C3偏离谐振点时流过初级侧线圈112的线圈电流比图1所示的独立型电路小。因此，根据本实施方式，即使在由于三级侧电容器314的制造误差等而使电容C3偏离谐振点的情况下，也能够比图1所示的独立型电路更容易地抑制次级侧线圈212的存在/不存在的检测精度的降低。

D.第四实施方式：

如果检测到第二实施方式中说明的由输入阻抗Zin的变化导致的线圈电流的减少，则能够在送电装置100侧检测有无成为供电对象的受电装置200。

图9的非接触供电系统除了图1的结构之外，还包括能够通过检测线圈电流的减少来检测有无受电装置200的受电侧检测电路150。受电侧检测电路150包括电流检测电路152、整流电路154、低通滤波器(LPF)156和比较器158。

电流检测电路152例如对在将交流电源装置130与初级侧谐振电路110连接的一方的配线中流过的交流的线圈电流(I)进行检测，并且转换为与线圈电流对应的交流的检测电压(V)并输出。电流检测电路152也可以检测流过另一方的配线的线圈电流。整流电路154对交流的检测电压进行整流。低通滤波器156去除被整流的检测电压中包含的噪声等高频分量。比较器158在存在成为供电对象的受电装置200且检测电压大于阈值电压Vth、即线圈电流增大的情况下，输出表示“有受电侧”的H电平信号作为检测信号Sd。另一方面，比较器158在不存在成为供电对象的受电装置200且检测电压比阈值电压Vth小、即线圈电流减少的情况下，输出表示“无受电侧”的L电平信号作为检测信号Sd。由此，在检测信号Sd为H电平的情况下，能够检测到存在成为供电对象的受电装置200，在检测信号Sd为L电平的情况下，能够检测到不存在成为供电对象的受电装置200。另外，也可以更改比较器158的输入并将检测信号Sd设为在“有受电侧”和“无受电侧”中相反的电平信号。

另外，虽然省略图示和具体说明，但是在检测信号Sd成为表示“有受电侧”的电平信号的情况下，由于存在成为供电对象的受电装置200，因此，以使交流电源装置130动作的方式进行控制，并且从交流电源装置130向初级侧谐振电路110施加交流电力。由此，能够从送电装置100高效率地对受电装置200进行供电。另外，在检测信号Sd成为表示“无受电侧”的电平信号的情况下，由于不存在成为供电对象的受电装置200而成为非供电的状态，因此，以使交流电源装置130不动作的方式进行控制，并且不进行从交流电源装置130向初级侧谐振电路110的交流电力的施加。由此，能够进一步降低从交流电源装置130向初级侧谐振电路110的无用的电力供给，能够进一步降低在初级侧线圈112中产生的泄漏磁通。

另外，在上述说明中，作为受电侧检测电路150，以对线圈电流的减少进行检测的结构为例进行了说明，但是也可以构成为对由于线圈电流的减少而在初级侧线圈112中产生的磁通的降低进行检测。在这种情况下，例如，代替电流检测电路152，通过使用了磁传感器等的磁通检测电路或使用了线圈等的感应电流检测电路来对初级侧线圈112的磁通的降低进行检测即可。

在以上说明的第四实施方式中，以在第一实施方式的结构(参照图1)中应用了本实施方式的结构为例进行了说明，但是在第三实施方式(参照图6)的结构中也同样地能够应用本实施方式。

E.第五实施方式：

如在第二实施方式中说明的那样，在第一实施方式的结构(参照图1)中，在三级侧线圈312配置于初级侧线圈112侧的情况下，如果不存在次级侧线圈212，则上式(9)所示的输入阻抗Zin增加，因此，流过初级侧线圈112的线圈电流减少。但是，该线圈电流作为待机电流持续地流过初级侧线圈112。该待机电流I1s由下式(14)表示。

[数学式16]

由于待机电流I1s根据包含在上式(14)中的初级侧谐振电路110和三级侧谐振电路的电路常数的值而有时成为数安培左右，因此，成为无用的电力损耗并导致初级侧线圈112的泄漏磁通的产生。

另外，下式(15)所示的待机电流I3s也保持在三级侧线圈312中流动。待机电流I3s也与待机电流I1s同样地导致三级侧线圈312的泄漏磁通的产生。

[数学式17]

