CN116614337A - 同步切换多输入解调比较器的方法和装置 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了同步切换多输入解调比较器的方法和装置。方法包括:根据采样时钟对一对输出节点上的预设电荷量进行设置,以对该对输出节点进行初始化;接收载波调制码字的一组载波调制符号,该组载波调制符号作为多线路总线上的多个线路信号被接收;将每个线路信号施加至一组晶体管中的相应晶体管,该组晶体管根据相互正交的多个子信道向量中的子信道向量连接至该对输出节点和多线路总线;生成频率与该组载波调制符号相关的解调信号;生成作为该对输出节点上的差分电压的解调子信道数据输出,其中,基于由多个线路信号的线性组合所形成的差分电流来生成差分电压,响应于在采样时钟的积分周期内,根据解调信号控制该组晶体管的导电性来生成差分电流。
Description
本申请是申请号为201880084127.2,申请日为2018年12月28日,发明名称为“同步切换多输入解调比较器”的专利申请的分案申请。
相关申请的交叉引用
本申请要求申请号为62/611,523,申请日为2017年12月28日,发明人为ArminTajalli,名称为“组合型多输入比较器/解调器”的美国临时申请的权益,并通过引用将其内容整体并入本文,以供所有目的之用。
参考文献
以下参考文献通过引用整体并入本文,以供所有目的之用:
公开号为2011/0268225,申请号为12/784,414,申请日为2010年5月20日,发明人为Harm Cronie和Amin Shokrollahi,名称为“正交差分向量信令”的美国专利申请,下称《Cronie1》;
申请号为13/030,027,申请日为2011年2月17日,发明人为Harm Cronie,AminShokrollahi及Armin Tajalli,名称为“利用稀疏信令码进行抗噪声干扰、高引脚利用率、低功耗通讯的方法和系统”的美国专利申请,下称《Cronie 2》;
申请号为14/158,452,申请日为2014年1月17日,发明人为John Fox、BrianHolden、Peter Hunt、John D Keay、Amin Shokrollahi、Richard Simpson、Anant Singh、Andrew Kevin John Stewart和Giuseppe Surace,名称为“低SSO噪声芯片间通信方法和系统”的美国专利申请,下称《Fox 1》;
申请号为13/842,740,申请日为2013年3月15日,发明人为Brian Holden、AminShokrollahi和Anant Singh,名称为“芯片间通信用向量信令码的时偏耐受方法和系统以及增强型检测器”的美国专利申请,下称《Holden 1》;
申请号为61/934,804,申请日为2014年2月2日,发明人为Ali Hormati和AminShokrollahi,名称为“以ISI比评价代码的方法”的美国临时专利申请,下称《Hormati 1》;
申请号为62/026,860,申请日为2014年7月21日,发明人为Ali Hormati和AminShokrollahi,名称为“多点数据传输”的美国临时专利申请,下称《Hormati2》;
申请号为15/194,497,申请日为2016年6月27日,发明人为Ali Hormati、ArminTajalli和Amin Shokrollahi,名称为“高速芯片间通信用方法和装置”的美国专利申请,下称《Hormati 3》;
申请号为15/802,365,申请日为2017年11月2日,发明人为Ali Hormati和ArminTajalli,名称为“多通道数据接收器的时钟数据恢复”的美国专利申请,下称《Hormati 4》;
