CN105897071A - 双凸极电机容错型变换器驱动系统及其控制方法 - Google Patents
双凸极电机容错型变换器驱动系统及其控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN105897071A CN105897071A CN201610345721.5A CN201610345721A CN105897071A CN 105897071 A CN105897071 A CN 105897071A CN 201610345721 A CN201610345721 A CN 201610345721A CN 105897071 A CN105897071 A CN 105897071A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- phase
- state
- phase current
- fault
- current ring
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
本发明公开了一种双凸极电机容错型变换器驱动系统及其控制方法，适用于全桥变换器单管开路或同一桥臂双管开路故障、电机单相电枢绕组出线端开路故障，属于电机控制技术领域。容错型变换器的主体是四相全桥逆变器、电励磁双凸极电机（DSEM）的四相电枢绕组和一个双向开关。当双凸极电机驱动系统正常运行时，双向开关断开，容错型变换器输出四相互差90°电角度的对称方波电流依次通入电机四相电枢绕组，驱动电机运行；在检测到开路故障后，进行容错控制，将容错型变换器由故障状态切换至容错状态，驱动电机带故障平稳运行。
Description
技术领域
本发明涉及特种电机控制技术领域，尤其涉及一种四相电励磁双凸极电机驱动系统中容错型变换器的拓扑及控制方法，适用于全桥变换器功率管单管开路、同一桥臂双管开路或单相绕组出线端开路等故障情况。
背景技术
电励磁双凸极电机(DSEM)是在开关磁阻电机和永磁双凸极电机的基础上发展而来的,具有结构简单、励磁可调、控制灵活和容错性能好等优点，因而在航空起动发电系统、电动汽车驱动系统、舰船驱动系统等可靠性要求较高的领域应用越来越广泛。而电机驱动系统中电机本体及变换器的电力电子器件均存在着一定的故障率，这对于一些需要连续稳定运行的场合，提出了驱动系统应具有故障容错能力的要求。
电机驱动系统中变换器的电力电子器件主要可以分为短路故障和开路故障，文献《三相电机驱动系统中逆变器故障诊断与容错控制策略研究[D]》表明，单管短路故障经技术处理后可以转化为单管开路故障或同一桥臂双管开路故障。
电机本体故障主要分为绕组短路故障和绕组开路故障，此处绕组短路故障主要指某一相绕组内部由于绝缘失效导致的匝间短路，若有较多匝数短路，必要时需要将短路绕组切除，以避免对电机运行造成影响；绕组开路故障，除绕组端部开路故障之外，主要是由某一相绕组过流保护后转化而来或者发生较多匝数短路故障需要切除相绕组等情形造成，这就转化为单相绕组出线端开路故障。
由于短路故障经技术处理后能转换为开路故障，因此本发明只针对功率管单管开路故障、同一桥臂双管开路故障或单相绕组出线端开路故障进行检测和容错处理。现有的三相电励磁双凸极电机发生单相绕组出线端开路故障时，只有剩余两相绕组正常运行，这会导致电机输出平均转矩较小和转矩脉动较大甚至造成电机停转。而多相(四相)电励磁双凸极电机由于冗余相的存在，因此在发生单相绕组出线端开路时故障容错能力更高，也能够处理变换器单管、同一桥臂双管开路等故障情况。
针对电励磁双凸极电机容错性能的研究主要集中在多相电励磁双凸极电机本体拓扑设计方面，暂未涉及到本发明所提出的容错控制方法。例如申请号为201310079451.4的中国发明专利：各相电感对称的四相双凸极无刷直流电机，公开了一种采用一个励磁绕组匝链三个电枢绕组的电机拓扑，实现了各相电感对称的目标，该双凸极电机在任意时刻四相电枢绕组均对外出力，容错性能好，但没有涉及如何处理单管、同一桥臂双管和单相绕组出线端等开路故障的容错控制方法。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是针对背景技术中所涉及的如何处理单管开路、同一桥臂双管开路和单相绕组出线端开路故障，提供一种双凸极电机容错型变换器驱动系统及其控制方法。为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种双凸极电机容错型变换器驱动系统，该驱动系统包括容错型变换器、四相24/18极电励磁双凸极电机、检测单元、控制器和驱动电路；容错型变换器主要包括四相电枢绕组、四相全桥逆变器和一个双向开关S，四相电枢绕组A、B、C、D的出线端各接四相全桥逆变器单个桥臂的中点a、b、c、d，相位差180°电角度的A、C两相绕组反向串联组成通道U，相位差180°电角度的B、D两相绕组反向串联组成通道V，通道U的中点m和通道V的中点n经所述双向开关S连接。
本发明中，容错型变换器的主体是四相全桥逆变器、电励磁双凸极电机(DSEM)的四相电枢绕组和一个双向开关。当双凸极电机驱动系统正常运行时，双向开关断开，容错型变换器输出四相互差90°电角度的对称方波电流依次通入电机四相电枢绕组，驱动电机运行；在检测到开路故障后，进行容错控制，将容错型变换器由故障状态切换至容错状态，驱动电机带故障平稳运行。
四相电励磁双凸极电机定转子极数为24/18极，四相电枢绕组A、B、C、D空间上相位互差90°电角度，A、C两相电枢绕组空间上相位相差180°电角度，B、D两相电枢绕组空间上相位相差180°电角度，任意时刻各相绕组自感值和相绕组励磁绕组互感值均在变化，电感变化曲线如图3所示，四相电枢绕组自感值(相绕组励磁绕组互感值)均在Lpmin～Lpmax(Lpfmin～Lpfmax)范围内随转子位置角θ呈三角形状周期性变化，且各相电感对称并互差90°电角度，其中A、C两相绕组自感和互感值增减变化趋势相反，B、D两相绕组自感和互感值增减变化趋势相反。根据四相电枢绕组自感和相绕组励磁绕组互感变化曲线，可将一个运行电周期划分为四个运行状态：
状态1——A、D相绕组自感、互感值增加，B、C相绕组自感、互感值减小；
状态2——A、B相绕组自感、互感值增加，C、D相绕组自感、互感值减小；
状态3——B、C相绕组自感、互感值增加，A、D相绕组自感、互感值减小；
状态4——C、D相绕组自感、互感值增加，A、B相绕组自感、互感值减小。
在任意时刻电机处于以上四种运行状态之一，在每个运行状态下总存在两相绕组自感和相绕组励磁绕组互感处于上升区，另外两相绕组的自感和相绕组励磁绕组互感处于下降区。
容错型变换器主体是四相全桥逆变器、一个双向开关S和四相电枢绕组A、B、C、D。四相全桥逆变器中，第一桥臂由功率管T1和T2构成，第二桥臂由T3和T4构成，第三桥臂由T5和T6构成，第四桥臂由T7和T8构成；四相电枢绕组A、B、C、D的出线端各接单个桥臂的中点，相位差180°电角度的A、C两相绕组反向串联组成通道U，相位差180°电角度的B、D两相绕组反向串联组成通道V，通道U的中点m和通道V的中点n经所述双向开关S相连接。
检测单元包括四相电枢绕组A、B、C、D出线端电压的检测电路、四相电枢绕组A、B、C、D相电流的检测电路、电机转子位置的检测电路，它的作用是采集电机四相电枢绕组出线端电压信号、电机四相电枢绕组相电流反馈信号和电机转子位置信号，并传送至控制器。控制器根据所采集到的反馈信号进行故障实时检测，一旦检测到开路故障，控制器进行容错控制，将电机驱动系统中的容错型变换器由故障状态切换至容错状态，驱动电机平稳运行。
