CN116686236A - 用于低复杂度模式相关查找表预补偿的方法和装置 - Google Patents

用于低复杂度模式相关查找表预补偿的方法和装置 Download PDF

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CN116686236A CN202280008901.8A CN202280008901A CN116686236A CN 116686236 A CN116686236 A CN 116686236A CN 202280008901 A CN202280008901 A CN 202280008901A CN 116686236 A CN116686236 A CN 116686236A
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Abstract

公开了使用包含一个或多个失真校正值的模式相关查找表(Pattern Dependent Look‑up Table，PDLUT)对包括符号序列的传输信号进行预校正的方法和系统。当从该PDLUT访问该符号序列中的符号的失真校正值时，根据一个或多个量化，将该访问的失真校正值量化为一个或多个量化值，从而减小该失真校正值的位宽。可以对该传输信号和具有更低位宽的失真校正值应用线性校正补偿，例如通过彼此独立的有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)滤波器，其中具有更低位宽的一个或多个量化校正值减少了在该线性校正补偿期间执行的计算步骤的数量，从而节省功耗。将经线性补偿的量化值和经线性补偿的信号组合为预校正信号。

Description

用于低复杂度模式相关查找表预补偿的方法和装置
相关申请交叉引用
本申请要求于2021年1月25日递交的申请号为17/157,691、发明名称为“用于低复杂度模式相关查找表预补偿的方法和装置(METHOD AND APPARATUS OF LOW-COMPLEXITYPATTERN DEPENDENT LOOKUP TABLE PRE-COMPENSATION)”的美国非临时专利申请的权益和优先权，其全部内容通过引用结合在本申请中。
技术领域
本公开大体上涉及通信技术，尤其涉及用于在数字信号处理期间使用查找表进行信号预补偿的方法和装置。
背景技术
通过无线、有线或光信道传输的通信信号会受到各种损伤，尤其是在高波特速率(或高波特率)下，包括由DAC、射频(Radio Frequency，RF)放大器和马赫-曾德尔调制器等发送器组件引入的对存储器的非线性符号间干扰或模式相关失真。具体地，每个发送器组件的非线性效应与每个单独组件的频率响应相互作用，其在组合时会导致具有记忆长度的非线性失真，进而导致幅度和相位的非线性劣化，其中该幅度和相位是基于光通信系统接收器接收的信号中的符号序列的。此类非线性失真已被认为是限制收发器性能的主要损伤之一，尤其是对高波特率下的高阶调制格式。非线性失真通常强烈依赖于具有相当大记忆长度的数据模式。
非线性数字预失真(digital pre-distortion，DPD)算法通常基于自适应Volterra有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)滤波器或基于机器学习的人工神经网络(artificial neural network，ANN)，可用于减轻或补偿发送器的非线性失真。然而，这些方法可能会显著增加专用集成电路(Application Specific IntegratedCircuit，ASIC)数字信号处理(Digital Signal Processor，DSP)处理器的实现复杂度和功耗。
在性能与实现之间达成折衷，以实现发送器的非线性补偿。具体地，在使用通信系统的光链路进行电/光转换和传输之前，在电域中处理(或预补偿)输入通信信号，以补偿在传输之前由非线性引入的信号失真校正。例如，使用补偿模块对电输入信号进行数字处理，以生成预补偿(或预校正)电信号；使用对应的预补偿电信号对光源进行调制，以生成光通信系统中传输的预补偿光信号。
可以通过计算与N个符号的预设序列中的每个符号序列对应的失真校正值，并将每个计算出的失真校正值与相关联的查找表(lookup table，LUT)索引一起存储，生成查找表。失真校正值与符号序列的特定模式相关，因此所得到的LUT也称为模式相关查找表(Pattern Dependent Lookup Table，PDLUT)。
传统的PDLUT失真校正值通常是长位分辨率(即，8位或更长)，通过增加用于接收失真校正值的FIR滤波器所需的位分辨率来适应长位输入，从而保持精确的失真校正值。这不仅增加了FIR滤波器所需的计算复杂度，而且显著增加了DSP处理器的功耗。对于超高速(即，800Gbps及以上)短距离和数据中心互联(Data Center Interconnect，DCI)应用，收发器模块的功耗必须符合严格的标准，这对DSP算法构成了挑战。因此，迫切需要一种复杂度和功耗更低的改进型PDLUT来解决发送器的非线性失真问题。
因此，需要一种效率更高且功耗更低的改进型PDLUT预补偿方法和装置。
发明内容
