CN116683813A - 一种用于正弦型电励磁双凸极电机的初始位置检测方法 - Google Patents

一种用于正弦型电励磁双凸极电机的初始位置检测方法 Download PDF

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CN116683813A CN202310618191.7A CN202310618191A CN116683813A CN 116683813 A CN116683813 A CN 116683813A CN 202310618191 A CN202310618191 A CN 202310618191A CN 116683813 A CN116683813 A CN 116683813A
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黄玉蓉
周波
于晓东
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Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
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Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
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Abstract

本申请公开了一种用于正弦型电励磁双凸极电机的初始位置检测方法，涉及正弦型电励磁双凸极电机领域，该方法在利用高频电压注入法得到正弦型电励磁双凸极电机的转子初始位置的初次估计值的基础上，通过提取励磁电流中的高频分量进行直轴正方向判断，从而得到位置补偿值对初次估计值进行补偿，最终得到准确的转子初始位置估计值，该方法无需额外注入正负脉冲再比较电流响应的幅值，简化了位置检测的过程，缩短了检测时间，不依赖转子磁路饱和效应，且不会造成转子的微动，易于实现。

Description

一种用于正弦型电励磁双凸极电机的初始位置检测方法
技术领域
本申请涉及正弦型电励磁双凸极电机领域，尤其是一种用于正弦型电励磁双凸极电机的初始位置检测方法。
背景技术
作为一种新型同步电机，正弦型电励磁双凸极电机(SDSEM)具有结构简单可靠、励磁可调、适合高温高速场合等优点，在航空航天、风力发电以及电动汽车等领域具有广阔的应用前景。正弦型电励磁双凸极电机采用磁场定向控制，其控制过程需要获取转子位置信息，由于机械式位置传感器的使用会带来体积重量大、成本高的问题且受限于特殊场合的应用，因此无位置传感器控制技术得到了广泛的关注。
转子初始位置估计是实现电机无位置控制运行的基础，准确的转子初始位置有利于电机无位置控制系统的快速起动，否则甚至会导致电机起动失败。高频电压注入法是一种目前有效的适用于正弦波电机初始位置检测的方法。然而，应用高频信号注入法获取转子初始位置时，估计位置既可能收敛到实际位置，也可能收敛于和实际位置相差180°的位置，因此需要进行直轴正方向判断来对初次估计位置进行补偿。刘颖等公开的“转子磁钢表贴式永磁同步电机转子初始位置检测”(中国电机工程学报，2011年6月25日，第31卷，第18期，48-54页)论文中提出了一种永磁同步电机转子初始位置检测方法，该方法在实现初次位置估计后将高频正弦信号切换为正负电压脉冲信号注入到估计直轴上，利用不同磁极下的直轴等效时间常数判断直轴正方向。该方法在直轴正方向判断的时候需要切换注入信号并等待电流衰减，需要花费较长的时间，且依赖于转子磁路饱和效应。王爽等公开的“一种永磁同步电机转子磁极极性判断方法”(中国，公开日：2019年4月16日，公开号：CN109639202A)专利中提出了一种永磁同步电机转子磁极极性判断方法，该方法在注入的高频信号上叠加两段方向相反的脉冲电压信号，通过比较每次注入后电流极大值与极小值之间的差值大小来确定磁极极性，这种方法虽然不需要中断注入信号，但是在叠加注入信号之后依然需要时间等待电流稳定，同时电压脉冲的幅值大小和持续时间若选择不当可能导致直轴正方向判断出错。