采用上述电励磁双凸极电机驱动系统进行故障容错控制，故障容错控制方法适用于处理全桥变换器功率管单管开路故障或同一桥臂双管均开路故障、电机单相绕组出线端开路故障，包括如下具体步骤：
a)电机驱动系统正常运行时，控制双向开关S断开，使得四相电枢绕组连接成两通道U和V，容错型变换器输出四相互差90°电角度的对称梯形波电流通入四相电枢绕组，驱动四相电励磁双凸极电机运行；
b)在电机驱动系统正常运行过程中，检测单元实时采集电机四相电枢绕组出线端电压信号、四相电枢绕组的相电流信号和转子位置信号，并反馈给控制器，控制器根据所采集到的反馈信号进行故障实时检测，一旦检测到开路故障，控制器判断故障类型及定位故障发生的位置；
c)若为功率管单管开路故障，则低电平封锁故障单管的驱动信号，若为同一桥臂双管开路故障，则低电平封锁同一桥臂故障双管的驱动信号，若为电机单相绕组出线端开路故障，则低电平封锁故障相绕组所连桥臂正常双管的驱动信号；
d)控制双向开关S闭合，四相电枢绕组由双通道连接方式重构成星型连接方式；
e)调整剩余正常功率开关管的导通规律和改变各相电流内环电流的电流反馈系数；
由上述步骤a)-e)实现容错型电励磁双凸极电机驱动系统带故障容错运行。
步骤c)和d)，具体控制过程如下：
(1)若检测到功率管单管开路故障，低电平封锁故障管的驱动信号并且调整剩余正常管的导通规律和改变各相电流环的电流反馈系数按如下方式进行：
a)若T1管开路故障，则封锁故障管T1驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T6、T7管斩波，同时控制绕组C、D相电流环反馈系数为0.5，A、B相电流环反馈系数为1；
状态2：T3、T6管斩波，同时控制绕组B、C相电流环反馈系数为0.5，A、D相电流环反馈系数为1；
状态3：T2、T3、T5、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态4：T2、T4、T5、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
b)若T2管开路故障，则封锁故障管T2驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4、T6、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态2：T1、T3、T6、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态3：T5、T8管斩波，同时控制绕组C、D相电流环反馈系数为0.5，A、B相电流环反馈系数为1；
状态4：T4、T5管斩波，同时控制绕组B、C相电流环反馈系数0.5，A、D相电流环反馈系数为1；
c)若T3管开路故障，则封锁故障管T3驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4、T6、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态2：T1、T8管斩波，同时控制绕组A、D相电流环反馈系数0.5，B、C相电流环反馈系数为1；
状态3：T5、T8管斩波，同时控制绕组C、D相电流环反馈系数0.5，A、B相电流环反馈系数1；
状态4：T2、T4、T5、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
d)若T4管开路故障，则封锁故障管T4驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T6、T7管斩波，同时控制绕组C、D相电流环反馈系数为0.5，A、B相电流环反馈系数为1；
状态2：T1、T3、T6、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态3：T2、T3、T5、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态4：T2、T7管斩波，同时控制绕组A、D相电流环反馈系数为0.5，B、C相电流环反馈系数为1；
e)若T5管开路故障，则封锁故障管T5驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4、T6、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态2：T1、T3、T6、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态3：T2、T3管斩波，同时控制绕组A、B相电流环反馈系数为0.5，C、D相电流环反馈系数为1；
状态4：T2、T7管斩波，同时控制绕组A、D相电流环反馈系数为0.5，B、C相电流环反馈系数为1；
f)若T6管开路故障，则封锁故障管T6驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4管斩波，同时控制绕组A、B相电流环反馈系数为0.5，C、D相电流环反馈系数为1；
状态2：T1、T8管斩波，同时控制绕组A、D相电流环反馈系数为0.5，B、C相电流环反馈系数为1；
状态3：T2、T3、T5、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态4：T2、T4、T5、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
g)若T7管开路故障，则封锁故障管T7驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4管斩波，同时控制绕组A、B相电流环反馈系数为0.5，C、D相电流环反馈系数为1；
状态2：T1、T3、T6、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态3：T2、T3、T5、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态4：T4、T5管斩波，同时控制绕组B、C相电流环反馈系数0.5，A、D相电流环反馈系数1；
h)若T8管开路故障，则封锁故障管T8驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4、T6、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态2：T3、T6管斩波，同时控制绕组B、C相电流环反馈系数0.5，A、D相电流环反馈系数为1；
状态3：T2、T3管斩波，同时控制绕组A、B相电流环反馈系数0.5，C、D相电流环反馈系数为1；
状态4：T2、T4、T5、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
(2)若检测到同一桥臂双管开路或单相绕组出线端开路故障，则低电平封锁同一桥臂故障双管的驱动信号或者故障相绕组所连桥臂正常双管的驱动信号，并调整剩余正常功率管的导通规律和改变各相电流环的电流反馈系数按如下方式进行：
a)若第一桥臂T1和T2功率管均开路或电机A相绕组出线端开路故障，则将功率管T1和T2的驱动信号低电平封锁，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T6、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态2：T3、T6管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态3：T5、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态4：T4、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