因此，例如，如以下说明的那样，在检测到流过初级侧线圈112的线圈电流的减少的情况下、即在成为非供电的状态的情况下，可以考虑将初级侧电容器114和次级侧电容器314的电容设为小于由上式(1)和上式(2)设定的值。这样一来，能够增大输入阻抗Zin并减小由上式(14)表示的待机电流I1s和由上式(15)表示的待机电流I3s。

图10的非接触供电系统代替图1的初级侧谐振电路110和三级侧谐振电路310而包括初级侧谐振电路110C和三级侧谐振电路310C，并且包括受电侧检测电路150C。

初级侧谐振电路110C代替初级侧电容器114(参照图1)，使用电容的大小能够可变的可变电容器作为初级侧电容器114C。该初级侧电容器114C是具有第一电容器114l、与第一电容器114l串联连接的双向开关SW1、与第一电容器114l及双向开关SW1并联配置的第二电容器114s的单元。第二电容器114s的电容Cs1小于第一电容器114l的电容Cl1。第一电容器114l在双向开关SW1接通的情况下与第二电容器114s并联连接，在双向开关SW1断开的情况下被释放。因此，初级侧电容器114C的电容C1c在双向开关SW1断开的情况下成为第二电容器114s的电容Cs1，在双向开关SW1接通的情况下成为第一电容器114l的电容Cl1与第二电容器114s的电容Cs1之和[Cl1+Cs1]。

三级侧谐振电路310C也代替三级侧电容器314(参照图1)，使用电容的大小能够可变的可变电容器作为三级侧电容器314C。该三级侧电容器314C也是具有第一电容器314l、与第一电容器314l串联连接的双向开关SW3、与第一电容器314l及双向开关SW3并联配置的第二电容器314s的单元。第二电容器314s的电容Cs3小于第一电容器314l的电容Cl3。第一电容器314l在双向开关SW3接通的情况下与第二电容器314s并联连接，在双向开关SW3断开的情况下被释放。因此，三级侧电容器314C的电容C3c在双向开关SW3断开的情况下成为第二电容器314s的电容Cs3，在双向开关SW3接通的情况下成为第一电容器314l的电容Cl3与第二电容器314s的电容Cs3之和[Cl3+Cs3]。

另外，初级侧电容器114C的第二电容器114s的电容Cs1及三级侧电容器314C的第二电容器314s的电容Cs3设定为使上式(14)的待机电流I1s及上式(15)的待机电流I3s成为期望的值那样的较小的值即可。此外，将初级侧电容器114C的第一电容器114l的电容Cl1设定为使[Cl1+Cs1]与根据上式(1)的电容C1相等即可。此外，三级侧电容器314C的第一电容器314l的电容Cl3设定为使[Cl3+Cs3]与根据上式(2)的电容C3相等即可。

受电侧检测电路150C包括延迟电路159，上述延迟电路159使受电侧检测电路150(参照图5)的比较器158所输出的检测信号Sd延迟。比较器158所输出的检测信号Sd作为切换信号输入到初级侧电容器114C的双向开关SW1。由延迟电路159延迟的检测信号Sd作为切换信号输入到三级侧电容器314C的双向开关SW3。

在供电时，检测信号Sd变为H电平，双向开关SW1、SW3接通，将初级侧电容器114C的电容C1c设定为根据上式(1)的电容C1，三级侧电容器314C的电容C3c也设定为根据上式(2)的电容C3。由此，非接触供电系统能够与第一实施方式同样地动作。

另一方面，在非供电时，检测信号Sd变为L电平，双向开关SW1、SW3断开，将初级侧电容器114C的电容C1c设定为比电容C1小的电容Cs1，三级侧电容器314C的电容C3c也设定为比电容C3小的电容Cs3。由此，能够分别减小上式(14)的待机电流I1和上式(15)的待机电流I3，能够抑制由于流过较大的待机电流I1s而导致的无用的电力损耗。另外，也可以省略在第四实施方式中说明的交流电源装置130的动作的控制。此外，还能够抑制由待机电流I1s、I3s导致的泄漏磁通的产生。