本公开提供了一种用于对包括符号序列的传输信号进行预补偿的低功率、高效的低复杂度PDLUT预补偿方法和装置，其中，上述符号序列用于生成索引值，上述索引值用于访问存储在PDLUT中的失真校正值。根据一个或多个量化，将从上述PDLUT访问的上述失真校正值量化为一个或多个量化值。上述量化值中的每一个以及上述原始传输信号用于由对应的FIR滤波器接收，以供进行线性补偿。每个FIR滤波器具有多个输入电平(也称为量化电平)，上述多个输入电平用于减少上述FIR滤波器执行的计算步骤的数量，从而降低功耗。经线性补偿的量化失真校正值可以应用于经线性补偿的原始传输信号，以提供用于传输的预补偿信号。
根据一方面，提供了一种使用包含一个或多个失真校正值的模式相关查找表(Pattern Dependent Look-up Table，PDLUT)对包括符号序列的信号进行预校正的方法，上述方法包括：从上述PDLUT访问上述符号序列中的符号的失真校正值；根据一个或多个量化，将上述访问的失真校正值量化为一个或多个量化值，以减小上述失真校正值的位宽；分别对上述一个或多个量化值和上述信号应用线性校正补偿，其中具有更低位宽的上述一个或多个量化校正值减少了在上述线性校正补偿期间执行的计算步骤的数量；将经线性补偿的量化值和经线性补偿的信号组合为预校正信号。
根据另一方面，提供了一种用于发送器的数字信号处理器(DSP)，包括：处理器，被配置为：访问PDLUT中要由上述发送器发送的符号序列中的符号的失真校正值；根据一个或多个量化，将上述访问的失真校正值量化为一个或多个量化值，以减小上述失真校正值的位宽；一个或多个FIR滤波器，被配置为：对上述一个或多个量化值和上述符号序列应用线性校正补偿，其中具有更低位宽的上述一个或多个量化校正值减少了在上述线性校正补偿期间执行的计算步骤的数量；加法器，被配置为：将经线性补偿的量化值和经线性补偿的符号序列组合为预校正信号。
在上述任一方面，上述量化还可以包括：根据第一量化，将上述访问的失真校正值量化为第一量化值；根据第二量化，将上述失真校正值的第二部分量化为第二量化值；其中，上述失真校正值的上述第二部分是上述访问的失真校正值与上述第一量化值之间的差值。
在上述任一方面，上述应用还可以包括：将上述第一量化值提供给具有第一多个输入电平的第一有限脉冲响应(FIR)滤波器；将上述第二量化值提供给具有第二多个输入电平的第二FIR滤波器；将上述信号提供给第三FIR滤波器。
在上述任一方面，上述访问还可以包括：对于上述符号序列中的每个符号，选择以每个符号为中心符号的连续符号的数量；根据上述符号的数量形成索引；使用上述索引从上述PDLUT检索上述失真校正值。
在上述任一方面，可以预先计算上述一个或多个失真校正值的上述一个或多个量化值并将其存储到上述PDLUT中，访问上述预先计算的量化值并将其直接应用于上述信号。
在上述任一方面，上述量化可以包括一个量化，线性补偿由具有奇数个输入电平的FIR滤波器应用，上述量化还可以包括：将表示上述FIR滤波器的相邻输入电平之间的失真校正值差的比例因子确定为其中，max(Δ)是最大失真校正值，min(Δ)是最小失真校正值，Nlevel是上述FIR滤波器的上述奇数个输入电平；将上述量化值(ΔQ)确定为/>其中，ROUND是舍入函数，Δ是上述访问的失真校正值。
在上述任一方面，上述量化可以包括一个量化，线性补偿由具有偶数个输入电平的FIR滤波器应用，上述量化还可以包括：将表示上述FIR滤波器的相邻输入电平之间的失真校正值差的比例因子确定为其中，max(Δ)是最大失真校正值，min(Δ)是最小失真校正值，Nlevel是上述偶数个输入电平；将上述量化值(ΔQ)确定为其中，ROUND是舍入函数，Δ是上述访问的失真校正值。
在上述任一方面，量化上述失真校正值的上述第一部分可以包括：将表示上述第一量化的相邻量化电平之间失真校正值差的第一比例因子确定为其中，max(Δ)是最大失真校正值，min(Δ)是最小失真校正值，Nlevel是上述第一量化的第一多个量化电平；将上述第一量化值(ΔQ1)确定为其中，ROUND是舍入函数，Δ是上述访问的失真校正值。
在上述任一方面，上述第一多个量化电平可以是偶数或奇数个电平。
在上述任一方面，量化上述失真校正值的上述第二部分可以包括：将表示第二量化的相邻量化电平之间失真校正值差的第二比例因子确定为其中，Nlevel2是上述第二量化的第二多个量化电平；将上述失真校正值确定为rCorrection＝Δ-ΔQ1；将上述第二量化值确定为/> 其中，ROUND是舍入函数。
在上述任一方面，上述第二多个量化电平可以是奇数个电平。
在上述任一方面，上述第二多个量化电平可以包括0量化电平，上述第二多个电平中的剩余电平围绕上述0量化电平对称分布。
在上述任一方面，量化上述失真校正值的上述第二部分可以包括：将表示第二量化的相邻量化电平之间失真校正值差的第二比例因子确定为其中，Nlevel2是上述第二量化的第二多个量化电平；将上述失真校正值确定为rCorrection＝Δ-ΔQ1；将上述第二量化值确定为/> 其中，ROUND是舍入函数。
在上述任一方面，上述第二多个量化电平可以是偶数个电平。
在上述任一方面，上述量化步骤可以包括三个或更多个量化，可以将上述三个或更多个量化中的每个量化的量化电平确定为Nlevel＝(Nlevel1-1)(Nlevel2)…(Nleveln)+1，其中，Nlevel是单个量化的多个量化电平，Nleveln是上述三个或更多个量化中的第n个量化的量化电平的数量。
在上述任一方面，上述单个量化和上述多个量化可以实现相同的精度。
在上述任一方面，上述处理器还可以被配置为：根据第一量化，将上述失真校正值的第一部分量化为第一量化值；根据第二量化，将上述失真校正值的剩余部分量化为第二量化值；其中，上述失真校正值的上述第二部分是上述访问的失真校正值与上述第一量化值之间的差值。
