CN116633315B - 一种基于感容互换技术的可变储能电感及控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于感容互换技术的可变储能电感及控制方法，该可变储能电感包括可变电容单元、感容互换电路单元、功率放大电路单元和控制回路。本发明所提出的一种基于感容互换技术的可变储能电感及控制方法首先基于可变电容单元控制开关管改变电容值，其次通过感容互换电路单元的运算功率放大元件的特性将可变电容转换为可变电感，最后将功率放大电路单元和转换后的可变电感组合，使可变电感具有可储能的功能。该可变储能电感在不使用磁性元件的情况下实现可储能的可变电感，解决了传统可变电感需要使用线圈、磁芯等大体积元件的问题，减小了可变电感的体积、降低了可变电感的成本，提高了可变电感的实用性。
Description
技术领域
本发明涉及可变电感的技术领域，具体涉及到一种基于感容互换技术的可变储能电感及控制方法。
背景技术
在射频、无线电和LLC谐振变换器等应用中，电感在电路调谐中是必不可少的。在对电路进行调谐时，为了提高谐振网络的灵活性以改善拓扑性能，通常会采用可变电感进行调谐。但目前的可变电感大多数是采用滑动开关，改变线圈的匝数实现，通过改变电感器的电感量来改变电感值。该方法必须要使用铁芯和线圈，因而体积较大，不利于对电路进行集成化和微型化。
因此，如何提供一种解决上述问题的方案是本领域技术人员目前需要解决的问题。
发明内容
本发明针对以上技术的缺点和不足，提出了一种基于感容互换技术的可变储能电感及控制方法，通过感容互换电路将可变电容转换为可变电感，再加上功率放大电路担任功率电感储存能量的功能，从而整个电路呈现出可传递能量的可变电感。本发明不使用铁芯和线圈实现了可变储能电感，减小了可变电感的体积，并极大降低了成本，有利于可变电感的集成化和微型化。
一种基于感容互换技术的可变储能电感，其特征在于，包括感容互换电路、功率放大电路、可变电容电路以及控制回路，其中，所述感容互换电路分别和所述功率放大电路以及所述可变电容电路连接，所述可变电容电路进一步和所述控制回路连接；
所述感容互换电路包括第一运算放大器Amp1、第二运算放大器Amp2、第一电阻R01、第二电阻R02、第三电阻R03、第四电阻R04、第五电阻R05、第六电阻R06、第七电阻R07；
所述功率放大电路包括n/2个正电压导通开关管Q1～Qn/2，为第1个正电压导通开关管Q1至第n/2个正电压导通开关管Qn/2；n/2个负电压导通开关管Qn/2+1～Qn，为第n/2+1个负电压导通开关管Qn/2+1至第n个负电压导通开关管Qn；n/2个直流电压源U1～Un/2，为第1个直流电压源U1至第n/4个直流电压源Un/4至第n/2-1个直流电压源Un/2-1至第n/2个直流电压源Un/2；(n-2)/2个正向钳位二极管，为第1个正向钳位二极管D1至第(n-2)/2个正向钳位二极管D(n-2)/2；(n-2)/2个反向钳位二极管，为第n/2个反向钳位二极管Dn/2至第n-2个反向钳位二极管Dn-2；n个电阻R1～Rn；
所述可变电容电路包括第一开关管Q01、第二开关管Q02、第三开关管Q03、第四开关管Q04、直流电压源VDC、电容C、电感L；
其中，n为4的倍数。
可选地，所述n/2个正电压导通开关管Qn/2源极和漏极串联连接；
所述第n/2个正电压导通开关管Qn/2源极与所述第n/2+1个负电压导通开关管Qn/2+1漏极连接；
所述第n/2+1个负电压导通开关管Qn/2+1至第n个负电压导通开关管Qn分别源极和漏极串联连接；
所述第1个正电压导通二极管Q1漏极与第1个直流电压源U1的正极连接；
所述第1个直流电压源U1负极与第1个正向钳位二极管D1阳极连接；
所述第1个正向钳位二极管D1阴极与第1个正电压导通二极管Q1源极连接；
所述第1个直流电压源U1负极与第n/2个反向钳位二极管Dn/2的阴极连接；
所述第n/2个反向钳位二极管Dn/2的阳极与第n/2+1个负电压导通开关管Qn/2+1的源极连接；
所述直流电压电源U1～Un/2串联连接；
所述第n/4个直流电压源Un/4负极与接地端连接；