从以上说明可知，受电侧检测电路150C相当于使初级侧电容器114C及三级侧电容器314C的电容变化的“电容控制部”。

另外，如上式(1)所示，供电时的初级侧电容器114C的电容C1c设定为相对于初级侧线圈112的自感进行谐振即可，因此，能够设定为比较小的值。因此，在初级侧电容器114C中使用的第一电容器114l的电容Cl1和第二电容器114s的电容Cs1能够设定为比较小的值，能够抑制电容器的大型化。三级侧电容器314的电容也是同样的。

在此，初级侧电容器114C的电容C1c、次级侧电容器214的电容C2、三级侧电容器314C的电容C3c也可以分别使用作为现有例而公知的以下的式(Rf1)～(Rf3)进行计算。

[数学式18]

[数学式19]

/>

[数学式20]

根据现有例中的上述式(Rf1)，为了导出初级侧电容器114C的电容C1c，在分母中乘以使用了耦合系数的(1－k13·k12/k32)，与使用上述式(1)进行计算的情况相比，电容C1c的值能够变大。在此，为了在不进行从送电装置100向受电装置200的供电的情况下，使流过初级侧线圈112的线圈电流减少到规定的电流值所需的电容器的容量的目标值是恒定的。因此，与现有例那样通过使用上述式(Rf1)来将电容C1c设定得较大的情况相比，使用上述式(1)将电容C1c设定得较小的情况能够减小在供电停止时抑制到相同电流值所需的电容C1c的可变宽度。因此，根据本实施方式，通过使用上述式(1)来设定电容C1c，能够使作为可变电容器的初级侧电容11C小型化。

另外，在使检测信号Sd延迟并使初级侧电容器114C的电容C1c变化之后使三级侧电容器314C的电容C3c变化是根据以下的理由的。首先，在检测信号Sd变为L电平的时间点处，流过初级侧线圈112的线圈电流减少，因此，如果在该时间点处进行初级侧电容器114C的双向开关SW1的切换，则能够抑制由该切换导致的较大的浪涌电压的产生。另外，由于随着初级侧电容器114C的电容C1c的减少，流过三级侧线圈312的线圈电流减少，因此，如果在该时间点处进行三级侧电容器314C的双向开关SW3的切换，则能够抑制由该切换导致的较大的浪涌电压。如果允许由该切换导致的浪涌电压的产生，则能够省略延迟电路159。

图11的非接触供电系统代替图10的初级侧谐振电路110C和三级侧谐振电路310C而包括初级侧谐振电路110D和三级侧谐振电路310D，并且代替受电侧检测电路150C而包括受电侧检测电路150D。

初级侧谐振电路110D使用电容C1d根据所提供的控制输入、在本例中为控制电压Vc而变化的可变电容器的元件作为初级侧电容器114D。同样地，三级侧谐振电路310D也使用电容C3d根据控制电压Vc而变化的一般的可变电容器的元件作为三级侧电容器314D。

为了与所使用的初级侧电容器114D及三级侧电容器314D对应，受电侧检测电路150D将受电侧检测电路150C的比较器158作为电压转换电路158D。电压转换电路158D是输出与检测电压相对于基准电压Vrc的差值的大小对应的控制电压Vc的差动放大电路。另外，将延迟电路159设为能够使电压变化的控制电压Vc延迟的延迟电路159D。

在此，作为初级侧电容器114D使用的可变电容器和作为三级侧电容器314D使用的可变电容器具有控制电压Vc越大容量越小的特性。在这种情况下，需要控制成使从电压转换电路158D输出的控制电压Vc在供电时成为与C1d＝C1和C3d＝C3对应的电压Vl，在非供电时成为与C1d＝Cs1(＜C1)和C3d＝Cs3(＜C3)对应的电压Vh(＞Vl)。因此，电压转换电路158D构成为与上述控制电压Vc的控制配合地向使用差动放大电路构成的电压转换电路158D的负输入端输入检测电压，以使电流检测电路152的检测电压越大，输出的控制电压Vc越小。另外，在可变电容器具有相反的特性的情况下，构成为向电压转换电路158D的差动放大电路的正输入端输入检测电压即可。

在图11的非接触供电系统中，也能够与图10的非接触供电系统同样地在供电时与第一实施方式同样地动作。另外，在非供电时，能够抑制由于流过较大的待机电流I1s而导致的无用的电力损耗。另外，也可以省略在第四实施方式中说明的交流电源装置130的动作的控制。此外，还能够抑制由待机电流I1s、I3s导致的泄漏磁通的产生。