发明内容
本申请人针对上述问题及技术需求，提出了一种用于正弦型电励磁双凸极电机的初始位置检测方法，本申请的技术方案如下：
一种用于正弦型电励磁双凸极电机的初始位置检测方法，该初始位置检测方法包括：
利用高频电压注入法得到正弦型电励磁双凸极电机的转子初始位置的初次估计值
获取正弦型电励磁双凸极电机的励磁电流if并提取励磁电流if的高频分量ifh；
基于高频分量ifh确定位置补偿值θc；
利用位置补偿值θc对初次估计值进行补偿，得到正弦型电励磁双凸极电机的转子初始位置估计值/>
其进一步的技术方案为，基于高频分量ifh确定位置补偿值θc，包括：
将高频分量ifh与正弦信号2sin(ωht)相乘进行调制得到第一调制信号，第一调制信号包含直流分量h(d)和频率为2ωh的交流分量，ωh是利用高频电压注入法在估计转子同步旋转坐标系的/>轴注入的高频电压的角频率，t表示时间；
对第一调制信号进行低通滤波滤除频率为2ωh的交流分量，得到第一调制信号中的直流分量h(d)；
基于直流分量h(d)的正负取值得到位置补偿值θc。
其进一步的技术方案为，基于直流分量h(d)的正负取值得到位置补偿值θc并得到转子初始位置估计值的方法包括：
当h(d)>0时，确定估计转子同步旋转坐标系的/>轴正方向与实际转子同步旋转坐标系d-q的d轴正方向反向，确定位置补偿值θc＝πrad并确定转子初始位置估计值
当h(d)<0时，确定估计转子同步旋转坐标系的/>轴正方向与实际转子同步旋转坐标系d-q的d轴正方向同向，确定位置补偿值θc＝0并确定转子初始位置估计值/>
其进一步的技术方案为，将高频分量ifh与正弦信号2sin(ωht)相乘进行调制得到的第一调制信号的表达式为：
对第一调制信号进行低通滤波得到的直流分量h(d)的表达式为：
其中，Lf为正弦型电励磁双凸极电机的励磁绕组的电感，Ld为正弦型电励磁双凸极电机的电枢绕组的直轴电感，Msf为电枢绕组与励磁绕组间的互感幅值，Uhm是利用高频电压注入法在轴注入的高频电压的幅值，Δθ是转子初始位置实际值与转子初始位置估计值之间的差值。在利用高频电压注入法得到初次估计值/>时的Δθ＝0或Δθ＝πrad：当Δθ＝0时，cos(Δθ)>0，h(d)<0；当Δθ＝πrad时，cos(Δθ)<0，h(d)>0。
其进一步的技术方案为，得到高频分量ifh的表达式的包括：
基于正弦型电励磁双凸极电机在实际转子同步旋转坐标系d-q下的电压方程为：
得到仅考虑高频分量时的电机电压方程为：
其中，ud为实际转子同步旋转坐标系d-q下的d轴电压，uq为实际转子同步旋转坐标系d-q下的q轴电压为uq，id为实际转子同步旋转坐标系d-q下的d轴电流，iq为实际转子同步旋转坐标系d-q下的q轴电流；udh为d轴电压高频分量，uqh为q轴电压高频分量，idh为d轴电流高频分量，iqh为q轴电流高频分量，uf为励磁绕组的端电压，ufh为励磁绕组的端电压高频分量，if为励磁电流，ifh为励磁电流高频分量；Rs为正弦型电励磁双凸极电机的电枢绕组的等效电阻，Rf为正弦型电励磁双凸极电机的励磁绕组的等效电阻，Ld、Lq、Lf分别为所述正弦型电励磁双凸极电机的电枢绕组的直轴电感、交轴电感和励磁绕组的自感，Msf为电枢绕组与励磁绕组之间的互感幅值，ω为转子角速度；