在上述任一方面，上述一个或多个FIR滤波器可以包括：第一FIR滤波器，具有用于接收上述第一量化值的第一多个输入电平；第二FIR滤波器，具有用于接收上述第二量化值的第二多个输入电平。
在上述任一方面，上述加法器可以是半加器、全加器、波纹进位加法器、超前进位加法器、Brent-Kung加法器、Kogge-Stone加法器、进位保存加法器、进位选择加法器和进位跳跃加法器中的任何一个。
上述至少一些方面可以有利地允许减小失真校正值的位宽，使得当应用于FIR滤波器以供进行线性补偿时，可以降低计算复杂度和功耗，这可以允许发送器DSP电路以更低功耗更高效地执行传输信号的预校正。
附图说明
现在将通过示例参考示出本申请示例性实施例的附图，其中：
图1示出了本公开提供的光通信系统的概要框图；
图2A示出了传统PDLUT补偿方法中的信号传播的概要框图；
图2B示出了传统PDLUT预校正系统的概要框图；
图3示出了本公开提供的两级PDLUT模块的框图；
图4示出了本公开的示例性实施例提供的单步PDLUT补偿方法的流程图；
图5A示出了本公开的示例性实施例提供的根据具有15个量化电平的单步量化的PDLUT失真校正值及其对应的量化值的曲线图；
图5B示出了图5A的放大部分；
图6示出了一步量化与无量化PDLUT对比的误码率(Bit Error Rate，BER)的曲线图，该BER为量化电平的数量的函数；
图7示出了本公开的示例性实施例提供的两级PDLUT补偿方法的流程图；
图8A和图8B示出了本公开提供的作为两步PDLUT量化方法的结果处理的来自图5A的同一组PDLUT失真校正值；
图9示出了图1中Tx DSP 18的示例性硬件结构的框图。
在不同的附图中可以使用相似的附图标记来表示相似的组件。
具体实施方式
除非另有定义，否则本文所用的所有技术和科学术语都具有与所描述的实施例所属领域的普通技术人员公知的含义相同的含义。
图1示出了光通信系统10的概要框图。如图所示，系统10包括发送器12和接收器14。发送器12还包括发送器(Tx)DSP 18、数模转换器(digital to analog convertor，DAC)20、驱动器22、同相正交调制器(in-phase quadrature modulator，IQM)24和第一激光器26。相干系统10还包括互连发送器12和接收器14的通信链路(例如，光纤链路)16。接收器14包括相干接收器(例如，集成相干接收器(integrated coherent receiver，ICR)28、第二激光器30、模数转换器(analogue to digital convertor，ADC)32和接收器(Rx)DSP 34。应当理解的是，可能存在其它元件，但为了简单起见，该图中未示出其它元件。
Tx DSP 18被配置为接收数字信号，并对所接收的数字信号执行上采样和预补偿，包括PDLUT模块100执行的预补偿。本文中使用的“模块”可以指硬件处理电路和可在该硬件处理电路上执行的机器可读指令(软件和/或固件)的组合。硬件处理电路可以包括微处理器、多核微处理器的内核、微控制器、可编程集成电路、可编程门阵列、数字信号处理器、专用集成电路(application specific integrated circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(field programmable gate array，FPGA)或片上系统(system on a chip，SoC)或其它硬件处理电路的任何或某些组合。
DAC 20被配置为将经上采样和预补偿的数字信号转换为模拟信号。该模拟信号由驱动器22放大。然后，放大的模拟信号通过IQM 24调制到第一激光器26的输出，以将该放大的模拟信号转换为具有X极化信道和Y极化信道的光信号。
该光信号的X极化信道和Y极化信道通过通信链路16传输。应当理解的是，虽然通信链路16可以用于传输光信号，但是在其它实施例中，通信链路16也可以在无线介质中以射频信号的形式传输该模拟信号。
该光信号的X极化信道和Y极化信道由ICR 28利用包括第二激光器30的本地振荡器检测。这样，ICR 28将该光信号转换为X极化电信号信道和Y极化电信号信道。ADC 32被配置为将X极化模拟电信号信道和Y极化模拟电信号信道转换为X极化数字信号信道和Y极化数字信号信道。然后，将该X极化数字信号信道和该Y极化数字信号信道转发到Rx DSP 34，用于各种数字信号处理措施。应当理解的是，可能存在其它元件，但为了简单起见，该图中未示出其它元件。
图2A示出了可以在PDLUT补偿模块100处实现的传统PDLUT补偿方法中的信号传播的概要框图。对于相干通信，Tx信号可以包括4组符号序列：XI、XQ、YI和YQ，每组符号序列分别对应于X极化的同相和正交以及Y极化的同相和正交。在图2A中，为了简洁起见，该Tx信号被示出为包括XI分量。如图所示，首先将包括符号序列(XI)的Tx信号传递到PDLUT模块100，PDLUT模块100产生下文更详细讨论的模式相关非线性失真校正值(Δ)，并应用于该Tx信号以导出预校正信号。然后，通过FIR滤波器传递该预校正符号(XI+Δ)以供进行线性补偿。在传输到其它组件(例如，所示实施例中的DAC 20)上之前，该FIR滤波器的输出可以在Tx DSP18中进行进一步处理。