b)若第二桥臂T3和T4功率管均开路或电机B相绕组出线端开路故障，则将功率管T3和T4的驱动信号低电平封锁，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T6、T1管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态2：T1、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态3：T5、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态4：T2、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
c)若第三桥臂T5和T6功率管均开路或电机C相绕组出线端开路故障，则将功率管T5和T6的驱动信号低电平封锁，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态2：T3、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态3：T2、T3管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态4：T2、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
d)若第四桥臂T7和T8功率管均开路或电机D相绕组出线端开路故障，则将功率管T7和T8的驱动信号低电平封锁，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态2：T3、T6管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态3：T2、T5管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态4：T4、T5管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5。
电励磁双凸极电机正常运行时输出的稳态转矩幅值大小与故障后容错运行时的相等，而电励磁双凸极电机输出的平均转矩与换相转矩脉动和稳态转矩的幅值大小有关，采用所述故障容错控制方法能有效提高电机驱动系统故障状态下输出的平均转矩，减少故障对电机平稳运行造成的不利影响。
本发明原理分析：
本发明中，双凸极电机驱动系统采用转速电流双闭环的控制方式，控制框图如图2所示，控制器根据所采集到的转子位置信号计算出反馈转速NFdb，而后将转速给定NGive与转速反馈NFdb比较得到转速偏差Ne再经转速PI调节器后获得电机各相电流给定值IGive，电流给定值IGive与四相电枢绕组相电流反馈信号ia、ib、ic、id比较得到各相电流偏差iae、ibe、ice、ide后再经滞环比较器输出开通关断控制信号Sa、Sb、Sc、Sd，开通关断控制信号Sa、Sb、Sc、Sd经驱动电路施加在各个功率开关管上，从而控制容错型变换器输出电流驱动电机在给定转速NGive下稳定运行。各相绕组实际电流处于稳态时的幅值I满足关系式I·β＝IGive，若电流内环反馈系数β＝1，各相绕组实际电流处于稳态时的幅值大小I＝IGive，若电流内环反馈系数减小至β＝0.5，各相绕组实际电流处于稳态时的幅值大小增加至I＝2IGive，由此可见，改变电流内环反馈系数能够改变各相绕组电流处于稳态时的幅值大小。
当电机驱动系统正常运行时，双向开关S处于断开状态，四相电枢绕组连接成两通道U和V，在各相绕组的电感上升区和下降区分别通入幅值相等的正向电流和负向电流，得到的电机四相电枢绕组电流波形如图4所示，图4中电流正方向定义为从变换器输出端流入四相电枢绕组星型连接中性点这一方向。电流波形是四相互差90°电角度对称方波,这是因为四相电励磁双凸极电机的反电势波形是梯形波和为了使磁阻转矩对消实现各相绕组均衡对外出力。以P相绕组为例，电励磁双凸极电机某相绕组P相输出的瞬时电磁转矩表达式为：
其中Tpe、Tpr分别为P(P＝A、B、C、D)相绕组输出的瞬时励磁转矩和瞬时磁阻转矩，if为励磁电流，ip为正常运行时相绕组所通入的电流，Lpf为P相绕组与励磁绕组的互感，Lp为P相绕组的自感，θ为转子位置角。任意时刻四相电枢绕组中总有两相绕组的自感和互感处于上升区，另外两相绕组的自感和互感处于下降区，当向电机四相电枢绕组通入四相对称方波电流时，不考虑四相电枢绕组换流引起的换相转矩脉动，仅考虑四相电枢绕组电流处于稳定不换流时的稳态转矩，则四相电枢绕组的磁阻转矩分量两两相互抵消，电机输出的稳态电磁转矩为四相电枢绕组的励磁转矩分量大小之和。因此正常运行时四相电励磁双凸极电机输出的稳态电磁转矩表达式为：
其中Te是正常运行时四相电励磁双凸极电机输出的稳态电磁转矩，if为励磁电流，Iamp为正常运行时四相电枢绕组所通入四相对称方波电流的幅值大小，Lpf为P(P＝A、B、C、D)相绕组与励磁绕组的互感，θ为转子位置角。
需要说明的是正常运行时四相电枢绕组连接成双通道U、V形式而不连接成星型形式，这是因为通道U(V)中两相绕组A和B(C和D)自感之和LU(LV)为Lpmin+Lpmax且保持不变，这有助于减少各相电流纹波大小，此外两通道U和V独立运行即通道U(V)内电流换向时不影响通道V(U)中电流大小变化，因而四相电流畸变程度和转矩脉动相较于四相星型连接方式的要小。
在检测到电机驱动系统发生单管、同一桥臂双管或单相绕组出线端开路故障后，先控制双向开关S闭合，四相电枢绕组重构成星型连接，再将故障管驱动信号或者故障相绕组所连桥臂正常两管驱动信号低电平锁死并且调整剩余正常管子的导通规律和改变各相电流内环的电流反馈系数，将容错型变换器由故障状态切换至容错状态，电机能够带故障平稳运行。
下面详细叙述如何调整剩余正常管子的导通规律和改变各相电流内环的电流反馈系数。单管开路故障情形下的剩余正常管子导通规律和各相电流环的电流反馈系数的变化规律与处理同一桥臂双管或者单相绕组出线端开路故障情形的规律有所不同，需要分别分析。
(1)先分析容错型变换器发生单管开路故障。不失一般性地假设功率管T1发生开路故障，如何调整剩余正常功率管T2～T8的导通规律和改变各相电流内环的电流反馈系数是按照电机容错运行时输出的稳态电磁转矩幅值与正常运行时的相同、换相转矩缺口和转矩脉动较小两大原则来确定，以提高电机带故障时输出的平均转矩。下面阐述T1管发生开路故障时如何确定这两个变化规律。
当T1管发生开路故障即容错型变换器带故障运行时，四相电枢绕组电流波形如图5所示，对比正常运行(图4)和故障运行时(图5)电流波形，状态3和状态4情况下故障运行时电流波形与正常运行时的相同，故只需针对状态1和状态2情况进行容错运行控制。电机运行于状态1和状态2时，A相绕组电流几乎为0，考虑剩余三相绕组B、C和D相电流处于稳定不换流时的稳态磁阻分量和稳态励磁转矩分量，按照三相绕组B、C和D相的稳态磁阻转矩分量相消、三相绕组B、C和D相的稳态励磁转矩分量大小之和与正常运行时电机输出的稳态电磁转矩Te相比保持不变、容错运行时四相电枢绕组星型连接等三个约束条件，列写如下方程式组：
解得
若电机运行于状态1，则
若电机运行于状态2，则
