CN116800153A - 基于单相电流传感器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种基于单相电流传感器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，涉及正弦型电励磁双凸极电机领域，仅需要在正弦型电励磁双凸极电机的A相绕组上安装一个电流传感器，然后基于采集到的A相电流实际值可以得到αβ坐标系下的电流重构值，然后利用基于矢量比例积分控制器的滑模观测器结合锁相环，就可以根据αβ坐标系下的电压值和电流重构值得到转子估计位置和速度估计值，最后利用双闭环控制结构实现对电机的控制。本申请只需使用一个电流传感器且只需将电流传感器安装在电枢绕组上，无需改变原有电路结构，结构简单，不受其它元器件限制，使用场景更加广泛，具有良好的控制效果。

Description

基于单相电流传感器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法

技术领域

本申请涉及正弦型电励磁双凸极电机领域，尤其是一种基于单相电流传感器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法。

背景技术

正弦型电励磁双凸极电机(SDSEM)是一种新型的无刷同步电机，具有励磁电流可控、转子结构简单、散热性能良好等优点，在航空电源以及汽车起动发电系统等领域具有广阔的应用前景。对于电枢绕组Y连接且无中线引出的SDSEM来说，要实现其矢量控制，需要一个位置传感器和至少两个相电流传感器，从而可根据基尔霍夫电流定律计算出第三相的电流。然而，上述至少三个传感器的使用增加了系统的成本和体积，降低了系统的可靠性，甚至在诸如高温、粉尘以及震动等极端环境下无法使用。

目前在其他电机系统中有一些设计方案可以沿用到正弦型电励磁双凸极电机系统中以解决上述可靠性问题，但这些方案都存在各自的问题和缺陷：吴春等公开的“用于单电流传感器系统的方波注入无位置传感器控制方法”(中国，公开日：2022年08月30日，公开号：114977956A)专利中公开了一种用于永磁同步电机(PMSM)的单电流传感器-无位置传感器控制方法，但其电流传感器安装在直流母线上，需要采样特定开关状态电流，必须对SVPWM进行修改，导致开关损耗、纹波和复杂度增加；同时，其提出的无位置传感器控制方法仅适用于零低速运行。文献IEEE Transactions on industrial electronics 178-188,2023“Position Sensorless Control for PMSM Drives With Single Current Sensor”提出了一种单电流传感器PMSM驱动系统的无位置传感器控制方法，但由于电流传感器安装在逆变器相邻两上桥臂之间的支路上，导致该方法只能用于分离型开关器件，这极大限制了其应用范围。王高林等授权的“一种基于电流空间矢量误差投影作校正的无位置传感器驱动系统电流传感器容错方法”(中国，授权日：2021年02月02日，授权号：110022107B)专利中公开了一种基于电流空间矢量误差重构的滑模观测器单相电流传感器容错控制方法，但所提方法由于存在强耦合而导致重构电流震荡严重，且实现过于复杂，不利于推广应用。

发明内容

本申请人针对上述问题及技术需求，提出了一种基于单相电流传感器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，本申请的技术方案如下：

正弦型电励磁双凸极电机控制方法包括：

获取安装在正弦型电励磁双凸极电机的A相电枢绕组上的电流传感器采集到的A相电流实际值。

根据A相电流实际值确定正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的α轴电流重构值i_{α_rec}(s)以及β轴电流重构值i_{β_rec}(s)，s为s平面参数。

将α轴电流重构值i_{α_rec}(s)以及β轴电流重构值i_{β_rec}(s)输入基于矢量比例积分控制器的滑模观测器，基于矢量比例积分控制器的滑模观测器根据正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的α轴电压u_α、β轴电压u_β、α轴电流重构值i_{α_rec}(s)、β轴电流重构值i_{β_rec}(s)输出α轴反电动势估计值和β轴反电动势估计值/>利用锁相环基于α轴反电动势估计值/>和β轴反电动势估计值/>得到转子估计位置/>和速度估计值/>

根据α轴电流重构值i_{α_rec}(s)、β轴电流重构值i_{β_rec}(s)、转子估计位置和速度估计值/>利用外环转速环、内环电流环的双闭环控制结构对正弦型电励磁双凸极电机进行控制。