所述第n/2-1个直流电压源Un/2-1负极与第(n-2)/2个正向钳位二极管D(n-2)/2阳极连接；
所述第(n-2)/2个正向钳位二极管D(n-2)/2阳极连接与第n-2个反向钳位二极管Dn-2阴极连接；
所述n个电阻Rn第一端并联连接并与输入端口Vi连接；
所述n个电阻Rn第二端分别与n个开关管Qn的栅极连接；
所述n个电阻Rn的第i个电阻Ri与所述n个开关管的第i个开关管Qi的栅极连接；
所述第n/2个正电压导通开关管Qn/2源极即为输出端口Vo；
其中，n为4的倍数，i＝1,2,3…n。
可选地，所述第一运算放大器Amp1的反相输入端与所述第二电阻R02的第一端连接；
所述第二电阻R02的第二端与所述第一运算放大器Amp1的输出端、所述第三电阻R03的第二端连接；
所述第三电阻R03第一端与所述第一运算放大器Amp1的正向输入端、所述第四电阻R04第一端连接；
所述第四电阻R04第二端与所述第五电阻R05第一端连接；
所述第五电阻R05的第二端与所述第二运算放大器Amp2的输出端、所述第六电阻R06的第一端连接；
所述第六电阻R06的第二端与所述第七电阻R07的第一端、所述第二运算放大器Amp2的正向输入端连接；
所述第二运算放大器Amp2的反相输入端与所述第四电阻R04第二端连接；
所述第一电阻的第一端R01与功率放大电路的输出端连接；
所述第七电阻R07的第二端与可变电容电路的负向输入端连接；
所述第一电阻R01的第二端、第七电阻R07的第二端与地连接。
可选地，在感容互换电路的输出端接上容性/感性负载，从输入端获得为感性/容性的负载，电感或电容特性进行互换。
可选地，所述直流电压源VDC正极与第一开关管Q01漏极、第三开关管Q03漏极连接；
所述第三开关管Q03源极与第四开关管Q04漏极连接；
所述第四开关管Q04源极与直流电压源VDC负极、第二开关管Q02源极连接；
所述第二开关管Q02漏极与第一开关管Q01源极、电容C第一端连接；
所述电容C第二端与电感L第一端连接；
所述电感L第二端连接至感容互换电路的正极输出端；
所述第三开关管Q03源极连接至感容互换电路的负极输出端；
所述第一开关管Q01、第二开关管Q02、第三开关管Q03、第四开关管Q04构成全桥逆变器；
所述第一开关管Q01、第二开关管Q02、第三开关管Q03、第四开关管Q04的栅极接至控制电路端。
可选地，所述可变电容的电容值Cv由控制电路给第一开关管Q01、第二开关管Q02、第三开关管Q03、第四开关管Q04占空比δ控制，可得到Cv与δ的关系为：
式中，j为虚数单位；w为电路工作的频率；Zv为可变电容的阻抗值；VC为可变电容两端的电压；VDC为直流电压源电压；δ为全桥逆变器输出电压的占空比；Cx为串联阻抗网络的等效电容值。
可选地，可变电容电路的全桥逆变器控制电路的控制方法，包括如下步骤：
步骤1：根据所需要设计的可变电容值Cv，通过公式Cv＝1/jwZv可以得出需要设计电路的阻抗值Zv，由此来求得需设计的阻抗电路模值|Zv|；
步骤2：可变电容电压VC通过拉氏变换变为VC(s)通过公式IC(s)＝VC(s)/|Zv|计算得出所需要的输入电流值IC(s)；；
步骤3：将所需要的输入电流值IC(s)与实际所获得的输入电流通过拉式变换为ICA(s)相减IC(s)-ICA(s)得到误差eC(s)；
步骤4：将误差eC(s)送入PID控制器，计算得出所需要的占空比δ；
步骤5：将开关管所需占空比δ调节全桥逆变器的输出电压VDC(s)；
步骤6：输出电压VDC(s)与可变电容电压VC(s)相减之后通过串联阻抗电路激励得出输入电流IC(s)；
步骤7：可变电容值Cv即可由公式Cv＝1/jwZv＝IC(s)/jwVC(s)得出；
步骤8：通过所述的感容互换电路将可变电容转换为可变电感。