其中，ib、ic、id中分别为电机运行于某一状态(状态1、2、3、4)时B、C、D相绕组所通入电流的稳态值。由于状态1和2下均有两个解，因此电机容错运行时四相电枢绕组电流波形有四种情形，如图6(a)-(d)所示，其中图6(a)、图6(b)情形，当电机运行由状态1切换至状态2时，三相绕组B、C、D的电流均在换向，换相转矩脉动较大；图6(c)情形，当电机运行由状态1切换至状态2时，C相电流保持-2Iamp不变，B、D相电流换向，换相转矩脉动较小；图6(d)情形，当电机运行由状态1切换至状态2时，C相电流保持0不变，A、B相电流同时换向并有同时过零点，换相转矩脉动较大。综上按照换相转矩脉动较小的原则选择图6(c)情形，以尽可能地提高电机输出的平均转矩，因而剩余正常功率管T2～T8的导通规律和改变各相电流内环的反馈系数如表1所示。
表1
电励磁双凸极电机驱动系统采用转速电流双闭环控制方式，表1中将电流环的电流反馈系数由原来的1减至0.5，可以使电枢绕组电流增大为原来的2倍。从而，容错运行时电机四相电枢绕组所通入的电流波形如图6(c)所示。图中电流正方向定义为从变换器输出端流入四相电枢绕组星型连接中性点这一方向。
(2)再分析容错型变换器发生同一桥臂双管或者单相绕组出线端开路故障。不失一般性地假设第一桥臂或者A相绕组发生开路故障，第一桥臂发生开路故障，即T1和T2管同时发生开路故障，而A相绕组出线端开路故障也可以视为T1和T2管同时发生开路故障，原因是：在忽略桥臂1两个功率管寄生电容的微弱充放电电流情况下，两种开路故障都会造成A相绕组电流始终为0，并且故障后的四相绕组故障电流波形和容错控制方法均一致，故下面只针对T1、T2均开路故障。
如何调整剩余正常功率管T3-T8的导通规律和各相电流环电流反馈系数的变化规律按照电机容错运行时输出的稳态电磁转矩幅值与正常运行时的相同、换相转矩缺口和转矩脉动较小这两大原则来确定，以提高电机带故障容错运行时的平均转矩，下面详细阐述T1、T2功率管均发生开路故障时如何确定剩余正常功率管T3-T8的导通规律和各相电流环电流反馈系数的变化规律。
T1、T2功率管均发生开路故障时，容错型功率变换器带故障运行，T1、T2功率管开路故障会造成A、C两相电流恒为0，故电机运行于状态1～状态4中任意状态时均需要进行容错控制，以提高输出的平均电磁转矩。
检测到开路故障后，低电平封锁第一桥臂的故障管T1、T2的驱动信号并控制双向开关S闭合，于是，A相绕组无法流通电流即电流恒为0，四相电枢绕组A、B、C、D由双通道连接方式重构成星型连接方式；考虑剩余三相绕组B、C和D相电流处于稳定不换流时的各稳态磁阻转矩分量和各稳态励磁转矩分量，按照三相绕组B、C和D相的稳态磁阻转矩分量相消、三相绕组B、C和D相的稳态励磁转矩分量大小之和等于正常运行时电机输出的稳态电磁转矩Te、容错运行时四相电枢绕组星型连接共三个约束条件，列写如下方程式组：
解得
若电机运行于状态1，则
若电机运行于状态2，则
若电机运行于状态3，则
若电机运行于状态4，则
其中，ib、ic、id中分别为电机运行于某一状态(状态1、2、3、4)时B、C、D相绕组所通入电流的稳态值。由于状态1～状态4情况下均有两个解，因此电机容错运行时四相电枢绕组电流波形有16种情形，如图7所示，图7中阴影部分表示电流可通可不通，现分析之。
观察图7中B相电流波形，如果B相电流在电感最大处换向，即由正向换至负向，换向时间较长，引起的转矩缺口和转矩脉动较大；同样地，观察D相电流波形，如果D相电流在电感最大处换向，即由正向换至负向，换向时间也较长，引起的转矩缺口和转矩脉动也较大，因此，为了避免B相(D相)的电流由正向直接换至负向，需要让B相(D相)的电流先由正值下降到0并维持一段时间，然后再反向，得到电流波形如图8所示。图8中阴影部分表示电流可通可不通，共四种情形，状态1和状态4情况下的电流波形已确定，但状态2和状态3情况下的电流波形不定，即如图9(a)～9(d)所示。
由于状态1和状态4情况下的电流波形已确定，但状态2和状态3情况下的电流波形不定，只需分析状态3切换至状态4、状态4切换至状态1、状态1切换至状态2共三个瞬态切换过程的转矩缺口和脉动情况，综合选择转矩转矩缺口和转矩脉动较小的情形。
观察图9(a)，当电机运行状态由状态4切换至状态1时，三相绕组B、C、D均参与换相，并且C相电流在最大电感处由正向换至负向，换向时间较长，这会造成换相转矩缺口和转矩脉动较大，不利于提高电机带故障容错运行时的平均转矩。观察图9(b)和图9(c)情形，当电机运行状态由状态1切换至状态2时，三相绕组B、C、D均参与换相，并且D相电流在最大电感处由正向换至0，换向时间较长，这会造成换相转矩缺口和转矩脉动较大，不利于提高电机带故障容错运行时的平均转矩。观察图9(d)情形，当电机运行状态由状态3切换至状态4时，虽然三相绕组B、C、D均参与换相，但是三相电流均不在电感最大值处换向，换向转矩缺口较小；当电机运行状态由状态4切换至状态1时，D相电流保持2Iamp不变，只有B、C两相参与换相，因而换相转矩缺口和转矩脉动较小；当电机运行状态由状态1切换至状态2时，C相电流保持-2Iamp不变，只有B、D两相参与换相，因而换相转矩缺口和转矩脉动较小。综上，按照换相转矩缺口和转矩脉动较小的原则，选择如图9(d)情形，剩余正常功率开关管T3-T8的导通规律和各相电流环的电流反馈系数的变化规律确定为如表2所示。
表2
电励磁双凸极电机驱动系统采用转速电流双闭环控制方式，表2中，将电流环的电流反馈系数由原来的1减至0.5，可以使电枢绕组电流增大为原来的2倍。从而，容错运行时电机四相电枢绕组所通入的电流波形如图9(d)所示。图9(d)中电流正方向定义为从变换器输出端流入四相电枢绕组星型连接中性点这一方向。
本发明的容错技术与现有技术相比，具有以下效果：
(1)本发明所提的容错型变换器的拓扑及控制方法不仅能够处理单管和同一桥臂双管开路故障，还能够处理单相绕组出线端开路故障，具有很好的容错能力；
(2)在容错运行状态下，理论上能够维持电机转速和输出的稳态电磁转矩幅值与正常运行时的相同并减少了开路故障带来的换向转矩脉动，使得四相电励磁双凸极电机能带故障平稳运行；
(3)本发明不使用冗余桥臂，拓扑结构简单，只在四相全桥逆变器的基础上加入一个双向开关。
附图说明
图1是本发明双凸极电机容错型变换器驱动系统结构框图；
图2是双凸极电机容错型变换器驱动系统转速电流双闭环控制框图；
图3是四相24/18极电励磁双凸极电机的四相电枢绕组自感和相绕组励磁绕组互感变化曲线；
图4是电机驱动系统正常运行时电励磁双凸极电机四相电枢绕组电流波形；
图5是容错型变换器T1管开路故障情况下电励磁双凸极电机四相电枢绕组电流波形；
图6(a-d)是容错型变换器T1管开路故障容错运行情况下电励磁双凸极电机四相电枢绕组四种电流波形；
图7是容错型变换器T1、T2管均开路或者A相绕组出线端开路故障容错运行情况下电励磁双凸极电机四相电枢绕组16种电流波形；
图8是容错型变换器T1、T2管均开路或者A相绕组出线端开路故障容错运行情况下电励磁双凸极电机四相电枢绕组4种电流波形。
图9(a-d)是容错型变换器T1、T2管均开路或者A相绕组出线端开路故障容错运行情况下电励磁双凸极电机四相电枢绕组4种电流波形。
具体实施方式
本发明双凸极电机容错型变换器驱动系统结构框图如图1所示，由四相24/18极电励磁双凸极电机、容错型变换器、控制器及驱动电路、检测单元组成，如图1所示。