其进一步的技术方案为，在基于矢量比例积分控制器的滑模观测器中。

矢量比例积分控制器输出的α轴反电动势估计值和β轴反电动势估计值/>闭环反馈至滑模观测器。

滑模观测器根据α轴反电动势估计值β轴反电动势估计值/>α轴电流重构值i_{α_rec}(s)、β轴电流重构值i_{β_rec}(s)、α轴电压u_α、β轴电压u_β输出α轴电流估计值/>和β轴电流估计值/>

将α轴电流估计值与α轴电流重构值i_{α_rec}(s)的差值，以及β轴电流估计值与β轴电流重构值i_{β_rec}(s)的差值，以及锁相环输出的速度估计值/>输入矢量比例积分控制器。

其进一步的技术方案为，基于矢量比例积分控制器的滑模观测器的控制方程为：

其中，p是微分算子，L_s是正弦型电励磁双凸极电机的三相电枢绕组的电枢电感，R_s是正弦型电励磁双凸极电机的三相电枢绕组的电枢电阻，G_VPISF(s)是矢量比例积分控制器的传递函数且M、N分别为正数常数。

其进一步的技术方案为，确定α轴电流重构值i_{α_rec}(s)以及β轴电流重构值i_{β_rec}(s)包括：

确定α轴电流实际值i_α(s)等于A相电流实际值i_A。

将α轴电流实际值i_α(s)输入基于90°移相器设计的电流重构器，得到α轴电流参考值和β轴电流重构值i_{β_rec}(s)。

当时，将α轴电流参考值/>作为α轴电流重构值i_{α_rec}(s)，否则将α轴电流实际值i_α(s)作为α轴电流重构值i_{α_rec}(s)，ε是预定阈值。

其进一步的技术方案为，基于90°移相器设计的电流重构器的控制方程为：

基于电流重构器的控制方程得到：

其中，G_{PSC_α}(s)和G_{PSC_β}(s)分别为传递函数且：

其中，k₁为电流重构器的增益系数，ω₀为电流重构器的谐振频率且设置为正弦型电励磁双凸极电机的速度估计值

其进一步的技术方案为，传递函数G_{PSC_α}(s)在谐振频率ω₀处幅频特性为0dB、相频特性为0°，电流重构器输出的α轴电流参考值跟随输入的α轴电流实际值i_α(s)变换，幅值保持不变、相位保持不变，电流重构器实现对α轴电流实际值i_α(s)的直流偏置和谐波滤除且保持幅值和相位不变；

传递函数G_{PSC_β}(s)在谐振频率ω₀处幅频特性为0dB、相频特性为-90°，电流重构器输出的β轴电流重构值i_{β_rec}(s)跟随输入的α轴电流实际值i_α(s)变换，幅值保持不变、相位滞后90°。

其进一步的技术方案为，基于90°移相器设计的电流重构器的控制方程为：

基于电流重构器的控制方程得到：

其中，G_{EPSC_α}(s)和G_{EPSC_β}(s)分别为传递函数且：

其中，k₂为电流重构器的增益系数，ω₀为电流重构器的谐振频率且设置为正弦型电励磁双凸极电机的速度估计值参数/>

其进一步的技术方案为，传递函数G_{EPSC_α}(s)在谐振频率ω₀处幅频特性为0dB、相频特性为0°，电流重构器输出的α轴电流参考值跟随输入的α轴电流实际值i_α(s)变换，幅值保持不变、相位保持不变，电流重构器实现对α轴电流实际值i_α(s)的直流偏置和谐波滤除且保持幅值和相位不变；

传递函数G_{EPSC_β}(s)在谐振频率ω₀处在谐振频率ω₀处幅频特性为0dB、相频特性为270°，电流重构器输出的β轴电流重构值i_{β_rec}(s)跟随输入的α轴电流实际值i_α(s)变换，且幅值保持不变、相位滞后90°。