图2B示出了通常在PDLUT模块100处实现的传统PDLUT预校正系统50的概要框图。通过比较在Rx DSP后接收的符号序列与来自Tx DSP的原始传输符号序列，可以根据校准过程来获得PDLUT失真校正值。作为示例，对于具有索引k的欠校正(under corrected)符号，以符号k为中心的记忆长度2n+1的连续符号S(k-n:k+n)用于生成或访问符号k的对应失真校正值。对于传统PDLUT，记忆长度通常是奇数个(即，2n+1)，如图2B所示。然而，应当理解的是，符号序列可以具有偶数个符号。继续该示例，在所有Rx DSP处理之后接收的对应符号序列可以定义为A(k-n:k+n)，其可以包含某些模式相关失真。可以将S(k-n:k+n)与A(k-n:k+n)在逐符号(symbol-wise)分辨率方面的差(或误差)确定为ΔS(k)。PDLUT(也称为LUT)包含每个符号序列S(k-n:k+n)内中心符号的非线性校正误差值。可以将LUT振幅校正初始化为全零。使用滑动窗口来识别连续符号序列，以形成LUT的索引值(即，索引(ii))。当该窗口向前遍历该接收的符号序列时，在每次出现符号序列的情况下，校正误差值ΔS(k)在对应的LUT索引处累加。LUT计数器(C)用于跟踪每个特定条目的更新次数，每次递增1(即，C(ii)＝C(ii)+1)。将确定为ΔS(ii)＝LUT(ii)/C(ii)的平均校正误差值应用于实际接收的序列A(k-n:k+n)，以产生预失真输出振幅。在实践中，可以根据对性能与实现复杂度之间相关权衡的考虑，实时地预先计算或确定LUT校正。然而，ΔS(k)的值通常表示为十进制值，该值小于每个单独符号的值。因此，ΔS(k)的值必须使用附加位来表示，这需要在所有后续步骤中进行更多逐位(bit-wise)运算，从而导致更长的计算时间。
图3示出了本公开提供的两级PDLUT模块100的框图。PDLUT模块100包括PDLUT102、FIR滤波器104、106和108以及加法器110。
PDLUT模块100接收包括由N个符号组成的序列的信号(XI)作为输入。输入信号XI被转换为用于访问PDLUT 102的索引值。在一些实施例中，每个不同的由N个符号组成的序列对应于索引(或地址)，并且特定序列的校正保存在该索引下。索引的总数为L^N，对应于LUT大小。L是每个符号的可能数量，例如，对于QPSK，L＝2；对于16QAM，L＝4；对于64QAM，L＝8。N是由N个符号组成的序列中对应于记忆长度的符号的数量。当N为奇数时，中心符号是该符号序列中的第(N+1)/2个符号；当N为偶数时，中心符号是该符号序列中的第N/2个符号或第N/2+1个符号。然后，将每个M位字用作索引值，该索引值用于访问查找表102的对应寄存器，以便读取存储在该寄存器中的非线性校正误差值。
PDLUT 102被配置为保持从类似于结合图2B描述的校准过程生成的多个失真校正值。
FIR滤波器104和106各自被配置为分别接收第一量化值和第二量化值。FIR滤波器108被配置为接收输入信号(XI)。在一些实施例中，FIR滤波器104、106和108分别彼此独立地对第一量化值、第二量化值和输入信号XI中的每一个执行线性补偿。对于FIR滤波器104、106和108中的每一个，输入信号通过一系列延迟锁存器。每个锁存器的输出处的结称为抽头。每个抽头(最后一个抽头除外)馈送到一系列锁存器的下一个锁存器以及乘法器的输入。当所采样的数字信号数据被馈送到一系列延迟锁存器时，抽头包含输入信号的一系列连续样本。相应的乘法器将这些样本中的每一个乘以其对应的抽头权重，该对应的抽头权重由对应的权重寄存器存储。可以选择连续的抽头权重来获得某些所需的滤波特性，例如克服数据路径上的组件施加的带宽限制，执行奈奎斯特脉冲整形以提高频谱效率，或补偿时间偏斜和功率不平衡等损伤。然后，将乘法器的乘积发送到累加器阵列，该累加器阵列将这些输出相加，以提供该FIR滤波器的最终输出。在每个乘法和加法步骤之后，将存储在每个锁存器中的数字信号数据依次移动到下一个锁存器，并将新的数字信号样本锁存到第一锁存器中。
加法器110可以将FIR滤波器104、106和108的输出组合为预校正信号，该预校正信号可以在传输到接收器14之前转发到发送器12的其它组件。加法器110可以在处理器的算术逻辑单元(arithmetic logic unit，ALU)中实现。加法器110可以实现为半加器、全加器、波纹进位加法器、超前进位加法器、Brent-Kung加法器、Kogge-Stone加法器、进位保存加法器、进位选择加法器、进位跳跃加法器或任何其它类型加法器中的任何一个。
应当理解的是，尽管示出了两步PDLUT模块100，但是如从本公开中可以明显看出的，模块100可以扩展为单步或多步PDLUT模块100。
图4示出了本公开的示例性实施例提供的单步PDLUT补偿方法400的流程图。方法400可以通过PDLUT补偿模块100处的硬件、软件或硬件和软件装置来实现。
在402中，将输入传输信号序列输入到PDLUT 102。对于传输信号中的每个符号，该传输信号中的由N个连续符号组成的序列用于生成索引，该索引用于访问存储在PDLUT 102中的预校正误差值，其中每个符号用作符号序列中的中心符号。当N为奇数时，中心符号是符号序列中的第(N+1)/2个符号；当N为偶数时，中心符号是符号序列中的第N/2个符号或第N/2+1个符号。作为非限制性说明性示例，对于具有16QAM的传输信号中的3个符号(S1、S2和S3)组成的序列，每个符号有4种可能(XI、XQ、YI和YQ)，S∈[-3,-1,1,3]。然后，可以将该索引计算为索引＝B1·42+B2·4+B，其中， 然后，使用该生成的索引访问PDLUT 102的对应寄存器，以读取非线性校正误差值。
在404中，根据量化，将从PDLUT 102访问的失真校正值量化为量化值，以便减小该失真校正值的位宽。