四相电励磁双凸极电机定转子极数为24/18极，四相电枢绕组A、B、C、D空间上相位互差90°电角度，A、C两相电枢绕组空间上相位相差180°电角度，B、D两相电枢绕组空间上相位相差180°电角度，任意时刻各相绕组自感值和相绕组励磁绕组互感值均在变化，电感变化曲线如图3所示，四相电枢绕组自感值(相绕组励磁绕组互感值)均在Lpmin～Lpmax(Lpfmin～Lpfmax)范围内随转子位置角θ呈三角形状周期性变化，且各相电感对称并互差90°电角度，其中A、C两相绕组自感和互感值增减变化趋势相反，B、D两相绕组自感和互感值增减变化趋势相反。根据四相电枢绕组自感和相绕组励磁绕组互感变化曲线，可将一个运行电周期划分为四个运行状态：
状态1——A、D相绕组自感、互感值增加，B、C相绕组自感、互感值减小；
状态2——A、B相绕组自感、互感值增加，C、D相绕组自感、互感值减小；
状态3——B、C相绕组自感、互感值增加，A、D相绕组自感、互感值减小；
状态4——C、D相绕组自感、互感值增加，A、B相绕组自感、互感值减小。
在任意时刻电机处于以上四种运行状态之一，在每个运行状态下总存在两相绕组自感和相绕组励磁绕组互感处于上升区，另外两相绕组的自感和相绕组励磁绕组互感处于下降区。
容错型变换器主体是四相全桥逆变器、一个双向开关S和四相电枢绕组A、B、C、D。四相全桥逆变器中，第一桥臂由功率管T1和T2构成，第二桥臂由T3和T4构成，第三桥臂由T5和T6构成，第四桥臂由T7和T8构成；四相电枢绕组A、B、C、D的出线端各接单个桥臂的中点，相位差180°电角度的A、C两相绕组反向串联组成通道U，相位差180°电角度的B、D两相绕组反向串联组成通道V，通道U的中点m和通道V的中点n经所述双向开关S相连接。
检测单元包括四相电枢绕组A、B、C、D出线端电压的检测电路、四相电枢绕组A、B、C、D相电流的检测电路、电机转子位置的检测电路，它的作用是采集电机四相电枢绕组出线端电压信号、电机四相电枢绕组相电流反馈信号和电机转子位置信号，并传送至控制器。控制器根据所采集到的反馈信号进行故障实时检测，一旦检测到开路故障，控制器进行容错控制，将电机驱动系统中的容错型变换器由故障状态切换至容错状态，驱动电机平稳运行。
双凸极电机驱动系统采用转速电流双闭环的控制方式，控制框图如图2所示，控制器根据所采集到的转子位置信号计算出反馈转速NFdb，而后将转速给定NGive与转速反馈NFdb比较得到转速偏差Ne再经转速PI调节器后获得电机各相电流给定值IGive，电流给定值IGive与四相电枢绕组相电流反馈信号ia、ib、ic、id比较得到各相电流偏差iae、ibe、ice、ide后再经滞环比较器输出开通关断控制信号Sa、Sb、Sc、Sd，开通关断控制信号Sa、Sb、Sc、Sd经驱动电路施加在各个功率开关管上，从而控制容错型变换器输出电流驱动电机在给定转速NGive下稳定运行。各相绕组实际电流处于稳态时的幅值I满足关系式I·β＝IGive，若电流内环反馈系数β＝1，各相绕组实际电流处于稳态时的幅值大小I＝IGive，若电流内环反馈系数减小至β＝0.5，各相绕组实际电流处于稳态时的幅值大小增加至I＝2IGive，由此可见，改变电流内环反馈系数能够改变各相绕组电流处于稳态时的幅值大小。
当电机驱动系统正常运行时，双向开关S处于断开状态，四相电枢绕组连接成两通道U和V，在各相绕组的电感上升区和下降区分别通入幅值相等的正向电流和负向电流，得到的电机四相电枢绕组电流波形如图2所示，图中电流正方向定义为从变换器输出端流入四相电枢绕组星型连接中性点这一方向。电机驱动系统正常运行情况下的功率管导通规律和各相电流内环的电流反馈系数的变化规律如表3所示：
表3
控制器根据所采集到的电压信号、电流信号和转子位置信号进行故障实时检测。
对于功率管单管开路故障检测方法，不失一般性地以T1管发生开路故障为实例介绍如何定位故障管位置的检测方法，具体步骤如下：
a)通过转子位置反馈信号，控制器实时判别出电机当前所处运行状态；
b)控制器实时读取电流反馈信号，连续三次判断电流反馈值是否为0，若在状态1和状态2中，连续三次所读取的电流反馈值为0，则可以确定功率管T1或者T6开路故障，
c)在状态1和状态2下，将T1和T6管置为恒通；
d)控制器实时读取四相电枢绕组A、B、C、D出线端电压信号，若在状态1和状态2情况下，连续三次所读取到的C相绕组出线端电压均为0，则功率管T1开路故障，若在状态1和状态2情况下，连续三次所读取到的A相绕组出线端电压均为直流母线电压Udc，则功率管T6管开路故障。
对于同一桥臂双管开路故障检测方法，按照确定单管开路故障的方法来分别确定同一桥臂双管故障位置。
对于单相绕组出线端开路故障检测方法，不失一般性地以A相绕组发生开路故障为实例介绍如何定位故障管位置的检测方法，具体步骤如下：
a)通过转子位置反馈信号，控制器实时判别出电机当前所处运行状态；
b)控制器实时读取电流反馈信号，连续三次判断电流反馈值是否为0，若在状态1-状态4四个状态中，连续三次所读取的A、C相电流反馈值均为0，则A或C相绕组出线端发生开路故障；
c)在状态1和状态2下，将T1和T6管置为恒通；
d)控制器实时读取四相电枢绕组A、B、C、D出线端电压信号，若在状态1和状态2情况下，连续三次所读取到的C相绕组出线端电压均为0，则A相绕组开路故障，若在状态1和状态2情况下，连续三次所读取到的A相绕组出线端电压均为直流母线电压Udc，则C相绕组开路故障。
在检测到电机驱动系统发生单管、同一桥臂双管或单相绕组出线端开路故障后，先控制双向开关S闭合，四相电枢绕组重构成星型连接，再将故障管驱动信号或者故障相绕组所连桥臂正常两管驱动信号低电平锁死并且调整剩余正常管子的导通规律和改变各相电流内环的电流反馈系数，将容错型变换器由故障状态切换至容错状态，电机能够带故障平稳运行。如何调整剩余正常管子的导通规律和改变各相电流内环的电流反馈系数律如表4。
以上所使用的专业术语是本领域研究技术人员能够理解的一般意义，根据所述的具体实施方式，技术人员能够很容易发现本发明的目的、技术方案和有益效果等，但是这种实施方式并不仅限于本发明，凡在本方案发明精神和原则内所做的任何更改、等同替换、改进等，都应在本发明的保护范围内。
表4
Claims (6)
1.一种双凸极电机容错型变换器驱动系统，其特征在于：该驱动系统包括容错型变换器、四相24/18极电励磁双凸极电机、检测单元、控制器和驱动电路；容错型变换器主要包括四相电枢绕组、四相全桥逆变器和一个双向开关S，四相电枢绕组A、B、C、D的出线端各接四相全桥逆变器单个桥臂的中点a、b、c、d，相位差180°电角度的A、C两相绕组反向串联组成通道U，相位差180°电角度的B、D两相绕组反向串联组成通道V，通道U的中点m和通道V的中点n经所述双向开关S连接。
2.如权利要求1所述双凸极电机容错型变换器驱动系统，其特征在于：所述容错型变换器中，四相电枢绕组A、B、C、D空间上互差90°电角度；四相全桥逆变器由八个功率管组成：功率管T1和T2构成第一桥臂，功率管T3和T4构成第二桥臂，功率管T5和T6构成第三桥臂，功率管T7和T8构成第四桥臂。
3.如权利要求1所述双凸极电机容错型变换器驱动系统，其特征在于：所述四相24/18极电励磁双凸极电机中，定子极弧系数是0.6667，转子极弧系数是0.5，四相电枢绕组的自感曲线、电枢绕组与励磁绕组之间的互感曲线均可划分为如下四个状态：
状态1：A、D相绕组自感、互感值增加，B、C相绕组自感、互感值减小；
状态2：A、B相绕组自感、互感值增加，C、D相绕组自感、互感值减小；
状态3：B、C相绕组自感、互感值增加，A、D相绕组自感、互感值减小；
状态4：C、D相绕组自感、互感值增加，A、B相绕组自感、互感值减小。
4.如权利要求1所述双凸极电机容错型变换器驱动系统，其特征在于：所述检测单元包括：四相电枢绕组A、B、C、D出线端电压的检测电路、四相电枢绕组A、B、C、D相电流的检测电路和电机转子位置的检测电路。