申请号为61/934,807,申请日为2014年2月2日,发明人为Amin Shokrollahi,名称为“高引脚利用率向量信令码及其在芯片间通信及存储中的应用”的美国临时专利申请,下称《Shokrollahi 1》;
申请号为61/839,360,申请日为2013年6月23日,发明人为Amin Shokrollahi,名称为“低接收器复杂度向量信令码”的美国临时专利申请,下称《Shokrollahi 2》;
申请号为61/946,574,申请日为2014年2月28日,发明人为Amin Shokrollahi、Brian Holden和Richard Simpson,名称为“时钟内嵌向量信令码”的美国临时专利申请,下称《Shokrollahi 3》;
申请号为62/015,172,申请日为2014年7月10日,发明人为Amin Shokrollahi和Roger Ulrich,名称为“高信噪比特性向量信令码”的美国临时专利申请,下称《Shokrollahi 4》;
申请号为13/895,206,申请日为2013年5月15日,发明人为Roger Ulrich和PeterHunt,名称为“以差和高效检测芯片间通信用向量信令码的电路”的美国专利申请,下称《Ulrich 1》;
“20Gbps以上数据速率常规互连系统的低符号间干扰设计技术”,WendemagegnehuT.Beyene和Amir Amirkhany,IEEE Transactions on Advanced Packaging,第31卷,第4期,731~740页,2008年11月,下称《Beyene》。
技术领域
本发明总体涉及通信领域,尤其涉及能够传递信息的信号传输以及有线通信中对此类信号的检测。
背景技术
通信系统的一个目的在于将信息从一个物理位置传输至另一物理位置。一般而言,此类信息传输的目标在于,可靠、快速且消耗最少的资源。宽泛地说,信息传输方法分为物理通信信道仅供一种传输方法专用的“基带”方法,以及在频域内将物理通信信道分割成供两个或更多个可供传输方法使用的独立频率信道的“宽带”方法。
基带方法还可按照物理介质进一步分类。一种常见的信息传输介质为串行通信链路,此种链路可基于将地面或其他常用基准作为比较对象的单个有线电路,或者基于将地面或其他常用基准作为比较对象的多个此类电路,或者基于相互之间作为比较对象的多个此类电路。后者的常见的一例使用差分信令(DS)。差分信令的工作原理在于,在一条线路中发送信号,并在配对线路中发送所述信号的相反信号。其中,该信号的信息由上述两线路之间的差值,而非其相对于地面或其他固定基准的绝对值表示。
并行数据传输也是一种增大互连带宽的常用方法,其总线数从16或16条以下增加至32条,64条以及更多条。由于并行信号线路上产生的串扰和噪声会导致接收错误,因此通过增加奇偶校验改善误码检测,并通过有源总线端接方法解决信号异常问题。然而,此类较宽的数据传输宽度不可避免地导致数据偏斜,从而成为提高总线数据传输吞吐量的限制因素。已开发的替代方法采用更窄的总线宽度以及更快的工作时钟速度,这其中大量的工作投入于通过采用阻抗控制的连接器和微带线布线等方式优化互连介质的传输线特性上。即使如此,其仍不可避免路径的不完善性,因此需要使用主动均衡及符号间干扰(ISI)消除技术,此类技术包括发送器端采用的主动预加重补偿技术及接收器端采用的连续时间线性均衡(CTLE)和判定反馈均衡(DFE)技术,所有的这些均可导致通信接口的复杂性和功耗增大。