FIR滤波器输入电平(Nlevel)也称为对应量化的量化电平。在一些实施例中，FIR滤波器输入电平的数量是奇数。该输入电平围绕0电平对称分布。可以根据等式(1)将表示相邻量化电平之间失真校正值的增量增加量的比例因子确定为：
其中，max(Δ)是存储在PDLUT 102中的最大失真校正值，min(Δ)是存储在PDLUT102中的最小失真校正值，Nlevel是被配置为接收量化值的FIR滤波器的输入电平(也称为量化电平)的数量。可以根据等式(2)将该量化值确定为：
其中，Δ是从PDLUT 102访问的失真校正值，“ROUND”是舍入到最接近整数的函数，ΔQ是该量化值。应当理解的是，可以采用其它舍入方法，例如舍入到2的近幂以便实现简单的位移位，以及任何其它舍入方法。最大量化误差(或舍入误差)小于该比例因子。
在一些其它实施例中，该FIR滤波器可以具有偶数个输入电平(Nlevel)。在这种情况下，可以如下确定该比例因子和该量化值：
作为非限制性示例，图5A示出了PDLUT失真校正值502，该PDLUT失真校正值502使用其对应的量化值504根据利用具有16个输入电平的对应FIR滤波器的单步量化来绘制。图5B示出了图5A的放大部分，尤其是对于具有范围在0.4与-0.4之间的失真校正值的范围从0到100的PDLUT索引。
应当理解的是，步骤404中的量化方法是本公开的示例性实施例，其它量化方法也是可能的。
返回参考图4，在406中，通过FIR滤波器分别对该量化值和该Tx信号应用线性补偿。众所周知，FIR滤波器的速度以及因此其相关的电子系统通常受到抽头乘法器的速度的限制。随着FIR滤波器的输入信号的分辨率增加，信号的位宽增加，这导致乘法复杂度增加，同时导致功耗显著。
可以将从PDLUT 102读取的量化值以及传输信号输入到单独的FIR滤波器，FIR滤波器可以将算术计算的数量划分为更小的数量，从而实现更快的计算时间和功耗节省。
然后，在410中，通过加法器等组合经线性补偿的量化值和经线性补偿的信号，以形成用于传输的预校正信号。然后，可以将该组合的信号转发到发送器12的一个或多个组件，以便传输到接收器14。
在步骤404中执行的舍入导致量化误差。当失真校正值范围增大时，该量化误差加剧，进而导致比例因子或量化电平之间的增量失真校正值增加。图6示出了一步量化与无量化PDLUT对比的误码率(BER)的曲线图，该BER为FIR滤波器输入电平的数量(Nlevel)的函数。从图6可以观察到，FIR滤波器输入电平的数量越少，BER越高。随着FIR滤波器输入电平的数量增加，所得到的量化值更接近于原始PDLUT失真校正值，量化期间的舍入误差最大限度地减小，从而改进BER。然而，增加的FIR滤波器输入电平会导致计算复杂度，同时导致功耗增加。此外，FIR滤波器输入电平的增加还会提供BER改进的递减回报。因此，在本公开的一些实施例中，实现多步量化方法，以提供相同的精度性能(即，BER或RMS或误差值)，同时使用具有相对较低数量的输入电平的FIR滤波器。
图7示出了本公开的示例性实施例提供的两级PDLUT补偿方法700的流程图。在示例性方法700中，将总量化划分为两个量化步骤，其中每个量化具有较少数量的量化电平，同时保持精度性能。
在702中，将输入传输信号序列输入到PDLUT 102。采用与方法400的步骤402类似的步骤生成用于访问PDLUT 102的对应寄存器以读取非线性校正误差值的索引，为了简洁起见，本文不作描述。
在704中，根据第一量化，将从PDLUT 102访问的失真校正值(Δ)的第一部分量化为第一量化值。
可以根据等式(5)将表示第一量化的相邻量化电平之间失真校正值的增量增加量的第一比例因子确定为：
其中，max(Δ)是存储在PDLUT 102中的最大失真校正值，min(Δ)是存储在PDLUT102中的最小失真校正值，Nlevel_1是被配置为接收第一量化值或第一量化电平的第一FIR滤波器的输入电平的数量。在一些实施例中，FIR输入电平的第一数量可以是偶数或奇数，无需围绕0电平对称设置。
可以根据等式(6)将该第一量化值确定为：
其中，Δ是从PDLUT 102访问的失真校正值，“ROUND”是舍入到最接近整数的函数，ΔQ1是该第一量化值。可以采用其它舍入方法，例如舍入到2的近幂以便实现简单的位移位。
在706中，根据第二量化，将该失真校正值(Δ)的第二部分量化为第二量化值(ΔQ2)。在一些实施例中，将该失真校正电平的第二部分定义为残余失真校正值(rCorrection)。可以根据等式(7)将该残余失真校正值确定为从PDLUT 102访问的失真校正值与第一量化值之间的差值：
rCorrection＝Δ-ΔQ1 等式(7)
从概念上讲，该残余失真校正值表示第一量化的量化误差，这可能是显著的，对于大失真校正范围和低数量的第一量化电平尤为如此。
可以根据等式(8)将表示第二量化中的相邻量化电平之间失真校正值的增量增加量的第二比例因子确定为：
其中，该第一比例因子(scaleFactor1)表示峰值对峰值(即，最大值)残余失真校正值(rCorrection)，Nlevel2是被配置为接收第二量化值或第二量化电平的第二FIR滤波器的输入电平的数量。可以根据等式(9)将第二量化的第二量化值(ΔQ2)确定为：
其中，“ROUND”是舍入到最接近整数值的函数。应当理解的是，可以采用其它舍入方法，例如舍入到2的近幂以便实现简单的位移位。由于第一量化的随机性(即，向下舍入或向上舍入到每个量化电平)，残余失真校正值在统计上关于平均值对称。因此，在一些实施例中，为了确保改进的分辨率和效率，第二FIR滤波器配置有对称的输入电平分布，其中第二数量的FIR输入电平包括奇数个电平(Nlevel2)，其中一个输入电平为0，剩余输入电平围绕该0电平均匀分布，这可以使用等式(4)和等式(5)来确定。