本发明提供了一种基于感容互换技术的可变储能电感及控制方法电路，通过感容互换电路将负载端的可变电容转换为可变电感，在感容互换电路的输入端再加上一个功率放大电路，承担可变电感储存能量的功能，从而使得变化后的可变电感成为可以在变换器中使用的可储能的可变电感。本发明减小了可变电感的体积，能够在不使用铁芯和线圈的情况下做到可储能的可变电感，降低了成本，并且有利于电路的集成化和微型化。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下文对实施例中所需要使用的附图作简单的介绍，下述附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来说，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明一种基于感容互换技术的可变储能电感的整体结构示意图。
图2为本发明提供的一种基于感容互换技术的可变储能电感的一个实施例的结构示意图。
图3为本发明一种基于感容互换技术的可变储能电感控制电路流程图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例1
在本发明提供的一种基于感容互换技术的可变储能电感及控制方法的整体结构示意图，如图1所示，包括功率放大电路、感容互换电路和可变电容电路。
其中基于感容互换技术的可变储能电感电路的功率放大电路，所述n/2个正电压导通开关管源极和漏极串联连接；
所述第n/2个正电压导通开关管Qn/2源极与所述第n/2+1个负电压导通开关管Qn/2+1漏极连接；
所述第n/2+1个负电压导通开关管Qn/2+1至第n个负电压导通开关管Qn分别源极和漏极串联连接；
所述第1个正电压导通二极管Q1漏极与第1个直流电压源U1的正极连接；
所述第1个直流电压源U1负极与第1个正向钳位二极管D1阳极连接；
所述第1个正向钳位二极管D1阴极与第1个正电压导通二极管Q1源极连接；
所述第1个直流电压源U1负极与第n/2个反向钳位二极管Dn/2的阴极连接；
所述第n/2个反向钳位二极管Dn/2的阳极与第n/2+1个负电压导通开关管Qn/2+1的源极连接；
所述直流电压电源U1～Un/2串联连接；
所述第n/4个直流电压源Un/4负极与接地端连接；
所述第n/2-1个直流电压源Un/2-1负极与第(n-2)/2个正向钳位二极管D(n-2)/2阳极连接；
所述第(n-2)/2个正向钳位二极管D(n-2)/2阳极连接与第n-2个反向钳位二极管Dn-2阴极连接；
所述n个电阻Rn第一端并联连接并与输入端口Vi连接；
所述n个电阻Rn第二端分别与n个开关管Qn的栅极连接；
所述n个电阻Rn的第i个电阻Ri与所述n个开关管的第i个开关管Qi的栅极连接；
所述第n/2个正电压导通开关管Qn/2源极即为输出端口Vo；
其中，n为4的倍数，i＝1,2,3…n。
其中基于感容互换技术的可变储能电感电路的感容互换电路，所述第一运算放大器Amp1的反相输入端与所述第二电阻R02的第一端连接；
所述第二电阻R02的第二端与所述第一运算放大器Amp1的输出端、所述第三电阻R03的第二端连接；
所述第三电阻R03第一端与所述第一运算放大器Amp1的正向输入端、所述第四电阻R04第一端连接；
所述第四电阻R04第二端与所述第五电阻R05第一端连接；
所述第五电阻R05的第二端与所述第二运算放大器Amp2的输出端、所述第六电阻R06的第一端连接；
所述第六电阻R06的第二端与所述第七电阻R07的第一端、所述第二运算放大器Amp2的正向输入端连接；
所述第二运算放大器Amp2的反相输入端与所述第四电阻R04第二端连接；
所述第一电阻的第一端R01与功率放大电路的输出端连接；
所述第七电阻R07的第二端与可变电容电路的负向输入端连接；
所述第一电阻R01的第二端、第七电阻R07的第二端与地连接。
其中基于感容互换技术的可变储能电感的可变电容电路，所述直流电压源VDC正极与第一开关管Q01漏极、第三开关管Q03漏极连接；
所述第三开关管Q03源极与第四开关管Q04漏极连接；
所述第四开关管Q04源极与直流电压源VDC负极、第二开关管Q02源极连接；
所述第二开关管Q02漏极与第一开关管Q01源极、电容C第一端连接；
所述电容C第二端与电感L第一端连接；
所述电感L第二端连接至感容互换电路的正极输出端；
所述第三开关管Q03源极连接至感容互换电路的负极输出端；
所述第一开关管Q01、第二开关管Q02、第三开关管Q03、第四开关管Q04构成全桥逆变器；
所述第一开关管Q01、第二开关管Q02、第三开关管Q03、第四开关管Q04的栅极接至控制电路端。