与差分信令相比,有多种信令方法可在增加引脚利用率的同时,保持相同的有益特性。此类方法当中的一种为向量信令。通过向量信令,多条线路中的多个信号在保持每个信号的独立性的同时可视为一个整体。因此,向量信令码可融合单电路差分信令的稳健性以及并行数据传输因高线路数而实现的高数据传输吞吐量。承载向量信令码字的传输介质中的整体信号当中的每一个信号均称为分量,而所述多条线路的数目称为码字的“维数”(有时也称为“向量”)。在二元向量信令中,向量的每一个分量(或称“符号”)的取值为两个可能取值当中的一值。在非二元向量信令中,每一个符号的取值为从由两个以上可能取值所组成的集合中选出的一个值。向量符号可取值的集合称为向量信令码的“符集”。在本文中,向量信令码为由长度均为N的称作码字的向量组成的集合C。向量信令码的任何合适子集均为该码的“子码”。此类子码可本身为一种向量信令码。在实际操作中,码字的坐标为有界坐标,并选用-1和1之间的实数进行表示。集合C大小的二进制对数与长度N之间的比值称为该向量信令码的引脚利用率。当向量信令码的所有码字的坐标之和恒为零时,该向量信令码称为“平衡”码。向量信令方法的其他示例见《Cronie 1》,《Cronie 2》,《Cronie 3》,《Cronie 4》,《Fox1》,《Fox 2》,《Fox 3》,《Holden 1》,《Shokrollahi 1》,《Shokrollahi 2》及《Hormati I》。
如上所述,宽带信令方法对频域内的可用信息传输介质进行分隔,以生成两个或多个频域“信道”,之后,这些信道便可利用将基带信息转换为频域信道信号的已知载波调制方法,以与基带电路类似的方式传输信息。由于此类信道可在幅度、调制方式和信息编码方式方面独立控制,因此可使得该组信道适应信号损失、失真以及噪声随时间和频率的变化等的广范围变化的信息传输介质特性。
非对称数字用户线路(ADSL)是一种广泛用于在传统铜制电话电路上传输数字数据的宽带信令方法。在ADSL方法中,数量可多达数百条的频域信道当中的每一条均根据用于传输的铜制电路的具体噪声和损失特性,针对幅度、调制方法及数字载波能力进行独立配置。
发明内容
在本文所述的方法和系统中:获取载波调制码字的一组载波调制符号,每一个载波调制符号均通过多线路总线的多条线路中的相应线路接收;将所述一组载波调制符号中的每一个载波调制符号施加至一组晶体管中的相应晶体管,所述一组晶体管中的每一个晶体管均根据子信道向量的元素连接至一对输出节点中的相应输出节点;以及基于根据工作在从所述载波调制符号所恢复的频率的解调信号控制所述一组晶体管的导电性以响应地生成作为在一对输出节点上形成的差分电压的一组载波调制符号进行的线性组合的解调子信道数据输出。
在本文中,通过相互融合基带和宽带技术,在多条线路上传输数字信息。在本文示例中,将37.5GHz下衰减度为35dB的四线路通信信道用作本文所述系统和方法的一般传输介质。在一种实施方式中,在所述传输介质中生成两条基于频率的信道,每一条信道利用向量信令码与双二进制编码在以每线路56Gb/秒的有效速率在四条线路上传输以三个数据比特为一组的多组数据比特。
附图说明
图1为接收器的实施方式的框图。
图2为对一条ENRZ子信道进行检测的一种电路实施方式的示意图。
图3为对一条ENRZ子信道进行检测的另一电路实施方式的示意图。
图4为对一条载波调制ENRZ子信道进行检测的一种电路实施方式的示意图。
图5为对一条载波调制ENRZ子信道进行检测的另一电路实施方式的示意图。
图6为对一条载波调制ENRZ子信道进行检测的又一电路实施方式的示意图。
图7为载波调制数据编解码操作的波形图。
图8A和图8B所示为接收器时钟生成的替代实施方式。
图9为根据一些实施方式的方法流程图。
具体实施方式
互连一直是大型数字系统设计中的限制因素。无论在是由母板互连的模块层面,还是在大型印刷电路板内互连的功能子系统层面,人们对于无差错的可靠高速数字互连的需求总是使得现有技术捉襟见肘。
本文所述系统和方法可实现每一条互连线路以至少50Gb/秒的数据速率在至少一个发送装置和至少一个接收装置之间进行稳健可靠的数据传输,其中,采用具有图1所示频域和时域特性的例示信道模型。对于熟悉本领域的人员而言容易理解的是,此类传输信道与简单NRZ信令等的常规通信信令方法不兼容,简单NRZ信令例如在112Gb/秒下具有56GHz的奈奎斯特(Nyquist)频率,因此在本发明物理传输信道中对应于46dB的固有衰减水平。