另外，供电时的初级侧电容器114D的电容C1d也与初级侧电容器114c的电容C1c同样地，能够设定为比较小的值。因此，能够减小供电时和非供电时的电容的可变宽度，因此，作为初级侧电容器114D，能够容易地利用电容根据控制输入而变化的可变电容器的元件。

从以上说明可知，受电侧检测电路150D相当于使初级侧电容器114D及三级侧电容器314D的电容变化的“电容控制部”。

另外，在图10和图11中，以将初级侧谐振电路110C、110D的初级侧电容器114C、114D及三级侧谐振电路310C、310D的三级侧电容器314C、314D设为可变电容器的结构为例进行了说明。但是，对于三级侧电容器，也可以不是可变电容器，而是电容恒定的电容器，仅将初级侧电容器设为可变电容器。在这种情况下，不能抑制由待机电流I3s导致的泄漏磁通，但是能够抑制由于流过较大的待机电流I1s而导致的无用的电力损耗及抑制泄漏磁通的产生。

在以上说明的第五实施方式中，以在第一实施方式的结构(参照图1)中应用了本实施方式的结构为例进行了说明，但是在第三实施方式(参照图6)的结构中也同样地能够应用本实施方式。

F.第六实施方式：

非接触供电系统的各电路常数的设定通常以初级侧线圈112及次级侧线圈212(参照图1、图6)正对的状态、即以使初级侧线圈112的中心轴与次级侧线圈212的中心轴一致的方式相对的状态作为设计点来进行。与此相对，优选的是，在第一实施方式和第三实施方式中说明的用于交流电力的高功率因数化的次级侧电容器的电容的设定例如在以下说明的设计点下进行。

首先，如图12所示，以次级侧线圈212接近初级侧线圈112后背离的方式移动的情况为前提。而且，可以考虑将在其移动方向上，在从初级侧线圈112的中心轴CX1的位置(中心位置Pc)与线圈端－Pe、+Pe之间的1/2的位置－Ph、+Ph到线圈端－Pe、+Pe为止的范围Rd的任意位置处存在次级侧线圈212的中心轴CX2的位置(中心位置)的状态作为设计点。以下，也将该设计点称为“设计点1”。

另外，同样地，如图13所示，可以考虑将在次级侧线圈212相对于初级侧线圈112移动的方向上，在从初级侧线圈112的中心位置Pc与线圈端－Pe、+Pe之间的1/2的位置－Ph、+Ph到中心位置Pc为止的范围Rd的任意位置处存在次级侧线圈212的中心位置的状态作为设计点。以下，也将该设计点称为“设计点2”。

在图14中，比较并示出了根据设计点2的设定例2中的功率因数与根据设计点1的设定例1中的功率因数。作为设计点1的一例，设定例1以将初级侧线圈112的线圈端－Pe和1/2位置－Ph的中间位置设为次级侧线圈212的中心位置的情况为例，作为设计点2的一例，设定例2以将初级侧线圈112的中心位置Pc设为次级侧线圈212的中心位置的情况为例。

在设定例2中，随着次级侧线圈212的中心位置偏离设计点即初级侧线圈112的中心位置Pc，功率因数降低。与此相对，在设定例1中，在初级侧线圈112的中心位置Pc附近，功率因数稍微降低，但是能够在大范围内确保较高的功率因数。因此，为了不仅是次级侧线圈212相对于初级侧线圈112的位置正对的状态，而且在大范围内确保较高的功率因数，优选地是，在设计点1的条件下进行设计。

另一方面，虽然省略了图示，但是在初级侧线圈112沿移动方向(参照图12、图13)排列有多个的情况下，如以下说明的那样，优选的是，在设计点2的条件下进行设计。在以设计点1的条件进行设计的情况下，如图15所示，在排列的线圈1与线圈2之间的线圈端侧的区域中，从相邻的两方供电的电力重叠，电力的脉动变大。与此相对，在以设计点2的条件进行设计的情况下，如图16所示，能够减小从相邻的两方供电的电力的重叠，因此，能够减小电力的脉动。

G.第七实施方式：

在上述实施方式的非接触供电系统中，以包括一组初级侧谐振电路及三级侧谐振电路的结构为例进行了说明，但是也可以采用将初级侧谐振电路及三级侧谐振电路作为一组送电部而具有多个送电部的结构。