5.采用权利要求1-4任一所述双凸极电机容错型变换器驱动系统进行故障容错控制的方法，其特征在于：故障容错控制方法适用于处理全桥变换器功率管单管开路故障或同一桥臂双管均开路故障、电机单相绕组出线端开路故障，包括如下具体步骤：
a)电机驱动系统正常运行时，控制双向开关S断开，使得四相电枢绕组连接成两通道U和V，容错型变换器输出四相互差90°电角度的对称梯形波电流通入四相电枢绕组，驱动四相电励磁双凸极电机运行；
b)在电机驱动系统正常运行过程中，检测单元实时采集电机四相电枢绕组出线端电压信号、四相电枢绕组的相电流信号和转子位置信号，并反馈给控制器，控制器根据所采集到的反馈信号进行故障实时检测，一旦检测到开路故障，控制器判断故障类型及定位故障发生的位置；
c)若为功率管单管开路故障，则低电平封锁故障单管的驱动信号，若为同一桥臂双管开路故障，则低电平封锁同一桥臂故障双管的驱动信号，若为电机单相绕组出线端开路故障，则低电平封锁故障相绕组所连桥臂正常双管的驱动信号；
d)调整剩余正常功率开关管的导通规律和改变各相电流内环电流的电流反馈系数；
e)控制双向开关S闭合，四相电枢绕组由双通道连接方式重构成星型连接方式；
由上述步骤a) - e)实现容错型电励磁双凸极电机驱动系统带故障容错运行。
6.如权利要求5所述故障容错控制的方法，其特征在于：所述步骤c)和d)，具体控制过程如下：
(1)若检测到功率管单管开路故障，低电平封锁故障管的驱动信号并且调整剩余正常管的导通规律和改变各相电流环的电流反馈系数按如下方式进行：
a）若T1管开路故障，则封锁故障管T1驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T6、T7管斩波，同时控制绕组C、D相电流环反馈系数为0.5，A、B相电流环反馈系数为1；
状态2：T3、T6管斩波，同时控制绕组B、C相电流环反馈系数为0.5，A、D相电流环反馈系数为1；
状态3：T2、T3、T5、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态4：T2、T4、T5、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
b）若T2管开路故障，则封锁故障管T2驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4、T6、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态2：T1、T3、T6、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态3：T5、T8管斩波，同时控制绕组C、D相电流环反馈系数为0.5，A、B相电流环反馈系数为1；
状态4：T4、T5管斩波，同时控制绕组B、C相电流环反馈系数0.5，A、D相电流环反馈系数为1；
c）若T3管开路故障，则封锁故障管T3驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4、T6、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态2：T1、T8管斩波，同时控制绕组A、D相电流环反馈系数0.5，B、C相电流环反馈系数为1；
状态3：T5、T8管斩波，同时控制绕组C、D相电流环反馈系数0.5，A、B相电流环反馈系数1；
状态4：T2、T4、T5、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
d）若T4管开路故障，则封锁故障管T4驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T6、T7管斩波，同时控制绕组C、D相电流环反馈系数为0.5，A、B相电流环反馈系数为1；
状态2：T1、T3、T6、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态3：T2、T3、T5、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态4：T2、T7管斩波，同时控制绕组A、D相电流环反馈系数为0.5，B、C相电流环反馈系数为1；
e）若T5管开路故障，则封锁故障管T5驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4、T6、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态2：T1、T3、T6、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态3：T2、T3管斩波，同时控制绕组A、B相电流环反馈系数为0.5，C、D相电流环反馈系数为1；
状态4：T2、T7管斩波，同时控制绕组A、D相电流环反馈系数为0.5，B、C相电流环反馈系数为1；
f）若T6管开路故障，则封锁故障管T6驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4管斩波，同时控制绕组A、B相电流环反馈系数为0.5，C、D相电流环反馈系数为1；
状态2：T1、T8管斩波，同时控制绕组A、D相电流环反馈系数为0.5，B、C相电流环反馈系数为1；
状态3：T2、T3、T5、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态4：T2、T4、T5、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
g）若T7管开路故障，则封锁故障管T7驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4管斩波，同时控制绕组A、B相电流环反馈系数为0.5，C、D相电流环反馈系数为1；
状态2：T1、T3、T6、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态3：T2、T3、T5、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态4：T4、T5管斩波，同时控制绕组B、C相电流环反馈系数0.5，A、D相电流环反馈系数1；
h）若T8管开路故障，则封锁故障管T8驱动信号，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4、T6、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
状态2：T3、T6管斩波，同时控制绕组B、C相电流环反馈系数0.5，A、D相电流环反馈系数为1；
状态3：T2、T3管斩波，同时控制绕组A、B相电流环反馈系数0.5，C、D相电流环反馈系数为1；
状态4：T2、T4、T5、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为1；
(2)若检测到同一桥臂双管开路或单相绕组出线端开路故障，则低电平封锁同一桥臂故障双管的驱动信号或者故障相绕组所连桥臂正常双管的驱动信号，并调整剩余正常功率管的导通规律和改变各相电流环的电流反馈系数按如下方式进行：