其进一步的技术方案为，利用外环转速环、内环电流环的双闭环控制结构对正弦型电励磁双凸极电机进行控制包括：

将速度给定值与速度估计值/>的差值输入PI速度控制器得到q轴电流给定值并取d轴电流给定值/>

根据转子估计位置对α轴电流重构值i_{α_rec}(s)和β轴电流重构值i_{β_rec}(s)转换得到q轴电流实际值i_q和d轴电流实际值i_d。

将q轴电流给定值与q轴电流实际值i_q的差值，以及d轴电流给定值/>与d轴电流实际值i_d的差值输入PI电流控制器得到d轴电压u_d和q轴电压u_q。

根据转子估计位置对d轴电压u_d和q轴电压u_q转换得到正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的α轴电压u_α、β轴电压u_β。

根据α轴电压u_α、β轴电压u_β利用空间矢量脉宽调制算法控制正弦型电励磁双凸极电机的三相电枢绕组连接的逆变电路。

本申请的有益技术效果是：

本申请公开了一种基于单相电流传感器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，该控制方法只需使用到一个电流传感器，且将电流传感器安装在电机的A相电枢绕组上，使得本申请的控制方法在实际应用时无需改变原有电路结构，结构简单且容易实现，避免了安装在直流母线上须对电机进行修改，导致开关损耗、纹波和复杂度增加以及安装在逆变器桥臂上导致只适用于分立型开关器件的问题，因而不受其它元器件或电机的限制，使用场景更加广泛。

本申请基于90°移相器设计了两种不同结构的电流重构器用于进行电流重构，PSC电流重构器的结构简单，对输出的具有较高的直流偏置和谐波抑制能力，但对输出的i_{β_rec}(s)的直流偏置抑制能力差，在实际应用中，相电流检测路径可能存在零偏问题，恶化PSC电流重构器的性能。EPSC电流重构器对输出的/>和i_{β_rec}(s)都有较高的直流偏置和谐波抑制能力，重构效果更佳，不依赖电机参数，参数鲁棒性强，但是结构相较于PSC电流重构器复杂，不过并没有增加可调参数的数量，实现方式也不算复杂。

本申请提供了一种混合控制策略，在两种不同的控制模式下使用不同的方法得到αβ坐标系下的电流重构值，使得正弦型电励磁双凸极电机可以在稳态运行和动态运行下分别按照各自对应的控制模式来控制并进行动态切换，使得在电机稳态和动态运行阶段都具有良好的运行效果。

附图说明

图1是本申请一个实施例中的控制方法流程图。

图2是本申请一个实施例中ABC自然坐标系和αβ坐标系的关系图。

图3是本申请一个实施例中PSC电流重构器的控制框图。

图4是本申请一个实例中PSC电流重构器的传递函数G_{PSC_α}(s)的波特图。

图5是本申请一个实例中PSC电流重构器的传递函数G_{PSC_β}(s)的波特图。

图6是本申请一个实施例中EPSC电流重构器的控制框图。

图7是本申请一个实例中EPSC电流重构器的传递函数G_{EPSC_α}(s)的波特图。

图8是本申请一个实例中EPSC电流重构器的传递函数G_{EPSC_β}(s)的波特图。

图9是本申请一个实例中速度位置提取模块的示意图。

图10是本申请一个实例中混合控制策略示意图。

图11是本申请一个实例中基于单相电流传感器的正弦型电励磁双凸极电机控制框图。

具体实施方式

下面结合附图对本申请的具体实施方式做进一步说明。

如图1所示，在一个实施例中，本申请的基于单相电流传感器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法包括：

步骤1、获取安装在正弦型电励磁双凸极电机的A相电枢绕组上的电流传感器采集到的A相电流实际值i_A。

在本申请中，只需安装一个电流传感器，且将电流传感器安装在正弦型电励磁双凸极电机的A相电枢绕组上，使得本申请的控制方法在实际应用时无需改变原有电路结构，结构简单且容易实现，避免了安装在直流母线上须对电机进行修改，导致开关损耗、纹波和复杂度增加以及安装在逆变器桥臂上导致只适用于分立型开关器件的问题，因而不受其它元器件或电机的限制，使用场景更加广泛。

步骤2、根据A相电流实际值i_A确定正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的α轴电流重构值i_{α_rec}(s)以及β轴电流重构值i_{β_rec}(s)，s为s平面参数。