例如，如图17所示，能够将包括多个图9所示的初级侧谐振电路110、三级侧谐振电路310和受电侧检测电路150的非接触供电系统应用为车辆用非接触供电系统。图17所示的车辆用非接触供电系统是能够从沿着车辆行驶路线RS的行驶路铺设的送电装置100E向装设于车辆VH的受电装置200(参照图9)供给电力的供电系统。车辆VH例如构成为电动汽车或混合动力车等利用电力作为动力的车辆。在图17中，x轴方向表示沿着车辆行驶路线RS的车道的车辆VH的行进方向，y轴方向表示车辆行驶路线RS的宽度方向，z轴方向表示垂直向上方向。后述的其他图中的x、y、z轴的方向也表示与图17相同的方向。

送电装置100E将图9所示的初级侧谐振电路110、三级侧谐振电路310和受电侧检测电路150作为一组送电部而具有多个送电部。此外，送电装置100E具有交流电源装置130E。交流电源装置130E具有电源电路132和用于对各初级侧谐振电路110施加电力的多个送电输出电路134。

各初级侧谐振电路110的初级侧线圈112(参照图9)沿着车辆行驶路线RS的行驶路依次铺设。另外，各三级侧谐振电路310的三级侧线圈312(参照图9)层叠配置于对应的初级侧线圈112(参照图4、图5)。

电源电路132是将外部电源的交流电力转换为直流电力的装置，送电输出电路134是包括将从电源电路132供给的直流电力转换为动作频率的交流电力的逆变器等的装置。各送电输出电路134由对应的受电侧检测电路150来控制动作。

装设于车辆VH的受电装置200包括次级侧谐振电路210、受电电路220、电池230(参照图9)。次级侧谐振电路210的次级侧线圈212以与初级侧谐振电路110的初级侧线圈112(参照图4)相对的方式设置在车辆VH的底部。在次级侧谐振电路210中感应出的电力经由受电电路220被充电到电池230，并且用于驱动未图示的电动机等。

如在第四实施方式(参照图9)中说明的那样，受电侧检测电路150对相对于对应的初级侧线圈112成为供电对象的次级侧线圈212的有无、即装设有受电装置200的车辆VH的有无进行检测。然后，受电侧检测电路150在检测到车辆VH的存在的情况下，使对应的送电输出电路134动作并向对应的初级侧谐振电路110施加电力来执行向车辆VH的受电装置200的供电。此外，受电侧检测电路150在没有检测到车辆VH的存在的情况下，使对应的送电输出电路134的动作停止。

在上述车辆用非接触供电系统中，也能够获得与上述实施方式的非接触供电系统同样的效果。

另外，在可以不考虑无用的电力损耗或泄漏磁通的情况下，也可以省略受电侧检测电路150并使各送电输出电路134始终处于动作状态。另外，如在第二实施方式中说明的那样，在不存在次级侧线圈212的情况下，初级侧谐振电路110的输入阻抗Zin增加，流过初级侧谐振电路110的电流的减少变大的结构的情况下，也可以省略受电侧检测电路150。在这种情况下，能够省略多个送电输出电路134而构成为包括一个送电输出电路134。

另外，如图18所示，能够将包括多个图10所示的初级侧谐振电路110C、三级侧谐振电路310C和受电侧检测电路150C的非接触供电系统应用为车辆用非接触供电系统。图18所示的车辆用非接触供电系统是能够从沿着车辆行驶路线RS的行驶路铺设的送电装置100F向装设于车辆VH的受电装置200(参照图10)供给电力的供电系统。

送电装置100F将图10所示的初级侧谐振电路110C、三级侧谐振电路310C和受电侧检测电路150C作为一组送电部而具有多个送电部。此外，送电装置100F具有交流电源装置130F。交流电源装置130F不像交流电源装置130E(参照图17)那样具有多个送电输出电路134，而是具有一个送电输出电路134。

各初级侧谐振电路110C的初级侧线圈112(参照图10)与图17的初级侧谐振电路110同样地，沿着车辆行驶路线RS的行驶路依次铺设。另外，各三级侧谐振电路310C的三级侧线圈312(参照图10)与图17的三级侧谐振电路310同样地，层叠配置于对应的初级侧线圈112(参照图4、图5)。