结合高频电压注入法注入的高频电压以及估计转子同步旋转坐标系/>到实际转子同步旋转坐标系d-q的变换矩阵/>得到/>
其中，估计转子同步旋转坐标系下的/>轴电压高频分量为/>轴电压高频分量为/>励磁绕组的端电压高频分量为/>
结合仅考虑高频分量时的电机电压方程得到高频分量ifh的表达式为：
其进一步的技术方案为，利用高频电压注入法得到转子初始位置的初次估计值的方法包括：
在估计转子同步旋转坐标系的/>轴注入高频电压/>在/>轴给定电压信号/>以控制正弦型电励磁双凸极电机工作，Uhm是幅值，ωh是角频率，t表示时间；
获取正弦型电励磁双凸极电机在轴的电流响应信号/>
利用带通滤波器提取电流响应信号中频率为ωh的交流分量/>
将交流分量与正弦信号sin(ωht)相乘进行调制得到第二调制信号，第二调制信号包含直流分量f(Δθ)和频率为2ωh的交流分量；
对第二调制信号进行低通滤波滤除频率为2ωh的交流分量，得到第二调制信号中的直流分量f(Δθ)，Δθ是转子初始位置实际值与转子初始位置估计值之间的差值；
基于直流分量f(Δθ)构建位置误差闭环得到初次估计值
其进一步的技术方案为，当Δθ＝0或Δθ＝π时f(Δθ)＝0，基于直流分量f(Δθ)构建位置误差闭环得到初次估计值包括：
将f(Δθ)作为PI控制器的输入，对PI控制器输出的转子角速度估计值积分并更新初次估计值/>直至f(Δθ)收敛至0时，得到初次估计值/>
本申请的有益技术效果是：
本申请公开了一种用于正弦型电励磁双凸极电机的初始位置检测方法，该方法在利用高频电压注入法实现初次初始位置估计的基础上，通过提取励磁电流中的高频分量进行直轴正方向判断，从而可以得到准确的转子初始位置估计值，该方法无需额外注入正负脉冲再比较电流响应的幅值，简化了位置检测的过程，缩短了检测时间，不依赖转子磁路饱和效应，且不会造成转子的微动，易于实现。
附图说明
图1是本申请一个实施例的初始位置检测方法的原理框图。
图2是实际两相静止坐标系、估计转子同步旋转坐标系和实际转子同步旋转坐标系的坐标轴关系。
图3是本申请一个实施例中基于电流响应信号得到初次估计值/>的原理框图。
图4是一个实例中的转子初始位置实际值和输出的转子初始位置估计值的曲线示意图，以及提取得到的直流分量h(d)的波形图。
图5是另一个实例中的转子初始位置实际值和输出的转子初始位置估计值的曲线示意图，以及提取得到的直流分量h(d)的波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本申请的具体实施方式做进一步说明。
本申请公开了一种用于正弦型电励磁双凸极电机的初始位置检测方法，请参考图1所示的原理框图，该初始位置检测方法包括如下步骤：
首先本申请建立坐标关系图如图2所示，建立的坐标系包括实际两相静止坐标系α-β、估计转子同步旋转坐标系和实际转子同步旋转坐标系d-q的坐标轴关系，以d轴正方向与α轴正方向之间的夹角为转子位置实际值θ，以/>轴正方向与α轴正方向之间的夹角为转子位置估计值/>转子位置实际值θ与转子位置估计值/>之间的差值/>估计转子同步旋转坐标系/>到实际转子同步旋转坐标系d-q的变换矩阵
步骤1、利用高频电压注入法得到正弦型电励磁双凸极电机的转子初始位置的初次估计值包括在估计转子同步旋转坐标系/>下注入的/>轴电压高频分量/>轴电压高频分量/>和励磁绕组的端电压高频分量/>分别为：
其中，ωh是角频率，Uhm是幅值，t表示时间。
对坐标系上的/>和/>利用转子初始位置估计值/>进行派克逆变换，得到实际两相静止坐标系α-β下的电压信号uα和uβ，再基于uα和uβ采用空间矢量脉宽调制SVPWM得到六路开关信号控制三相全桥逆变器，向正弦型电励磁双凸极电机的电枢绕组中注入电压，以控制正弦型电励磁双凸极电机工作。