实施例2
如图2所示，电路的极数n＝8是基于感容互换技术的可变储能电感的另一种实施例，在此情况下功率放大电路的效率可达95％；
所述实施例中功率放大电路第一正电压导通开关管Q1源极与第二正电压导通开关管Q2漏极连接；
所述第二正电压导通开关管Q2源极与第三正电压导通开关管Q3漏极连接；
所述第三正电压导通开关管Q3源极与第四正电压导通开关管Q4漏极连接；
所述第四正电压导通开关管Q4源极与第五负电压导通开关管Q5源极、第六负电压导通开关管Q6漏极连接；
所述第六负电压导通开关管Q6源极与第七负电压导通开关管Q7漏极连接；
所述第七负电压导通开关管Q7源极与第八负电压导通开关管Q8漏极连接；
所述第一正电压导通开关管Q1漏极与第一直流电压源U1的正极连接；
所述第一直流电压源U1负极与第一正向钳位二极管D1阳极、第四反向钳位二极管D4的阴极、第二直流电压源U2正极连接；
所述第一正向钳位二极管D1阴极与第一正电压导通开关管Q1源极连接；
所述第四反向钳位二极管D4的阳极与第五负电压导通开关管Q5源极连接；
所述第二直流电压源U2负极与第二正向钳位二极管D2阳极、第五反向钳位二极管D5阴极连接；
所述第二正向钳位二极管D2阴极与第二正电压导通开关管Q2源极连接；
所述第五反向钳位二极管D5阳极与第六负电压导通开关管Q6源极连接；
所述第五反向钳位二极管D5阴极与第三直流电源U3正极连接；
所述第三直流电源U3负极与第三正向钳位二极管D3阳极连接；
所述第三正向钳位二极管D3阴极与第三正电压导通开关管Q3源极连接；
所述第三正向钳位二极管D3阳极与第六反向钳位二极管D6阴极、第四直流电压源U4正极连接；
所述第六反向钳位二极管D6阳极与第七负电压导通开关管Q7源极连接；
所述第四直流电压源U4负极与第八负电压导通开关管Q8源极连接；
所述第二直流电压源U2负极与接地端连接；
所述第一电阻R1第一端、第二电阻R2第一端、第三电阻R3第一端、第四电阻R4第一端、第五电阻R5第一端、第六电阻R6第一端、第七电阻R7第一端、第八电阻R8第一端与输入端口Vi连接；
所述第一电阻R1第二端与第一正电压导通开关管Q1栅极连接；
所述第二电阻R2第二端与第二正电压导通开关管Q2栅极连接；
所述第三电阻R3第二端与第三正电压导通开关管Q3栅极连接；
所述第四电阻R4第二端与第四正电压导通开关管Q4栅极连接；
所述第五电阻R5第二端与第五负电压导通开关管Q5栅极连接；
所述第六电阻R6第二端与第六负电压导通开关管Q6栅极连接；
所述第七电阻R7第二端与第七负电压导通开关管Q7栅极连接；
所述第八电阻R8第二端与第八负电压导通开关管Q8栅极连接；
所述第四正电压导通开关管Q4源极与输出端口Vo相连接；
所述实施例中感容互换电路所述第一运算放大器Amp1的反相输入端与所述第二电阻R02的第一端连接；
所述第二电阻R02的第二端与所述第一运算放大器Amp1的输出端、所述第三电阻R03的第二端连接；
所述第三电阻R03第一端与所述第一运算放大器Amp1的正向输入端、所述第四电阻R04第一端连接；
所述第四电阻R04第二端与所述第五电阻R05第一端连接；
所述第五电阻R05的第二端与所述第二运算放大器Amp2的输出端、所述第六电阻R06的第一端连接；
所述第六电阻R06的第二端与所述第七电阻R07的第一端、所述第二运算放大器Amp2的正向输入端连接；
所述第二运算放大器Amp2的反相输入端与所述第四电阻R04第二端连接；
所述第一电阻的第一端R01与功率放大电路的输出端连接；
所述第七电阻R07的第二端与可变电容电路的负向输入端连接；
所述第一电阻R01的第二端、第七电阻R07的第二端与地连接。
所述实施例中可变电容电路所述直流电压源VDC正极与第一开关管Q01漏极、第三开关管Q03漏极连接；
所述第三开关管Q03源极与第四开关管Q04漏极连接；
所述第四开关管Q04源极与直流电压源VDC负极、第二开关管Q02源极连接；
所述第二开关管Q02漏极与第一开关管Q01源极、电容C第一端连接；
所述电容C第二端与电感L第一端连接；
所述电感L第二端连接至感容互换电路的正极输出端；