对A相电流实际值i_A进行Clarke等幅值坐标变换，ABC自然坐标系和αβ坐标系的关系如图2所示。Clarke电流变换矩阵为：

其中，i_B、i_C分别表示A、B、C三相电枢绕组的相电流实际值，i_α(s)是α轴电流实际值，i_β(s)是β轴电流实际值。在本申请中，由于电流传感器安装在A相电枢绕组，因此只能得到A相电流实际值i_A，则基于Clarke变换只能确定α轴电流实际值i_α(s)等于A相电流实际值i_A，而无法确定i_β(s)。

所以本申请需要加入电流重构的过程，通过将确定得到α轴电流实际值i_α(s)输入电流重构器来确定i_{α_rec}(s)和i_{β_rec}(s)。考虑到α轴和β轴具有正交关系，如果能将α轴电流保持幅值不变、相位滞后偏移90°，则可以得到β轴电流，因此基于90°移相器来设计电流重构器。本申请设计了两种电流重构器，分别为PSC电流重构器和EPSC电流重构器：

1、PSC电流重构器

请参考图3，设计的PSC电流重构器的控制方程为：

则可以整理得到PSC电流重构器输出的α轴电流参考值和β轴电流重构值i_{β_rec}(s)表示为：

其中，PSC电流重构器的传递函数G_{PSC_α}(s)、G_{PSC_β}(s)分别为：

其中，k₁为基于PSC电流重构器设计的电流重构器的增益系数，ω₀为电流重构器的谐振频率且设置为正弦型电励磁双凸极电机的速度估计值

根据如图4所示的传递函数G_{PSC_α}(s)的波特图可以看出，以ω₀＝10³为例，传递函数G_{PSC_α}(s)在谐振频率ω₀处的幅频特性为0dB、相频特性为0°，PSC电流重构器输出的α轴电流参考值跟随输入的α轴电流实际值i_α(s)变换，且幅值保持不变、相位保持不变。由此可以看出，PSC电流重构器可以实现对α轴电流实际值i_α(s)的直流偏置和谐波滤除且保持幅值和相位不变。

根据如图5所示的传递函数G_{PSC_β}(s)的波特图可以看出，以ω₀＝10³为例，传递函数G_{PSC_β}(s)在谐振频率ω₀处的幅频特性为0dB、相频特性为-90°，PSC电流重构器输出的β轴电流重构值i_{β_rec}(s)跟随输入的α轴电流实际值i_α(s)变换，且幅值保持不变、相位滞后90°。由此可以看出，PSC电流重构器可以重构得到β轴电流重构值i_{β_rec}(s)，但是对i_{β_rec}(s)的直流偏置抑制能力差，在实际应用中，相电流检测路径可能存在零偏问题，恶化PSC电流重构器的性能。

2、EPSC电流重构器

请参考图6，EPSC电流重构器的控制方程为：

则可以整理得到EPSC电流重构器输出的α轴电流参考值和β轴电流重构值i_{β_rec}(s)表示为：

其中，EPSC电流重构器的传递函数G_{EPSC_α}(s)、G_{EPSC_β}(s)分别为：

其中，k₂为基于EPSC电流重构器设计的电流重构器的增益系数，ω₀为电流重构器的谐振频率且设置为正弦型电励磁双凸极电机的速度估计值参数/>

根据如图7所示的传递函数G_{EPSC_α}(s)的波特图可以看出，以ω₀＝10³为例，传递函数G_{EPSC_α}(s)在谐振频率ω₀处的幅频特性为0dB、相频特性为0°，EPSC电流重构器输出的α轴电流参考值跟随输入的α轴电流实际值i_α(s)变换，且幅值保持不变、相位保持不变。由此可以看出，EPSC电流重构器也可以实现对α轴电流实际值i_α(s)的直流偏置和谐波滤除且保持幅值和相位不变，对/>具有较高的直流偏置和谐波抑制能力，与PSC电流重构器的效果大致相同。