本发明数据速率还使得所附发送和接收装置内的集成电路数据处理能力疲于应付。因此,此类装置内的高速数据处理设定为分布于多个并行处理“级”。举例而言,其并非以单一数据路径以100Gb/秒(即各比特间仅10皮秒)的速率处理数据,而是可将同一数据流分布于16个处理级上,从而使得每个处理级具有更加合理的160皮秒/比特的处理时间。然而,该处理时间增加的代价在于,额外的处理元件使得复杂性显著增大。此外,该分布式处理还导致给定的数字比特结果变得可供使用之前的延迟量增大,从而限制了以该结果预测后续比特结果的能力,而该能力恰恰是判定反馈均衡(DFE)方法得以实施的基础。
此外,数据传输速率的增大还因互连设备上传播信号波长的缩短而导致物理问题。举例而言,在56GHz下,印刷电路微带线上的传播信号波长约为4毫米,因此即使是大小仅为波长尺寸一部分的周期性异常(甚至包括含电路板的浸渍织物的纹理)都可能对信号完整性造成较大干扰,从而彰显了现有均衡和补偿方法的重要性。
以阿达玛变换矩阵进行信息编码
如《Cronie 1》中所述,阿达玛(Hadamard)变换矩阵(也称沃尔什-阿达玛(Walsh-Hadamard)变换矩阵)为由+1和-1组成的所有行和所有列均相互正交的方阵。阿达玛矩阵以其所有的2N大小的形式以及其他选取大小的形式著称。本文描述中尤其以利用4×4阿达玛矩阵进行的编码器为例。
本文示例中所采用的4阶阿达玛矩阵为:
通过将三个信息比特A,B,C与阿达玛矩阵H4的第2,第3和第4行相乘,可对这些信息比特进行编码,以得到四个输出值,下文称为“符号值”。按照惯例,这些结果通过适当的常数因子进行缩放,以使该符号值处于+1~-1的范围内。可注意到的是,H4的第一行对应于共模信令,本申请中并不使用该信令,而是利用剩下的三个向量将比特A,B和C分别编码为输出值W,X,Y,Z,这些向量也称为阿达玛码的“模”或“子信道”。由于所编码的输出值同时携带从对A,B和C进行编码获得的信息,因此该输出值为各模的叠加或相加结果,即向量信令码的子信道代码向量之和。
熟悉本领域的技术人员将注意到的是,按此方式对A,B,C编码后所获的所有可能值为W,X,Y,Z的模相加值,这些值均为平衡值,也就是说,其和恒为零。如果W,X,Y,Z的模相加值缩放至使得其最大绝对值为1(即为了便于描述,该信号处于+1~-1范围),则应该注意的是,所有可实现的值均为向量(+1,-1/3,-1/3,-1/3)或向量(-1,1/3,1/3,1/3)的排列组合。这些排列组合称为向量信令码H4的码字。在下文中,该H4码称为整体NRZ(ENRZ),并用作后续各例的向量信令码的代表例,但这并不构成任何限制。
ENRZ
《Hormati I》指出,ENRZ具有最佳的符号间干扰(ISI)特性,而《Holden1》和《Ulrich 1》指出其可进行高效检测。如上所述,ENRZ将三个二进制数据比特编码为四符码字,以例如在传输介质的四条线路上传输。当在本发明信道的四条线路上使用ENRZ信令时,可实现的数据传输速率仅为75千兆个符号/秒的信令速率,相当于两对传输信道中的每对线路的速率为112Gbps。
双二进制编码
双二进制编码为本领域中的一种已知解决方案,其中,通过对串行传输数据流中前后相继的比特进行处理来实现对所得的发送数据频谱的定形和约束。众所周知,由传输介质的扰动等造成的符号间干扰(ISI)可使得某个单位间隔内所接收的信号幅度受到先前单位间隔的残余能量的干扰。举例而言,传输介质扰动所造成的反向脉冲反射可使得接收信号因受到先前发送的信号的影响而被削弱。因此,得悉这一效应的发送器可将当前发送信号值与前一发送信号值相结合,以试图针对该符号间干扰效应提前做好准备或进行预补偿。因此,双二进制等的部分响应代码的使用常被描述为一种特定预均衡滤波形式,其旨在产生建设性而非仅字面意义上的ISI数据编码手段。
如《Beyene》中所述,其他已知部分响应代码也具有类似的ISI管理能力。作为参考目的,表1中列出了描述此类编码或滤波方法的特征方程。