a）若第一桥臂T1和T2功率管均开路或电机A相绕组出线端开路故障，则将功率管T1和T2的驱动信号低电平封锁，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T6、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态2：T3、T6管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态3：T5、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态4：T4、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
b）若第二桥臂T3和T4功率管均开路或电机B相绕组出线端开路故障，则将功率管T3和T4的驱动信号低电平封锁，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T6、T1管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态2：T1、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态3：T5、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态4：T2、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
c）若第三桥臂T5和T6功率管均开路或电机C相绕组出线端开路故障，则将功率管T5和T6的驱动信号低电平封锁，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态2：T3、T8管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态3：T2、T3管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态4：T2、T7管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
d）若第四桥臂T7和T8功率管均开路或电机D相绕组出线端开路故障，则将功率管T7和T8的驱动信号低电平封锁，并根据电机运行状态进行控制
状态1：T1、T4管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态2：T3、T6管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态3：T2、T5管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5；
状态4：T4、T5管斩波，同时控制绕组A、B、C、D相电流环反馈系数均为0.5。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201610345721.5A CN105897071B (zh) | 2016-05-23 | 2016-05-23 | 双凸极电机容错型变换器驱动系统及其控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201610345721.5A CN105897071B (zh) | 2016-05-23 | 2016-05-23 | 双凸极电机容错型变换器驱动系统及其控制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN105897071A true CN105897071A (zh) | 2016-08-24 |
| CN105897071B CN105897071B (zh) | 2018-08-10 |
Family
ID=56717796
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201610345721.5A Expired - Fee Related CN105897071B (zh) | 2016-05-23 | 2016-05-23 | 双凸极电机容错型变换器驱动系统及其控制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN105897071B (zh) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108649862A (zh) * | 2018-06-01 | 2018-10-12 | 南京星锐智能科技有限公司 | 四相电励磁双凸极电机铜损容错驱动系统及电流计算方法 |
| CN108649843A (zh) * | 2018-05-31 | 2018-10-12 | 南京航空航天大学 | 一种具有开路容错能力的永磁起动发电系统及其控制方法 |
| CN108809203A (zh) * | 2018-06-21 | 2018-11-13 | 济南大学 | 一种三相交流电机缺相故障后的容错控制方法 |
| CN108809204A (zh) * | 2018-07-12 | 2018-11-13 | 哈尔滨工业大学 | 基于功率不变原则的90°相带角四相永磁电机开路故障容错控制方法 |
| CN108923723A (zh) * | 2018-07-12 | 2018-11-30 | 哈尔滨工业大学 | 基于功率不变原则的90°相带角四相永磁电机短路故障容错控制方法 |
| CN109188271A (zh) * | 2018-08-13 | 2019-01-11 | 南京航空航天大学 | 一种四相电励磁双凸极电机系统及其功率管单管开路故障检测方法 |
| CN111894979A (zh) * | 2020-07-29 | 2020-11-06 | 南京邮电大学 | 一种具有容错功能的多桥臂开关功放电路 |
| CN112727923A (zh) * | 2020-12-30 | 2021-04-30 | 华中科技大学 | 磁轴承串联绕组控制器的开关断路故障容错系统及方法 |
| CN113107975A (zh) * | 2021-04-07 | 2021-07-13 | 华中科技大学 | 用于磁轴承的绕组控制器断路故障定位、容错方法和系统 |
| CN115754867A (zh) * | 2022-11-18 | 2023-03-07 | 南京航空航天大学 | 电励磁双凸极电机驱动系统中电流传感器的故障诊断方法 |
| CN116800153A (zh) * | 2023-07-06 | 2023-09-22 | 南京航空航天大学 | 基于单相电流传感器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103812319A (zh) * | 2014-02-25 | 2014-05-21 | 南京航空航天大学 | 一种四相无刷直流电机容错功率变换器及控制方法 |
| CN104170242A (zh) * | 2013-03-15 | 2014-11-26 | 日本精工株式会社 | 马达控制装置、使用该马达控制装置的电动动力转向装置以及车辆 |
| CN104753435A (zh) * | 2015-03-23 | 2015-07-01 | 南京航空航天大学 | 一种四相电励磁双凸极容错电机单相开路补偿控制方法 |
-
2016
- 2016-05-23 CN CN201610345721.5A patent/CN105897071B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104170242A (zh) * | 2013-03-15 | 2014-11-26 | 日本精工株式会社 | 马达控制装置、使用该马达控制装置的电动动力转向装置以及车辆 |