根据如图8所示的传递函数G_{EPSC_β}(s)的波特图可以看出，以ω₀＝10³为例，传递函数G_{EPSC_β}(s)在谐振频率ω₀处的幅频特性为0dB、相频特性为270°，EPSC电流重构器输出的β轴电流重构值i_{β_rec}(s)跟随输入的α轴电流实际值i_α(s)变换，且幅值保持不变、相位滞后90°。由此可以看出，EPSC电流重构器重构得到β轴电流重构值i_{β_rec}(s)，且对i_{β_rec}(s)具有较强的直流偏置抑制能力。

综上所述，PSC电流重构器和EPSC电流重构器各有特点，PSC电流重构器的结构更为简单，但是对i_{β_rec}(s)的直流偏置抑制能力较差。EPSC电流重构器虽然相比于PSC电流重构器结构稍显复杂，但是相比于PSC电流重构器具有更好的重构效果，对和i_{β_rec}(s)都具有较高的直流偏置和谐波抑制能力，且不依赖于电机参数，参数鲁棒强，而且虽然结构复杂，但并没有增加可调参数的数量。实际可以根据需要选择上述任意一种电流重构器来实现电流重构。

基于电流重构器，不管是使用PSC电流重构器还是EPSC电流重构器，电流重构器都能根据输入的i_α(s)输出和i_{β_rec}(s)，然后根据电流重构器输出的/>得到α轴电流重构值i_{α_rec}(s)，从而确定了i_{α_rec}(s)和i_{β_rec}(s)。一种简单的做法是，直接将/>作为i_{α_rec}(s)。

步骤3、将α轴电流重构值i_{α_rec}(s)以及β轴电流重构值i_{β_rec}(s)输入速度位置提取模块，速度位置提取模块的结构如图9所示，速度位置提取模块包括基于矢量比例积分控制器VPIFC的滑模观测器SMO以及锁相环PLL，i_{α_rec}(s)和i_{β_rec}(s)输入到基于矢量比例积分控制器的滑模观测器中，如图9所示，基于矢量比例积分控制器的滑模观测器根据正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的α轴电压u_α、β轴电压u_β、α轴电流重构值i_{α_rec}(s)、β轴电流重构值i_{β_rec}(s)输出α轴反电动势估计值和β轴反电动势估计值/>利用锁相环PLL基于α轴反电动势估计值/>和β轴反电动势估计值/>得到转子估计位置/>和速度估计值/>

本实施例的提取估计位置和速度的方法适用于电机中高速运行阶段，如图9所示，在基于矢量比例积分控制器的滑模观测器中，矢量比例积分控制器输出的α轴反电动势估计值和β轴反电动势估计值/>闭环反馈至滑模观测器。

滑模观测器根据α轴反电动势估计值β轴反电动势估计值/>α轴电流重构值i_{α_rec}(s)、β轴电流重构值i_{β_rec}(s)、α轴电压u_α、β轴电压u_β输出α轴电流估计值/>和β轴电流估计值/>

将α轴电流估计值与α轴电流重构值i_{α_rec}(s)的差值，以及β轴电流估计值与β轴电流重构值i_{β_rec}(s)的差值，以及锁相环输出的速度估计值/>输入矢量比例积分控制器。

基于矢量比例积分控制器的滑模观测器的控制方程为：

其中，p是微分算子，L_s是正弦型电励磁双凸极电机的三相电枢绕组的电枢电感，R_s是正弦型电励磁双凸极电机的三相电枢绕组的电枢电阻，G_VPISF(s)是矢量比例积分控制器的传递函数且M、N分别为正数常数。

由此即可得到转子估计位置和速度估计值/>但是申请人发现，电流重构器与速度位置提取模块之间存在耦合关系，这将对动态性能产生不利影响，在直接将电流重构器输出的/>作为α轴电流重构值i_{α_rec}(s)时，能够有较好的稳态性能、鲁棒性能以及直流偏置抑制能力，但是受限于电流重构器与速度位置提取模块之间强耦合会导致动态性能差，当电流重构器使用EPSC电流重构器时，受限于EPSC电流重构器动态跟随能力差的缺陷，会进一步影响动态性能，因此在另一个实施例中，为了使得电机在稳态和动态运行中都能有良好运行效果，在上述步骤2中，并不默认将电流重构器输出的/>作为α轴电流重构值i_{α_rec}(s)，而是提出一种混合控制策略，在电机实际运行中，在电机不同运行状态下切换使用不同的控制模式，如图10所示，其方法为：