部分响应系统 | 特征方程 |
双二进制 | xn+xn-1 |
双码 | xn-xn-1 |
改进双二进制 | xn-xn-2 |
2类 | xn+2xn-1+xn-2 |
表1
除非另加说明,否则本申请所实施的双二进制处理假定为将当前单位间隔内发送的信号与前一单位间隔内发送的信号在通过0.5的因子缩放后相加。可选地,其中还可利用发送低通滤波器对发送频谱进行进一步的控制。在其他实施方式中,将ISI控制编码与阿达玛编码以任何方式结合,其中,该ISI控制编码为如下所述的双二进制,改进双二进制,双码,2类及汉明(Hamming)滤波当中的任何一种。在此类实施方式中,ISI控制编码还可描述为由采用上述部分响应编码或滤波方法当中的任何一种的部分响应编码器实施。
在极其了解通信信道特性的情况下,可将发送器的ISI控制操作配置为无需接收器实施明确的相反操作,其中,该信道特性本身即可有效地起到实施相反操作的作用。在其他实施方式中,可例如先对二进制数据的双二进制编码所生成的三进制信号进行明确检测,然后实施明确的双二进制至二进制解码操作。或者,当在接收器中使用DFE等常用ISI消除技术时,也可有效地实现此类发送器ISI补偿效果。由于本文中的例示接收器均采用DFE,因此不再示出进一步的接收器双二进制(或其他部分响应代码)处理。
信道化
历史上,在通过电话网络的传统铜制线路基础设施上提供高速数字服务技术的开发过程中,已发现了物理传输信道限制问题,并且已经解决了数据速率远低于当前数据速率下的此类问题。在DSL所需的3Mb数据速率下,传播信号波长为数百米,这与线路端头,接线处以及现场发现的绝缘损伤处之间的典型间隔距离密切相关。因此,对于典型铜制电话信号路径而言,如果不对频率响应进行补偿的话,则将呈现出此类异常之间的反射干扰所导致的许多陷波及斜坡,因导线及绝缘质量下降而发生的损耗性衰减,以及来自AM无线电发送器等噪声源的侵扰性噪声。
针对上述传统传输问题,最终采用多信道频域信道化限制其影响。在一种常用的非对称数字用户线路(ADSL)解决方案中,例如将约1MHz的可用传输介质带宽分割为4.3125kHz的信道。在此之后,对每个信道的衰减度及信噪比进行独立测试,并根据该测试结果,为每个信道分配不同的数据吞吐率。如此,可放弃使用遭遇频率响应陷波或大的外部噪声源的信道频率,并同时满负荷使用其他不存在此类问题的信道。然而,此类高信道数协议的生成和检测依赖于低成本数字信号处理解决方案的可用性,而且该技术的性能随时间的变化倍数为10,而本申请数据速率的增长倍数约为10万。
因此,虽然上述信道衰减问题表明宽带方法可能较有助益,但是本领域已知的常规高信道数实施方式方法与所期望的数据速率不兼容。因此,以下描述一种专为高速处理设计的新方法。
宽带双二进制ENRZ
《Hormati 3》中给出若干利用多个频域信道将ENRZ信令与双二进制等的额外串行传输编码相结合的实施例。这些实施例和技术内容整体通过引用并入本文,以供所有目的之用。
图1为用于说明以下各例的另一接收器实施方式的框图。在图1接收器中,由四条通信线路w0~w3承载混合的基带信号和宽带信号。第一频率信道为基带信道,即与本领域已知典型线路通信信道类似的信道。第二频率信道在本文中称作“载波信道”、“载波调制信道”或“宽带信道”,由对正弦载波进行调制的ENRZ+双二进制信令构成,并且选择为可最大程度减小基带信道频谱分量与载波信道频谱分量之间的频率重叠。
与《Hormati 3》中一致,假设载波频率为37.5GHz。基带信道和载波信道均在37.5千兆个符号/秒的信令速率下运行,其中,第一三数据比特组经基带信道的四条线路传输,第二三数据比特组利用载波信道经相同的四条线路传输。