在一些其它实施例中，第二FIR滤波器可以配置有偶数个输入电平，偶数个输入电平在可能不具有0输入电平的范围scaleFactor1内对称分布。在这种情况下，可以如下确定第二比例因子：
然后，可以根据等式(11)将第二量化值确定为：
有效地，第一量化步骤704根据scaleFactor1按相对粗略的比例量化失真校正值。由于第一量化的分辨率较不精确，因此从第一量化步骤704中的舍入值(即，量化误差)导出的误差由残余失真校正值捕获，残余失真校正值按更精确的比例(即，scaleFactor2，其等于第一量化比例的)进一步量化。在一个方面，第二量化以量化方式减少了第一量化的量化误差，以便确保FIR滤波器的计算效率。
应当理解的是，步骤704和步骤706中的量化方法是本公开的示例性实施例，其它量化方法也是可能的。
在708中，通过单独的FIR滤波器，分别彼此独立地对第一量化值、第二量化值和Tx信号应用线性补偿。
然后，在710中，通过加法器等组合经线性补偿的量化值和经线性补偿的信号，以形成用于传输的预校正信号。与FIR滤波器相比，加法器的功耗可以忽略不计，因此引入该加法器不会显著影响整个系统的功耗。然后，可以将该组合的信号转发到发送器12的一个或多个组件，以便传输到接收器14。
应当理解的是，尽管示出了具有两步PDLUT量化，但是方法700可以在作出必要变更后适用具有三个或更多个量化的量化方法。
图8A和图8B示出了本公开提供的作为两步PDLUT量化方法(即，方法700)的结果处理的来自图4A的同一组PDLUT失真校正值。图8A示出了具有四(4)个输入电平的第一FIR滤波器，这些输入电平围绕0电平非对称分布(即，上面两个电平，下面一个电平)。图8B示出了具有五(5)个输入电平的第二FIR滤波器。从图8B可以看出，每个第一量化电平的残余校正值范围为0.15至-0.15，这些值围绕中间值0对称分布。图8B所示的第二量化的残余校正值的均方根(Root Mean Square，RMS)值与图5A中的一步量化的值相同，即0.0176。因此，可以如下确定本公开提供的单步PDLUT量化和多步PDLUT量化中的量化电平的数量之间的关系：
Nlevel_Single＝(Nlevel1-1)(Nlevel2)…(Nleveln) +1等式(12)
其中，Nlevel_Single是单步量化中的量化电平的数量，Nlevel1是多步量化中的量化电平的数量，n是量化的总数量，+1表示0输入电平。在图5A、图5B、图8A和图8B所示的示例中，16电平单步量化对应于根据等式(12)的两级量化方法的输入电平的数量的乘积(即，16＝(4-1)(5)+1)。作为另一示例，可以将19电平单级PDLUT量化转换为3级量化，其中，第一量化、第二量化和第三量化中的每一个具有3个对应的FIR滤波器，其分别具有输入电平3、3和3，使得19＝(3-1)(3)(3)+1。
可以根据系统中固有的非线性失真的严重程度来选择FIR滤波器输入电平的数量。对于较大的峰值对峰值(即，最大值对最小值)非线性失真值，可能需要更多的FIR滤波器输入电平，从而可以最小化量化过程引起的舍入误差。或者，对于较小的峰值对峰值非线性失真，可能只需较少的FIR滤波器输入电平。因此，在一些实施例中，FIR滤波器输入电平的总数量可以取决于误差范围和所需的性能度量。一旦确定FIR滤波器输入电平的总数量，就可以根据等式(6)将其转换为多步量化。例如，可能无法实现18电平单级量化，并且为了实现本公开提供的多级量化，可能需要最近的可能单级量化电平，即18。在一些实施例中，由于FIR滤波器的可用性，19电平单步量化可能不具有可用的对应两步量化，并且可能需要转换为具有3输入电平第一FIR滤波器、3输入电平第二FIR滤波器和3输入电平第三FIR滤波器的三步量化(即，19＝(3-1)(3)(3)+1)。如果3电平量化的功耗是不希望的，则可以考虑16电平两级量化(即，4输入电平第一FIR滤波器和5输入电平第二FIR滤波器)。
对于两步PDLUT量化方法，由于第一多个FIR滤波器输入电平的数量(m)和第二多个FIR滤波器输入电平的数量(n)等于或大于3，则(m-1)+n<(m-1)n，且(m-1)n的最小值为6。因此，在一些实施例中，对于具有超过6个FIR滤波器输入电平的一步PDLUT量化，对应的两步PDLUT量化可以在精度方面实现相同的性能，同时降低FIR滤波器的分辨率并因此节省功率。
通过采用多步量化，减少了与每个量化对应的FIR滤波器输入电平，从而减少了相应FIR滤波器内的乘法器运算，进而在不降低性能的情况下降低了功耗。
图9示出了在其中实现了PDLUT模块100的Tx DSP 18的示例性硬件结构的框图。可以使用适用于实现本公开中所描述的实施例的其它计算系统，其可以包括与下面讨论的组件不同的组件。在一些示例中，Tx DSP 18可以跨多个物理硬件单元实现，例如在并行计算、分布式计算、虚拟服务器或云计算配置中。尽管图9示出了每个组件的单个实例，但是在TxDSP 18中，每个组件可能有多个实例。
在图9中，Tx DSP 18包括处理单元902、输入/输出(Input/Output，I/O)接口904和存储器910。