在电流重构器输出α轴电流参考值后，首先判断α轴电流参考值/>与α轴电流重构值i_{α_rec}(s)的差值的绝对值/>是否大于等于预定阈值ε，若选用第一控制模式，将α轴电流实际值i_α(s)作为α轴电流重构值i_{α_rec}(s)，也即令i_{α_rec}(s)＝i_α(s)，此时对应动态运行阶段。若/>则选用第二控制模式，将电流重构器输出的α轴电流参考值/>作为α轴电流重构值i_{α_rec}(s)，也即令此时对应稳态运行阶段。由此可以在电机运行过程中，在不同运行阶段进行控制模式的动态阶段，以使得电机在动态和稳态都能有较好的性能。

步骤4、根据α轴电流重构值i_{α_rec}(s)、β轴电流重构值i_{β_rec}(s)、转子估计位置和速度估计值/>利用外环转速环、内环电流环的双闭环控制结构对正弦型电励磁双凸极电机进行控制。

在本实施例中，如图11所示，将速度给定值与速度估计值/>的差值输入PI速度控制器得到q轴电流给定值/>并取d轴电流给定值/>

根据转子估计位置对α轴电流重构值i_{α_rec}(s)和β轴电流重构值i_{β_rec}(s)转换得到q轴电流实际值i_q和d轴电流实际值i_d。

将q轴电流给定值与q轴电流实际值i_q的差值，以及d轴电流给定值/>与d轴电流实际值i_d的差值输入PI电流控制器得到d轴电压u_d和q轴电压u_q。

根据转子估计位置对d轴电压u_d和q轴电压u_q转换得到正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的α轴电压u_α、β轴电压u_β。

根据α轴电压u_α、β轴电压u_β利用空间矢量脉宽调制算法(SVPWM)控制正弦型电励磁双凸极电机的三相电枢绕组连接的逆变电路(VSI)，实现对正弦型电励磁双凸极电机的控制。

以上所述的仅是本申请的优选实施方式，本申请不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本申请的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本申请的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种基于单相电流传感器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，所述正弦型电励磁双凸极电机控制方法包括：

获取安装在正弦型电励磁双凸极电机的A相电枢绕组上的电流传感器采集到的A相电流实际值；

根据所述A相电流实际值确定所述正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的α轴电流重构值i_{α_rec}(s)以及β轴电流重构值i_{β_rec}(s)，s为s平面参数；

将α轴电流重构值i_{α_rec}(s)以及β轴电流重构值i_{β_rec}(s)输入基于矢量比例积分控制器的滑模观测器，所述基于矢量比例积分控制器的滑模观测器根据所述正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的α轴电压u_α、β轴电压u_β、α轴电流重构值i_{α_rec}(s)、β轴电流重构值i_{β_rec}(s)输出α轴反电动势估计值和β轴反电动势估计值/>利用锁相环基于所述α轴反电动势估计值/>和β轴反电动势估计值/>得到转子估计位置/>和速度估计值/>

根据α轴电流重构值i_{α_rec}(s)、β轴电流重构值i_{β_rec}(s)、转子估计位置和速度估计值利用外环转速环、内环电流环的双闭环控制结构对所述正弦型电励磁双凸极电机进行控制。

2.根据权利要求1所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，在所述基于矢量比例积分控制器的滑模观测器中；

矢量比例积分控制器输出的α轴反电动势估计值和β轴反电动势估计值/>闭环反馈至滑模观测器；

所述滑模观测器根据α轴反电动势估计值β轴反电动势估计值/>α轴电流重构值i_{α_rec}(s)、β轴电流重构值i_{β_rec}(s)、α轴电压u_α、β轴电压u_β输出α轴电流估计值/>和β轴电流估计值/>

将α轴电流估计值与α轴电流重构值i_{α_rec}(s)的差值，以及β轴电流估计值与β轴电流重构值i_{β_rec}(s)的差值，以及所述锁相环输出的速度估计值/>输入所述矢量比例积分控制器。

3.根据权利要求2所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，所述基于矢量比例积分控制器的滑模观测器的控制方程为：