在正弦型电励磁双凸极电机工作过程中，获取正弦型电励磁双凸极电机在轴的电流响应信号/>包括：检测正弦型电励磁双凸极电机的任意两相电枢绕组的相电流，将两相电枢绕组的相电流经过坐标变换得到/>轴的电流响应信号/>的，然后基于电流响应信号来得到初次估计值/>请结合图3所示的原理框图，包括：
(1)利用带通滤波器提取电流响应信号中频率为ωh的交流分量/>
(2)将交流分量与正弦信号sin(ωht)相乘进行调制得到第二调制信号S2，第二调制信号S2包含直流分量f(Δθ)和频率为2ωh的交流分量。
(3)对第二调制信号S2进行低通滤波滤除频率为2ωh的交流分量，得到第二调制信号S2中的直流分量f(Δθ)。
(4)基于直流分量f(Δθ)构建位置误差闭环得到初次估计值
利用高频电压注入法提取得到的直流分量f(Δθ)是关于Δθ的函数，当Δθ＝0或Δθ＝πrad时，f(Δθ)＝0，因此利用f(Δθ)就能够迭代求解初次估计值
在一个实施例中，正弦型电励磁双凸极电机在实际转子同步旋转坐标系d-q下的电压方程为：
其中，实际转子同步旋转坐标系d-q下的d轴电压为ud、q轴电压为uq、d轴电流为id、q轴电流为iq、励磁绕组的端电压为uf，ω为转子角速度。Lf为正弦型电励磁双凸极电机的励磁绕组的电感，Ld为正弦型电励磁双凸极电机的电枢绕组的直轴电感，Lq为所述正弦型电励磁双凸极电机的电枢绕组的交轴电感，Msf为电枢绕组与励磁绕组间的互感幅值。Rs为正弦型电励磁双凸极电机的电枢绕组的等效电阻，Rf为正弦型电励磁双凸极电机的励磁绕组的等效电阻。
由此可以得到直流分量f(Δθ)的表达式为：
基于该表达式可以明确看出，当Δθ＝0或Δθ＝πrad时，f(Δθ)＝0，因此通过迭代求解使得f(Δθ)逼近0即能得到初次估计值包括：将f(Δθ)作为PI控制器的输入，对PI控制器输出的转子角速度估计值/>积分并更新初次估计值/>更新后的初次估计值/>再次作为转子初始位置估计值/>并更新直流分量f(Δθ)，如此迭代直至Δθ＝0或Δθ＝πrad使得f(Δθ)收敛至0时，得到此时初次估计值/>
步骤2、获取正弦型电励磁双凸极电机的励磁电流if并提取励磁电流if的高频分量ifh，利用带通滤波器即可提取励磁电流if的高频分量ifh。
步骤3、基于高频分量ifh确定位置补偿值θc。请结合图1，包括：
(1)将高频分量ifh与正弦信号2sin(ωht)相乘进行调制得到第一调制信号S1，第一调制信号S1包含直流分量h(d)和频率为2ωh的交流分量。
(2)对第一调制信号S1进行低通滤波滤除频率为2ωh的交流分量，得到第一调制信号S1中的直流分量h(d)。
(3)基于直流分量h(d)的正负取值得到位置补偿值θc。包括两种情况：当h(d)>0时，确定估计转子同步旋转坐标系的/>轴正方向与实际转子同步旋转坐标系d-q的d轴正方向反向，确定位置补偿值θc＝πrad。当h(d)<0时，确定估计转子同步旋转坐标系/>的轴正方向与实际转子同步旋转坐标系d-q的d轴正方向同向，确定位置补偿值θc＝0。
步骤4、利用位置补偿值θc对初次估计值进行补偿，得到正弦型电励磁双凸极电机的转子初始位置估计值/>则根据上述位置补偿值θc的取值不同，转子初始位置估计值/>或者转子初始位置估计值/>
本申请根据励磁电流if的高频分量ifh进行直轴正方向判断，接下去对本申请这种方法的理论原理介绍如下：
基于正弦型电励磁双凸极电机在实际转子同步旋转坐标系d-q下的电压方程可以得到仅考虑高频分量时的电机电压方程：
其中，实际转子同步旋转坐标系d-q下的d轴电压高频分量为udh、q轴电压高频分量为uqh、励磁绕组的端电压高频分量为ufh、励磁电流高频分量为ifh、d轴电流高频分量为idh。