Tx DSP 18可以包括一个或多个处理设备902，例如具有硬件加速器的中央处理器(central processing unit，CPU)、图形处理单元(graphics processing unit，GPU)、张量处理单元(tensor processing unit，TPU)、神经处理单元(neural processing unit，NPU)、微处理器、专用集成电路(application-specific integrated circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(field-programmable gate array，FPGA)、专用逻辑电路、专用人工智能处理器单元或其组合。
Tx DSP 18还可以包括一个或多个输入/输出(input/output，I/O)接口904，其允许Tx DSP 18在校准期间从信号发生器(未示出)等信号源接收输入数字信号906以及Rx反馈信号35。I/O接口904还可以传输处理后的数字信号908，例如补偿的传输信号，以便在系统10中进一步处理。
存储器910可以包括易失性存储器，也可以包括非易失性存储器。非瞬时性计算机可读介质的示例包括RAM、ROM、可擦除可编程ROM(erasable programmable ROM，EPROM)、电可擦除可编程ROM(electrically erasable programmable ROM，EEPROM)、闪存、CD-ROM或其它便携式存储器。非瞬时性存储器910可以存储用于由处理单元902执行的指令，例如执行本公开示例中描述的方法或过程。存储器910可以包括其它软件指令，例如用于实现操作系统和其它应用/功能的软件指令。
在Tx DSP 18中，除了其它组件之外，PDLUT模块100可以由处理单元902和存储器910实现。
总线912在Tx DSP 18的组件之间提供通信信道，这些组件包括处理单元902、I/O接口904和/或存储器910。总线912可以是任何合适的总线架构，例如，包括存储器总线或外围总线。
在一些实施例中，为了进一步降低功耗，可以预先计算PDLUT中每个失真校正值的量化值。例如，在一些实施例中，可以在校准阶段将失真校正值转换为其对应的量化值，并将其存储在PDLUT中。因此，在预校正期间，可以使用从每个信号生成的索引值来访问存储在PDLUT 102中的量化值，并且在计算该量化值时可以不花费任何计算能力。
尽管本公开通过按照一定的顺序执行的步骤描述方法和过程，但是可以适当地省略或改变方法和过程中的一个或多个步骤。在适当情况下，一个或多个步骤可以按不同于本公开中所描述顺序的顺序执行。
尽管本公开在方法方面至少部分地进行了描述，但本领域普通技术人员将理解，本公开也针对用于执行该方法的至少一些方面和特征的各种组件，无论是通过硬件组件、软件还是其任意组合。相应地，本公开的技术方案可以通过软件产品的形式体现。合适的软件产品可以存储在预先记录的存储设备或其它类似的非易失性或非瞬时性计算机可读介质中，包括DVD、CD-ROM、USB闪存盘、可移动硬盘或其它存储介质等。软件产品包括有形地存储在其上的指令，该指令使得处理器设备(例如，个人计算机、服务器或网络设备)能够执行本文中公开的方法的示例。
在不脱离权利要求书的主题的前提下，本公开可以通过其它特定形式实施。所描述的示例性实施例在各方面都仅仅是示意性的，而不是限制性的。可以组合从一个或多个上述实施例中选择的特征，以创建非显式描述的可选实施例，在本公开的范围内可以理解适合于此类组合的特征。
还公开了所公开范围内的所有值和子范围。此外，尽管本文中所公开和示出的系统、设备和过程可以包括特定数量的元件/组件，但是可以对系统、设备和组件进行修改以包括更多或更少的此类元件/组件。例如，尽管所公开的任何元件/组件可以引用为单数，但本文中所公开的实施例可以进行修改以包括多个此类元件/组件。本文中描述的主题旨在覆盖和涵盖所有适当的技术变更。
可以对所描述的实施例进行某些改编和修改。因此，上述讨论的实施例被视为是示意性的，而不是限制性的。

Claims (20)

1.一种使用包含一个或多个失真校正值的模式相关查找表PDLUT对包括符号序列的信号进行预校正的方法，其特征在于，所述方法包括：
从所述PDLUT访问所述符号序列中的符号的失真校正值；
根据一个或多个量化，将访问的失真校正值量化为一个或多个量化值，以减小所述失真校正值的位宽；
分别对所述一个或多个量化值和所述信号应用线性校正补偿，其中具有更低位宽的所述一个或多个量化校正值减少了在所述线性校正补偿期间执行的计算步骤的数量；
将经线性补偿的量化值和经线性补偿的信号组合为预校正信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述量化还包括：
根据第一量化，将所述访问的失真校正值量化为第一量化值；
根据第二量化，将所述失真校正值的第二部分量化为第二量化值，
其中所述失真校正值的所述第二部分是所述访问的失真校正值与所述第一量化值之间的差值。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述应用还包括：
将所述第一量化值提供给具有第一多个输入电平的第一有限脉冲响应FIR滤波器；
将所述第二量化值提供给具有第二多个输入电平的第二FIR滤波器；
将所述信号提供给第三FIR滤波器。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的方法，其特征在于，所述访问还包括：
对于所述符号序列中的每个符号，选择以所述每个符号为中心符号的连续符号的数量；
根据所述符号的数量形成索引；