| CN103812319A (zh) * | 2014-02-25 | 2014-05-21 | 南京航空航天大学 | 一种四相无刷直流电机容错功率变换器及控制方法 |
| CN104753435A (zh) * | 2015-03-23 | 2015-07-01 | 南京航空航天大学 | 一种四相电励磁双凸极容错电机单相开路补偿控制方法 |
Cited By (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108649843A (zh) * | 2018-05-31 | 2018-10-12 | 南京航空航天大学 | 一种具有开路容错能力的永磁起动发电系统及其控制方法 |
| CN108649862A (zh) * | 2018-06-01 | 2018-10-12 | 南京星锐智能科技有限公司 | 四相电励磁双凸极电机铜损容错驱动系统及电流计算方法 |
| CN108809203A (zh) * | 2018-06-21 | 2018-11-13 | 济南大学 | 一种三相交流电机缺相故障后的容错控制方法 |
| CN108923723B (zh) * | 2018-07-12 | 2021-05-07 | 哈尔滨工业大学 | 基于功率不变原则的90°相带角四相永磁电机短路故障容错控制方法 |
| CN108809204A (zh) * | 2018-07-12 | 2018-11-13 | 哈尔滨工业大学 | 基于功率不变原则的90°相带角四相永磁电机开路故障容错控制方法 |
| CN108923723A (zh) * | 2018-07-12 | 2018-11-30 | 哈尔滨工业大学 | 基于功率不变原则的90°相带角四相永磁电机短路故障容错控制方法 |
| CN108809204B (zh) * | 2018-07-12 | 2021-04-20 | 哈尔滨工业大学 | 基于功率不变原则的90°相带角四相永磁电机开路故障容错控制方法 |
| CN109188271A (zh) * | 2018-08-13 | 2019-01-11 | 南京航空航天大学 | 一种四相电励磁双凸极电机系统及其功率管单管开路故障检测方法 |
| CN111894979B (zh) * | 2020-07-29 | 2022-07-26 | 南京邮电大学 | 一种具有容错功能的多桥臂开关功放电路 |
| CN111894979A (zh) * | 2020-07-29 | 2020-11-06 | 南京邮电大学 | 一种具有容错功能的多桥臂开关功放电路 |
| CN112727923A (zh) * | 2020-12-30 | 2021-04-30 | 华中科技大学 | 磁轴承串联绕组控制器的开关断路故障容错系统及方法 |
| CN113107975A (zh) * | 2021-04-07 | 2021-07-13 | 华中科技大学 | 用于磁轴承的绕组控制器断路故障定位、容错方法和系统 |
| CN113107975B (zh) * | 2021-04-07 | 2022-04-26 | 华中科技大学 | 用于磁轴承的绕组控制器断路故障定位、容错方法和系统 |
| CN115754867A (zh) * | 2022-11-18 | 2023-03-07 | 南京航空航天大学 | 电励磁双凸极电机驱动系统中电流传感器的故障诊断方法 |
| CN115754867B (zh) * | 2022-11-18 | 2023-06-30 | 南京航空航天大学 | 电励磁双凸极电机驱动系统中电流传感器的故障诊断方法 |
| CN116800153A (zh) * | 2023-07-06 | 2023-09-22 | 南京航空航天大学 | 基于单相电流传感器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法 |
| CN116800153B (zh) * | 2023-07-06 | 2024-04-02 | 南京航空航天大学 | 基于单相电流传感器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN105897071B (zh) | 2018-08-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN105897071A (zh) | 双凸极电机容错型变换器驱动系统及其控制方法 | |
| Gan et al. | An overview of fault-diagnosis and fault-tolerance techniques for switched reluctance machine systems | |
| CN103684196B (zh) | 一种可切换绕组的永磁同步电机驱动系统 | |
| CN106470008B (zh) | 基于三相四桥臂的双绕组永磁容错电驱动系统和控制方法 | |
| CN206135760U (zh) | 基于三相四桥臂的双绕组永磁容错电驱动系统 | |
| CN105958892B (zh) | 四相电励磁双凸极电机变换器容错拓扑结构及容错方法 | |
| CN101795084B (zh) | 晶闸管整流桥并列运行全数字化智能均流控制装置 | |
| CN103051226B (zh) | 具有高容错能力的四相六桥臂逆变器 | |
| CN106712601B (zh) | 基于铜耗最小的轴向磁场磁通切换容错电机容错控制方法 | |
| CN101272125B (zh) | 一种具有容错功能的电机驱动系统 | |
| CN112332735B (zh) | 一种3×3相永磁辅助同步磁阻电机的容错控制方法 | |
| CN105897114B (zh) | 双定子双凸极电机故障容错驱动系统及控制方法 | |
| CN106849702B (zh) | 一种带有故障监测功能的新型旋转整流器 | |
| CN105356816B (zh) | 基于继电器网络的开关磁阻电机多类型故障容错系统 | |
| CN113872482B (zh) | 一种轴向磁场磁通切换永磁电机单相故障容错控制方法 | |
| CN101667804A (zh) | 半桥结构的多相永磁容错电机控制系统 | |
| CN108039837A (zh) | 一种双永磁同步电机容错逆变器及其控制方法 | |
| CN108809173B (zh) | 共母线开绕组无刷双馈风力发电机系统容错控制方法 | |
| CN109188271B (zh) | 一种四相电励磁双凸极电机系统及其功率管单管开路故障检测方法 | |
| CN109245660A (zh) | 一种四相电励磁双凸极电机容错驱动系统及其动态模型建立方法 | |
| CN108923723B (zh) | 基于功率不变原则的90°相带角四相永磁电机短路故障容错控制方法 | |
| CN108258964B (zh) | 一种两相电机容错系统及控制方法 | |
| CN101295003A (zh) | 一种同步电动机的晶闸管在线监测方法 | |
| CN110138307A (zh) | 开关磁阻电机功率变换器短路故障的容错控制方法 | |
| CN103051237B (zh) | 具有高容错能力的六相八桥臂逆变器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20180810 |