其中，p是微分算子，L_s是所述正弦型电励磁双凸极电机的三相电枢绕组的电枢电感，R_s是所述正弦型电励磁双凸极电机的三相电枢绕组的电枢电阻，G_VPISF(s)是所述矢量比例积分控制器的传递函数且M、N分别为正数常数。

4.根据权利要求1所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，确定α轴电流重构值i_{α_rec}(s)以及β轴电流重构值i_{β_rec}(s)包括：

确定α轴电流实际值i_α(s)等于所述A相电流实际值i_A；

将所述α轴电流实际值i_α(s)输入基于90°移相器设计的电流重构器，得到α轴电流参考值和β轴电流重构值i_{β_rec}(s)；

当时，将所述α轴电流参考值/>作为所述α轴电流重构值i_{α_rec}(s)，否则将所述α轴电流实际值i_α(s)作为所述α轴电流重构值i_{α_rec}(s)，ε是预定阈值。

5.根据权利要求4所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，所述基于90°移相器设计的电流重构器的控制方程为：

基于所述电流重构器的控制方程得到：

其中，G_{PSC_α}(s)和G_{PSC_β}(s)分别为传递函数且：

其中，k₁为所述电流重构器的增益系数，ω₀为所述电流重构器的谐振频率且设置为所述正弦型电励磁双凸极电机的速度估计值

6.根据权利要求5所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，

传递函数G_{PSC_α}(s)在谐振频率ω₀处幅频特性为0dB、相频特性为0°，所述电流重构器输出的α轴电流参考值跟随输入的α轴电流实际值i_α(s)变换，幅值保持不变、相位保持不变，所述电流重构器实现对α轴电流实际值i_α(s)的直流偏置和谐波滤除且保持幅值和相位不变；

传递函数G_{PSC_β}(s)在谐振频率ω₀处幅频特性为0dB、相频特性为-90°，所述电流重构器输出的β轴电流重构值i_{β_rec}(s)跟随输入的α轴电流实际值i_α(s)变换，幅值保持不变、相位滞后90°。

7.根据权利要求4所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，所述基于90°移相器设计的电流重构器的控制方程为：

基于所述电流重构器的控制方程得到：

其中，G_{EPSC_α}(s)和G_{EPSC_β}(s)分别为传递函数且：

其中，k₂为所述电流重构器的增益系数，ω₀为所述电流重构器的谐振频率且设置为所述正弦型电励磁双凸极电机的速度估计值参数/>

8.根据权利要求7所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，

传递函数G_{EPSC_α}(s)在谐振频率ω₀处幅频特性为0dB、相频特性为0°，所述电流重构器输出的α轴电流参考值跟随输入的α轴电流实际值i_α(s)变换，幅值保持不变、相位保持不变，所述电流重构器实现对α轴电流实际值i_α(s)的直流偏置和谐波滤除且保持幅值和相位不变；

传递函数G_{EPSC_β}(s)在谐振频率ω₀处在谐振频率ω₀处幅频特性为0dB、相频特性为270°，所述电流重构器输出的β轴电流重构值i_{β_rec}(s)跟随输入的α轴电流实际值i_α(s)变换，且幅值保持不变、相位滞后90°。

9.根据权利要求1所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，所述利用外环转速环、内环电流环的双闭环控制结构对所述正弦型电励磁双凸极电机进行控制包括：

将速度给定值与速度估计值/>的差值输入PI速度控制器得到q轴电流给定值/>并取d轴电流给定值/>

根据转子估计位置对α轴电流重构值i_{α_rec}(s)和β轴电流重构值i_{β_rec}(s)转换得到q轴电流实际值i_q和d轴电流实际值i_d；

将q轴电流给定值与q轴电流实际值i_q的差值，以及d轴电流给定值/>与d轴电流实际值i_d的差值输入PI电流控制器得到d轴电压u_d和q轴电压u_q；

根据转子估计位置对d轴电压u_d和q轴电压u_q转换得到所述正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的α轴电压u_α、β轴电压u_β；

根据α轴电压u_α、β轴电压u_β利用空间矢量脉宽调制算法控制所述正弦型电励磁双凸极电机的三相电枢绕组连接的逆变电路。