使用所述索引从所述PDLUT检索失真校正值。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其特征在于，预先计算所述一个或多个失真校正值的所述一个或多个量化值并将所述一个或多个量化值存储到所述PDLUT中，访问所述预先计算的量化值并将所述预先计算的量化值直接应用于所述信号。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其特征在于，所述量化包括一个量化，线性补偿由具有奇数个输入电平的FIR滤波器应用，所述量化还包括：
将表示所述FIR滤波器的相邻输入电平之间的失真校正值差的比例因子确定为 其中，max(Δ)是最大失真校正值，min(Δ)是最小失真校正值，Nlevel是所述FIR滤波器的所述奇数个输入电平；
将所述量化值(ΔQ)确定为其中，ROUND是舍入函数，Δ是所述访问的失真校正值。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的方法，其特征在于，所述量化包括一个量化，线性补偿由具有偶数个输入电平的FIR滤波器应用，所述量化还包括：
将表示所述FIR滤波器的相邻输入电平之间的失真校正值差的比例因子确定为 其中，max(Δ)是最大失真校正值，min(Δ)是最小失真校正值，Nlevel是所述偶数个输入电平；
将所述量化值(ΔQ)确定为其中，ROUND是舍入函数，Δ是所述访问的失真校正值。
8.根据权利要求2至7中任一项所述的方法，其特征在于，所述量化所述失真校正值的所述第一部分包括：
将表示所述第一量化的相邻量化电平之间的失真校正值差的第一比例因子确定为 其中，max(Δ)是最大失真校正值，min(Δ)是最小失真校正值，Nlevel是所述第一量化的第一多个量化电平；
将所述第一量化值(ΔQ1)确定为其中，ROUND是舍入函数，Δ是所述访问的失真校正值。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述第一多个量化电平是偶数或奇数个电平。
10.根据权利要求8或9所述的方法，其特征在于，所述量化所述失真校正值的所述第二部分包括：
将表示第二量化的相邻量化电平之间的失真校正值差的第二比例因子确定为 其中，Nlevel2是所述第二量化的第二多个量化电平；
将所述失真校正值确定为rCorrection＝Δ-ΔQ1；
将所述第二量化值确定为其中，ROUND是舍入函数。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述第二多个量化电平是奇数个电平。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述第二多个量化电平包括0量化电平，所述第二多个电平的剩余电平围绕所述0量化电平对称分布。
13.根据权利要求8至12中任一项所述的方法，其特征在于，所述量化所述失真校正值的所述第二部分包括：
将表示第二量化的相邻量化电平之间的失真校正值差的第二比例因子确定为 其中，Nlevel2是所述第二量化的第二多个量化电平；
将所述失真校正值确定为rCorrection＝Δ-ΔQ1；
将所述第二量化值确定为其中，ROUND是舍入函数。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述第二多个量化电平是偶数个电平。
15.根据权利要求1至14中任一项所述的方法，其特征在于，所述量化步骤包括三个或更多个量化，将所述三个或更多个量化中的每个量化的量化电平确定为Nlevel＝(Nlevel1-1)(Nlevel2)...(Nleveln)+1，其中，Nlevel是单个量化的多个量化电平，Nleveln是所述三个或更多个量化中的第n个量化的量化电平的数量。
16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，所述单个量化和所述多个量化可实现相同的精度。
17.一种用于发送器的数字信号处理器DSP，其特征在于，包括：
处理器，被配置为：
访问PDLUT中要由所述发送器发送的符号序列中的符号的失真校正值；
根据一个或多个量化，将访问的失真校正值量化为一个或多个量化值，以减小所述失真校正值的位宽；
一个或多个FIR滤波器，被配置为：对所述一个或多个量化值和所述符号序列应用线性校正补偿，其中具有更低位宽的所述一个或多个量化校正值减少了在所述线性校正补偿期间执行的计算步骤的数量；
加法器，被配置为：将经线性补偿的量化值和经线性补偿的符号序列组合为预校正信号。
18.根据权利要求17所述的DSP，其特征在于，所述处理器还被配置为：
根据第一量化，将所述失真校正值的第一部分量化为第一量化值；
根据第二量化，将所述失真校正值的剩余部分量化为第二量化值，
其中所述失真校正值的所述第二部分是所述访问的失真校正值与所述第一量化值之间的差值。
19.根据权利要求18所述的DSP，其特征在于，所述一个或多个FIR滤波器包括：
第一FIR滤波器，具有用于接收所述第一量化值的第一多个输入电平；
第二FIR滤波器，具有用于接收所述第二量化值的第二多个输入电平。
20.根据权利要求17至19中任一项所述的DSP，其特征在于，所述加法器是半加器、全加器、波纹进位加法器、超前进位加法器、Brent-Kung加法器、Kogge-Stone加法器、进位保存加法器、进位选择加法器和进位跳跃加法器中的任何一个。
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