所述第三开关管Q03源极连接至感容互换电路的负极输出端；
所述第一开关管Q01、第二开关管Q02、第三开关管Q03、第四开关管Q04构成全桥逆变器；
所述第一开关管Q01、第二开关管Q02、第三开关管Q03、第四开关管Q04的栅极接至控制电路端。
所述功率放大电路的原理为：当功率放大电路输出电压较低时，直流电压源给开关功率管提供电压的数量少，因此提供的电压也小，随着输出电压的提高，开关功率管导通的数量逐渐的增多，直流电压源给开关功率管提供电压的数量也自动增多，给开关管进行较高电压的供电。直流电压源采用多极直流电压源串联得到具有多极直流电压值的多电平直流电压源，二极管的作用是钳位每一个导通的工作极的输入电源电位。
所述感容互换电路所有电阻的阻值相等且均为R，根据运算放大器的特性可以得到以下的关系式：
根据第二运算放大器Amp2虚短和虚断的特性，可得：
由第四电阻R04第二端的KCL关系有以下式子：
整理后得出：
u1＝-Ri2 (3)
根据第一运算放大器Amp1虚短和虚断的特性，可得：
得出ux的值之后，即可通过第一电阻R01的第一端的KCL关系有以下式子：
得出式子：
因此若u2负载端连接为C1的电容，根据式(6)，在拉式变换后，可以得到如下式子：
U1(s)＝-Ri2(s)＝RsC1U2(s)＝R2sC1I1(s) (7)
因此，由式(7)可以得出输入阻抗为：
以上式子中，第一电阻R01、第二电阻R02、第三电阻R03、第四电阻R04、第五电阻R05、第六电阻R06、第七电阻R07的阻值为R，u1、u2分别为感容互换电路的输入电压和输出电压，i1、i2分别为感容互换电路的输入电流和输出电流，ux为第一运算放大器Amp1输出端的电压，uy为第二运算放大器Amp2输出端的电压，Zin为感容互换电路输入端得到的阻抗值。
由式(8)可以得出，从输入端获得的阻抗，输出端连接的电容元件相当于一个电感元件，其感值为R2C1，实现了感容性质的互换。
可变电容容值Cv与全桥逆变器占空比δ关系为：
式中，j为虚数单位；w为电路工作的频率；Zv为可变电容的阻抗值；VC为可变电容两端的电压；VDC为直流电压源电压；δ为全桥逆变器输出电压的占空比；Cx为串联阻抗网络的等效电容值。
由全桥逆变器的输出电压VAB与占空比δ的关系式：
合理的选取串联阻抗网络中电容和电感值，使得串联阻抗网络工作在w的角频率时呈容性。为了便于说明，引入中间变量Cx为串联阻抗网络的等效电容值，则有串联阻抗网络的阻抗值Z为：
因此可得到关系：
由阻抗网络的VCR关系可以得出：
因此可以得出可变电容Cv的容值为：
将(14)式所得到的结果带入(8)式中，可以得出变化的电感值Lv随全桥逆变器的占空比δ的关系为：
如图3所示，可变电容的控制流程为：根据所需要设计的可变电容值Cvd，通过公式(14)可以得出需要设计电路的阻抗值Zvd，由此来求得需设计的阻抗电路模值|Zvd|，再通过可变电容电压VC(s)计算得出所需要的输入电流值ICd(s)，与实际所获得的输入电流值IC(s)相减得到误差eC(s)，将所得的误差送入PID控制器，计算得出所需要的占空比δ，通过该占空比来调节全桥逆变器的输出电压UAB(s)，与可变电容的电压作差之后通过串联阻抗电路激励得出输入电流IC(s)。其参数的整定为：
PID控制器的传递函数表示为：
全桥逆变器的增益表示为：
串联阻抗网络的传递函数表示为：
采用零极点对消法，利用PID控制器的两个零点抵消串联阻抗网络的双重极点，得：
在上式中，KP为比例控制常数，KI为积分控制常数，KD为微分控制常数。
综上所述，可以知道本发明公开了一种基于感容互换技术的可变储能电感及控制方法，该可变储能电感包括可变电容单元、感容互换电路单元和功率放大电路单元；所述可变电容单元通过控制电路改变开关管第一桥臂和开关管第二桥臂的占空比来改变电路的电容值；所述感容互换电路单元将可变电容电路特性转换为可变电感电路特性；所述功率放大电路单元的有源特性使得此可变电感能够和普通电感一样具有储能的特性。本发明实现的可变储能电感能够在不使用磁芯元件的情况下实现可储能的可变电感，极大地降低了可变电感的体积、提高了可变电感的实用性。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术与科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。