装设于车辆VH的受电装置200与图17的车辆用非接触供电系统相同。

如在第五实施方式(参照图10)中说明的那样，受电侧检测电路150C对相对于对应的初级侧线圈112成为供电对象的次级侧线圈212的有无、即装设有受电装置200的车辆VH的有无进行检测。而且，受电侧检测电路150C在检测到车辆VH的存在的情况下，使对应的初级侧谐振电路110C的初级侧电容器114C变化为供电时用的电容。由此，对于具有成为供电时用的电容的初级侧电容器114C的初级侧谐振电路110C，从送电输出电路134施加电力，并且执行向车辆VH的受电装置200的供电。此外，受电侧检测电路150在没有检测到车辆VH的存在的情况下，使对应的初级侧谐振电路110C的初级侧电容器114C变化为非供电时用的电容。由此，具有成为非供电时用的电容的初级侧电容器114C的初级侧谐振电路110C的输入阻抗Zin变大，并且对对应的初级侧谐振电路110C不施加电力。即，仅向具有设定为供电时用的初级侧电容器114C的初级侧谐振电路110C供给电流，不对具有设定为非供电时用的初级侧电容器114C的初级侧谐振电路110C供给电流。由此，能够抑制无用的电力损耗，能够省略多个送电输出电路134并由一个送电输出电路134驱动多个初级侧谐振电路110C。

在上述车辆用非接触供电系统中，也能够获得与上述实施方式的非接触供电系统同样的效果。

另外，虽然省略了图示和说明，但是能够将具有多个图11所示的初级侧谐振电路110D、三级侧谐振电路310D和受电侧检测电路150D的非接触供电系统应用为车辆用非接触供电系统。

以上说明的车辆用非接触供电系统(参照图17、18)以利用了第一实施方式的结构(参照图1)的非接触供电系统为例进行了说明，但是也可以应用利用了第三实施方式(参照图6)的结构的非接触供电系统。

如以上说明的车辆用非接触供电系统那样，在将初级侧谐振电路和三级侧谐振电路作为一组送电部而具有多个送电部的非接触供电系统中，也能够获得与上述实施方式的非接触供电系统同样的效果。

本公开不限于上述实施方式，能在不超出上述主旨的范围内通过各种结构实现。例如，与发明内容部分所记载的各方式中的技术特征对应的实施方式中的技术特征可以适当地进行替换或组合，以解决上述技术问题的一部分或全部，或者实现上述效果的一部分或全部。此外，上述技术特征只要未在本说明书中作为必须结构而说明，就可适当删除。

Claims (13)

1.一种非接触供电系统，所述非接触供电系统从送电装置向受电装置以非接触的方式供给电力，所述非接触供电系统包括：

送电装置(100、100E、100F)，所述送电装置具有由送电用的初级侧线圈(112)和初级侧电容器(114、114C、114D)构成的初级侧谐振电路(110、110B、110C、110D)以及向所述初级侧谐振电路施加预先设定的动作频率的交流电力的交流电源装置(130、130E、130F)；

受电装置(200)，所述受电装置具有次级侧谐振电路(210)，所述次级侧谐振电路由与所述初级侧线圈磁耦合的受电用的次级侧线圈(212)和次级侧电容器(214)构成；以及

三级侧谐振电路(310、310B、310C、310D)，所述三级侧谐振电路由三级侧线圈(312)和三级侧电容器(314、314C、314D)构成，所述三级侧线圈配置成分别与所述初级侧线圈及所述次级侧线圈磁耦合的状态，所述三级侧电容器与所述三级侧线圈一起构成短路谐振电路，

所述初级侧电容器的电容以与自感L1的所述初级侧线圈在角频率ω0的所述动作频率下谐振的方式，设定为根据下式(1)的电容C1，

所述三级侧电容器的电容以与自感L3的所述三级侧线圈在所述动作频率下谐振的方式，设定为根据下式(2)的电容C3，

所述次级侧电容器的电容设定为使由所述初级侧线圈、所述次级侧线圈和所述三级侧线圈各自的自感和各自的互感产生的所述交流电力的无效电力分量变小，

[数学式21]

[数学式22]

2.如权利要求1所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述次级侧电容器的电容设定为比根据由所述次级侧线圈的自感L2和所述角频率ω0表示的下式(3)的电容C2r大的值，