结合上面给出的高频电压注入法注入的高频电压以及到d-q的变换矩阵/>可以得到：
其中，估计转子同步旋转坐标系下的/>轴电压高频分量为/>轴电压高频分量为/>励磁绕组的端电压高频分量为/>
因此得到高频分量ifh的表达式为：
则将高频分量ifh与正弦信号2sin(ωht)相乘进行调制得到的第一调制信号S1的表达式为：
对第一调制信号S1进行低通滤波得到的直流分量h(d)的表达式为：
如上介绍，通过收敛到f(Δθ)＝0得到初次估计值此时Δθ＝0或Δθ＝πrad，相应的cos(Δθ)＝1或者cos(Δθ)＝-1，而/>的符号由电机参数决定，因此的符号是固定的，在一个实例中，/>是固定的，因此当Δθ＝0时，cos(Δθ)>0，h(d)<0，而当Δθ＝πrad时，cos(Δθ)<0，h(d)>0。所以根据直流分量h(d)的取值正负不同即能确定Δθ的取值，从而得到相应的位置补偿值θc进行补偿。
在一个实例中，假设转子初始位置实际值θ＝1rad，转子初始位置实际值θ和转子初始位置估计值的曲线，以及提取的得到的直流分量h(d)的波形如图4所示，通过大约0.1s利用高频电压注入法迭代得到正弦型电励磁双凸极电机的转子初始位置的初次估计值/>如虚线所示。由于直流分量h(d)的取值为负，因此位置补偿值θc＝0并持续输出转子初始位置估计值/>与实线所示的转子初始位置实际值θ＝1rad重合。
在另一个实例中，假设转子初始位置实际值θ＝3rad，转子初始位置实际值θ和转子初始位置估计值的曲线，以及提取得到的直流分量h(d)的波形如图5所示，通过大约0.1s利用高频电压注入法迭代得到正弦型电励磁双凸极电机的转子初始位置的初次估计值/>如虚线所示。由于直流分量h(d)的取值为正，因此位置补偿值θc＝πrad并补偿转子初始位置估计值/>如图5所示后续转子初始位置估计值与实线所示的转子初始位置实际值θ＝3rad重合。
以上所述的仅是本申请的优选实施方式，本申请不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本申请的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本申请的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种用于正弦型电励磁双凸极电机的初始位置检测方法，其特征在于，所述初始位置检测方法包括：
利用高频电压注入法得到正弦型电励磁双凸极电机的转子初始位置的初次估计值
获取所述正弦型电励磁双凸极电机的励磁电流if并提取所述励磁电流if的高频分量ifh；
基于所述高频分量ifh确定位置补偿值θc；
利用所述位置补偿值θc对所述初次估计值进行补偿，得到所述正弦型电励磁双凸极电机的转子初始位置估计值/>
2.根据权利要求1所述的初始位置检测方法，其特征在于，所述基于所述高频分量ifh确定位置补偿值θc，包括：
将所述高频分量ifh与正弦信号2sin(ωht)相乘进行调制得到第一调制信号，所述第一调制信号包含直流分量h(d)和频率为2ωh的交流分量，ωh是利用高频电压注入法在估计转子同步旋转坐标系的/>轴注入的高频电压的角频率，t表示时间；
对所述第一调制信号进行低通滤波滤除频率为2ωh的交流分量，得到所述第一调制信号中的直流分量h(d)；
基于所述直流分量h(d)的正负取值得到所述位置补偿值θc。
3.根据权利要求2所述的初始位置检测方法，其特征在于，基于所述直流分量h(d)的正负取值得到所述位置补偿值θc并得到转子初始位置估计值的方法包括：
当h(d)>0时，确定估计转子同步旋转坐标系的/>轴正方向与实际转子同步旋转坐标系d-q的d轴正方向反向，确定所述位置补偿值θc＝πrad并确定所述转子初始位置估计值