本申请所使用的术语“第一”、“第二”等可在本文中用于描述各种元件，但这些元件不受这些术语限制，仅仅用于将第一个元件与另一个元件区分。
需要说明的是，当一个元件被认为是“连接”另一个元件时，他可以是直接连接到另一个元件，或者通过居中元件连接另一个元件。此外，以下实施例中的“连接”，如果被连接的对象之间具有电信号或数据的传递，则应理解为“电连接”、“通信连接”等。
以上所述，以上的实施例仅用于说明本申请的技术方案，而非对其限制；对本发明所公开的实施例的说明，使本领域的专业技术人员能够使用或实现本发明，其依然可以前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些替换或者修改，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。
Claims (7)
1.一种基于感容互换技术的可变储能电感，其特征在于，包括感容互换电路、功率放大电路、可变电容电路以及控制回路，其中，所述感容互换电路分别和所述功率放大电路以及所述可变电容电路连接，所述可变电容电路进一步和所述控制回路连接；
所述感容互换电路包括第一运算放大器Amp1、第二运算放大器Amp2、第一电阻R01、第二电阻R02、第三电阻R03、第四电阻R04、第五电阻R05、第六电阻R06、第七电阻R07；
所述功率放大电路包括n/2个正电压导通开关管Q1～Qn/2，为第1个正电压导通开关管Q1至第n/2个正电压导通开关管Qn/2；n/2个负电压导通开关管Qn/2+1～Qn，为第n/2+1个负电压导通开关管Qn/2+1至第n个负电压导通开关管Qn；n/2个直流电压源U1～Un/2，为第1个直流电压源U1至第n/4个直流电压源Un/4至第n/2-1个直流电压源Un/2-1至第n/2个直流电压源Un/2；(n-2)/2个正向钳位二极管，为第1个正向钳位二极管D1至第(n-2)/2个正向钳位二极管D(n-2)/2；(n-2)/2个反向钳位二极管，为第n/2个反向钳位二极管Dn/2至第n-2个反向钳位二极管Dn-2；n个电阻R1～Rn；
所述可变电容电路包括第一开关管Q01、第二开关管Q02、第三开关管Q03、第四开关管Q04、直流电压源VDC、电容C、电感L；
其中，n为4的倍数。
2.根据权利要求1所述的一种基于感容互换技术的可变储能电感，其特征在于，包括：
所述第一运算放大器Amp1的反相输入端与所述第二电阻R02的第一端连接；
所述第二电阻R02的第二端与所述第一运算放大器Amp1的输出端、所述第三电阻R03的第二端连接；
所述第三电阻R03第一端与所述第一运算放大器Amp1的正向输入端、所述第四电阻R04第一端连接；
所述第四电阻R04第二端与所述第五电阻R05第一端连接；
所述第五电阻R05的第二端与所述第二运算放大器Amp2的输出端、所述第六电阻R06的第一端连接；
所述第六电阻R06的第二端与所述第七电阻R07的第一端、所述第二运算放大器Amp2的正向输入端连接；
所述第二运算放大器Amp2的反相输入端与所述第四电阻R04第二端连接；
所述第一电阻R01的第一端与功率放大电路的输出端连接；
所述第七电阻R07的第二端与可变电容电路的负向输入端连接；
所述第一电阻R01的第二端、第七电阻R07的第二端与地连接。
3.根据权利要求1所述的一种基于感容互换技术的可变储能电感，其特征在于，包括：
所述第1个正电压导通开关管Q1至第n/2个正电压导通开关管Qn/2源极和漏极串联连接；
所述第n/2个正电压导通开关管Qn/2源极与所述第n/2+1个负电压导通开关管Qn/2+1漏极连接；
所述第n/2+1个负电压导通开关管Qn/2+1至第n个负电压导通开关管Qn分别源极和漏极串联连接；
所述第1个正电压导通二极管Q1漏极与第1个直流电压源U1的正极连接；
所述第1个直流电压源U1负极与第1个正向钳位二极管D1阳极连接；
所述第1个正向钳位二极管D1阴极与第1个正电压导通二极管Q1源极连接；