[数学式23]

3.如权利要求2所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述次级侧电容器的电容根据所述次级侧线圈的自感L2、所述初级侧线圈与所述次级侧线圈的互感M12、所述初级侧线圈与所述三级侧线圈的互感M13、所述三级侧线圈与所述次级侧线圈的互感M32、所述角频率ω0，设定为根据下式(4)的电容C2，

[数学式24]

4.如权利要求2所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述次级侧电容器的电容根据所述次级侧线圈的自感L2、所述初级侧线圈与所述次级侧线圈的互感M12、所述初级侧线圈与所述三级侧线圈的互感M13、所述三级侧线圈与所述次级侧线圈的互感M32、所述角频率ω0，设定为相对于根据下式(4)设定的电容C2的+25％的误差范围内，

[数学式25]

5.如权利要求2所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述三级侧线圈与所述初级侧线圈串联连接，

所述三级侧电容器与所述三级侧线圈并联连接，

所述次级侧电容器的电容根据所述次级侧线圈的自感L2、所述三级侧线圈的自感L3、所述初级侧线圈与所述次级侧线圈的互感M12、所述初级侧线圈与所述三级侧线圈的互感M13、所述三级侧线圈与所述次级侧线圈的互感M32、所述角频率ω0，设定为根据下式(5)的电容C2，

[数学式26]

6.如权利要求2所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述三级侧线圈与所述初级侧线圈串联连接，

所述三级侧电容器与所述三级侧线圈并联连接，

所述次级侧电容器的电容根据所述次级侧线圈的自感L2、所述三级侧线圈的自感L3、所述初级侧线圈与所述次级侧线圈的互感M12、所述初级侧线圈与所述三级侧线圈的互感M13、所述三级侧线圈与所述次级侧线圈的互感M32、所述角频率ω0，设定为相对于根据下式(5)设定的电容C2的+25％的误差范围内，

[数学式27]

7.如权利要求1至6中任一项所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述三级侧线圈以相对于所述初级侧线圈成为一定的耦合状态的方式配置。

8.如权利要求7所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述初级侧线圈和所述三级侧线圈由印刷基板一体形成，所述次级侧电容器和所述三级侧电容器安装在所述印刷基板的面上。

9.如权利要求7或8所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述初级侧电容器(114C、114D)由能改变电容的可变电容器构成，

所述非接触供电系统还具有电容控制部(150C、150D)，所述电容控制部对流过所述初级侧线圈的线圈电流进行检测，并且根据所述线圈电流的值来使所述初级侧电容器的电容变化，

所述电容控制部在所述线圈电流的值减少的情况下，使所述初级侧电容器的电容低于根据所述式(1)的电容C1。

10.如权利要求9所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述三级侧电容器也由能改变电容的可变电容器构成，

所述电容控制部还使所述三级侧电容器的电容低于根据所述式(2)的电容C3。

11.如权利要求10所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述电容控制部在减小所述初级侧电容器的电容之后，减小所述三级侧电容器的电容。

12.如权利要求7至11中任一项所述的非接触供电系统，其特征在于，

在所述次级侧线圈以接近所述初级侧线圈后背离的方式移动的情况下的移动方向上，以在从所述初级侧线圈的中心位置与线圈端之间的1/2的位置到所述线圈端为止的范围中的任意位置处存在所述次级侧线圈的中心位置的状态下的所述初级侧线圈与所述次级侧线圈的耦合状态、所述初级侧线圈与所述三级侧线圈的耦合状态、所述三级侧线圈与所述次级侧线圈的耦合状态为基准，对所述次级侧电容器的电容进行设定。

13.如权利要求7至11中任一项所述的非接触供电系统，其特征在于，

在所述次级侧线圈以接近所述初级侧线圈后背离的方式移动的情况下的移动方向上，以在从所述初级侧线圈的中心位置与线圈端之间的1/2的位置到所述初级侧线圈的中心位置为止的范围中的任意位置处存在所述次级侧线圈的中心位置的状态下的所述初级侧线圈与所述次级侧线圈的耦合状态、所述初级侧线圈与所述三级侧线圈的耦合状态、所述三级侧线圈与所述次级侧线圈的耦合状态为基准，对所述次级侧电容器的电容进行设定。