当h(d)<0时，确定估计转子同步旋转坐标系的/>轴正方向与实际转子同步旋转坐标系d-q的d轴正方向同向，确定所述位置补偿值θc＝0并确定所述转子初始位置估计值
4.根据权利要求2所述的初始位置检测方法，其特征在于，将所述高频分量ifh与正弦信号2sin(ωht)相乘进行调制得到的第一调制信号的表达式为：
对所述第一调制信号进行低通滤波得到的直流分量h(d)的表达式为：
其中，Lf为所述正弦型电励磁双凸极电机的励磁绕组的电感，Ld为所述正弦型电励磁双凸极电机的电枢绕组的直轴电感，Msf为所述电枢绕组与所述励磁绕组间的互感幅值，Uhm是利用高频电压注入法在轴注入的高频电压的幅值，Δθ是转子初始位置实际值与转子初始位置估计值之间的差值；利用高频电压注入法得到初次估计值/>时Δθ＝0或Δθ＝πrad：当Δθ＝0时，cos(Δθ)>0，h(d)<0；当Δθ＝πrad时，cos(Δθ)<0，h(d)>0。
5.根据权利要求4所述的初始位置检测方法，其特征在于，得到高频分量ifh的表达式的包括：
基于所述正弦型电励磁双凸极电机在实际转子同步旋转坐标系d-q下的电压方程为：
得到仅考虑高频分量时的电机电压方程为：
其中，ud为实际转子同步旋转坐标系d-q下的d轴电压，uq为实际转子同步旋转坐标系d-q下的q轴电压为uq，id为实际转子同步旋转坐标系d-q下的d轴电流，iq为实际转子同步旋转坐标系d-q下的q轴电流；udh为d轴电压高频分量，uqh为q轴电压高频分量，idh为d轴电流高频分量，iqh为q轴电流高频分量，uf为励磁绕组的端电压，ufh为励磁绕组的端电压高频分量，if为励磁电流，ifh为励磁电流高频分量；Rs为所述正弦型电励磁双凸极电机的电枢绕组的等效电阻，Rf为所述正弦型电励磁双凸极电机的励磁绕组的等效电阻，Ld、Lq、Lf分别为所述正弦型电励磁双凸极电机的电枢绕组的直轴电感、交轴电感和励磁绕组的自感，Msf为电枢绕组与励磁绕组之间的互感幅值，ω为转子角速度；
结合高频电压注入法注入的高频电压以及估计转子同步旋转坐标系/>到实际转子同步旋转坐标系d-q的变换矩阵/>得到
其中，估计转子同步旋转坐标系下的/>轴电压高频分量为/>轴电压高频分量为/>励磁绕组的端电压高频分量为/>
结合仅考虑高频分量时的电机电压方程得到高频分量ifh的表达式为：
6.根据权利要求1所述的初始位置检测方法，其特征在于，利用高频电压注入法得到转子初始位置的初次估计值的方法包括：
在估计转子同步旋转坐标系的/>轴注入高频电压/> 轴给定电压信号/>以控制所述正弦型电励磁双凸极电机工作，Uhm是幅值，ωh是角频率，t表示时间；
获取所述正弦型电励磁双凸极电机在轴的电流响应信号/>
利用带通滤波器提取所述电流响应信号中频率为ωh的交流分量/>
将所述交流分量与正弦信号sin(ωht)相乘进行调制得到第二调制信号，所述第二调制信号包含直流分量f(Δθ)和频率为2ωh的交流分量；
对所述第二调制信号进行低通滤波滤除频率为2ωh的交流分量，得到所述第二调制信号中的直流分量f(Δθ)，Δθ是转子初始位置实际值与转子初始位置估计值之间的差值；基于所述直流分量f(Δθ)构建位置误差闭环得到初次估计值
7.根据权利要求6所述的初始位置检测方法，其特征在于，当Δθ＝0或Δθ＝π时f(Δθ)＝0，所述基于直流分量f(Δθ)构建位置误差闭环得到初次估计值包括：
将f(Δθ)作为PI控制器的输入，对PI控制器输出的转子角速度估计值积分并更新所述初次估计值/>直至f(Δθ)收敛至0时，得到所述初次估计值/>
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