所述第1个直流电压源U1负极与第n/2个反向钳位二极管Dn/2的阴极连接；
所述第n/2个反向钳位二极管Dn/2的阳极与第n/2+1个负电压导通开关管Qn/2+1的源极连接；
所述直流电压电源U1～Un/2串联连接；
所述第n/4个直流电压源Un/4负极与接地端连接；
所述第n/2-1个直流电压源Un/2-1负极与第(n-2)/2个正向钳位二极管D(n-2)/2阳极连接；
所述第(n-2)/2个正向钳位二极管D(n-2)/2阳极连接与第n-2个反向钳位二极管Dn-2阴极连接；
所述n个电阻Rn第一端并联连接并与输入端口Vi连接；
所述n个电阻Rn第二端分别与n个开关管Qn的栅极连接；
所述n个电阻Rn的第i个电阻Ri与所述n个开关管的第i个开关管Qi的栅极连接；
所述第n/2个正电压导通开关管Qn/2源极即为输出端口Vo；
其中，n为4的倍数，i＝1,2,3…n。
4.根据权利要求1所述的一种基于感容互换技术的可变储能电感，其特征在于，包括：
所述直流电压源VDC正极与第一开关管Q01漏极、第三开关管Q03漏极连接；
所述第三开关管Q03源极与第四开关管Q04漏极连接；
所述第四开关管Q04源极与直流电压源VDC负极、第二开关管Q02源极连接；
所述第二开关管Q02漏极与第一开关管Q01源极、电容C第一端连接；
所述电容C第二端与电感L第一端连接；
所述电感L第二端连接至感容互换电路的正极输出端；
所述第三开关管Q03源极连接至感容互换电路的负极输出端；
所述第一开关管Q01、第二开关管Q02、第三开关管Q03、第四开关管Q04构成全桥逆变器；
所述第一开关管Q01、第二开关管Q02、第三开关管Q03、第四开关管Q04的栅极接至控制回路端。
5.根据权利要求2所述的一种基于感容互换技术的可变储能电感，其特征在于，在感容互换电路的输出端接上容性/感性负载，从输入端获得为感性/容性的负载，电感或电容特性进行互换。
6.根据权利要求4所述的一种基于感容互换技术的可变储能电感，其特征在于，所述可变电容的电容值Cv由控制电路给第一开关管Q01、第二开关管Q02、第三开关管Q03、第四开关管Q04占空比δ控制，可得到Cv与δ的关系为：
式中，j为虚数单位；w为电路工作的频率；Zv为可变电容的阻抗值；VC为可变电容两端的电压；VDC为直流电压源电压；δ为全桥逆变器输出电压的占空比；Cx为串联阻抗网络的等效电容值。
7.一种基于感容互换技术的可变储能电感的控制方法，所述基于感容互换技术的可变储能电感包括权利要求6任一项所述的基于感容互换技术的可变储能电感，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1：根据所需要设计的可变电容值Cv，通过公式Cv＝1/jwZv可以得出需要设计电路的阻抗值Zv，由此来求得需设计的阻抗电路模值|Zv|；
步骤2：可变电容电压VC通过拉氏变换变为VC(s)通过公式IC(s)＝VC(s)/|Zv|计算得出所需要的输入电流值IC(s)；
步骤3：将所需要的输入电流值IC(s)与实际所获得的输入电流通过拉式变换为ICA(s)相减IC(s)-ICA(s)得到误差eC(s)；
步骤4：将误差eC(s)送入PID控制器，计算得出所需要的占空比δ；
步骤5：将开关管所需占空比δ调节全桥逆变器的输出电压VDC(s)；
步骤6：输出电压VDC(s)与可变电容电压VC(s)相减之后通过串联阻抗电路激励得出输入电流IC(s)；
步骤7：可变电容值Cv即可由公式Cv＝1/jwZv＝IC(s)/jwVC(s)得出；
步骤8：通过所述的感容互换电路将可变电容转换为可变电感。
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| CN1119391A (zh) * | 1994-08-08 | 1996-03-27 | 汤姆森消费电子有限公司 | 具有平衡的次级线路的、频段可转换的双调谐射频电路 |
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2023
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