在其他已知实施方式中,基带信令速率与载波信令速率不同,并且/或者与载波频率不同。然而,总体而言,当将此两关系保持为固定关系(通常表示为小的整数值之比,如上例中的1:1:1)时在实施上较为有利。作为此类优点的一例,接收器实施方式随后可从一个相应接收信号中得到并保持单个本地振荡器时钟,然后通过已知的相位锁定或延迟锁定方法,从本地振荡器时钟中获得其他所需接收时钟。
滤波器110和115将接收信号分成含载波调制码字的一组载波调制符号的宽带分量和含基带码字的一组基带符号的基带分量。为了描述的简单性,图1所示为由高通滤波器110生成载波调制符号,并由低通滤波器115生成基带符号。然而,在实际应用中,也可使用带通或带阻滤波器。在基带信号从滤波器115输出后,由《Holden 1》和《Ulrich 1》中所谓的多输入比较器(MIC)130对表示为基带符号的各个线路信号进行加权线性组合,从而形成对ENRZ码的各个子信道数据输出进行检测的输出。此外,MIC 130可在时钟/数据恢复(CDR)子系统165提供的采样时钟的控制下,对每一个子信道数据输出进行切片、时间和幅度采样或测量操作。
如图1所示,对于CDR 165,不同的系统考量可包括不同的同步源。在第一实施方式(1)中,通过如《Hormati 4》所述的方法,从所检测子信道数据本身的数据跃迁中获得数据采样时钟。在第二实施方式(2)中,ENRZ基带信号的子信道通过专用于周期性时钟信号或通过增大数据流的跃迁密度来提供同步源,以确保足以保持时钟同步的边沿信息。第三实施方式(3)利用与ENRZ数据不同的发送时钟或同步信号实现CDR子系统的同步,所述发送时钟或同步信号可经一对专用差分线路从发送器传输至接收器。
与基带数据路径一致,宽带数据检测路径包含MIC解调电路120,采样器127及CDR150功能。然而,由于宽带编码数据调制于载波上,因此只有同时对载波信号进行处理,才能实现数据检测。
作为本领域的公知常识,对于载波调制信号,可通过将其与例如由本地振荡器提供的解调信号混频而使其恢复至基带(外差接收器),或者在数据检测中,不但相对于数据采样频率定时,而且相对于载波频率(同步检测器)定时。在图1中,此类操作由MIC解调电路120执行,以下将对此进行描述。解调信号可由倍频器160生成,在本非限制性示例中,该倍频器从基带CDR 165生成的采样时钟信号中获得参考载波频率。其中,以低通滤波器125对所检测的子信道信息进行处理,以去除MIC解调电路120的外差或同步检测操作的残留伪影。载波CDR子系统150生成适于解调宽带信道数据采样127的数据采样时钟。根据120使用的具体解调方法,解调时钟管理器140可提供如由倍频器160生成的解调信号,如由150提供的数据采样时钟,或者用于解调的组合时钟。
在替代实施方式中:可将接收器时钟与载波同步,并从所得参考源中获得其他采样时钟;或者可将接收器时钟与所检测数据流同步,并从所得参考源中获得其他采样时钟;或者可组合使用上述两方法。在同步操作中,可使用生成本地时钟信号的锁相环或延迟锁定环的本地压控振荡器(VCO)或压控延迟元件。作为替代方案,在同步操作中,也可以以相位比较器结果对相位插值器或可调延迟元件进行配置,从而修正本地时钟信号的相位。
同步切换多输入解调比较器
图2为线性模式ENRZ检测器的一种实施方式的示意图。输入信号w0,wl,w2,w3为承载基带码字经低通滤波处理(未图示)后的基带符号的接收线路信号,并根据ENRZ码的特定子信道与晶体管连接。也就是说,子信道向量的正值表示相应线路与对输出有正性贡献的晶体管连接,而负值表示相应线路与对输出的负性部分有贡献的晶体管连接。因此,在图2中,各线路根据子信道向量[1,-1,1,-1]与晶体管连接,而差分输出QH和QL对应于由下述计算生成的线性组合结果:
Q=(w0+w2)-(w1+w3) (式2)
如《Holden 1》中所述,式2具有输入信号不同排列组合形式的三个实例能够有效检测出ENRZ码的三个子信道数据输出。因此图1基带检测器130可由图2电路的三个实例构成。
图3为实施图2中MIC的同一线性组合的同步切换解调MIC电路(本文也称“MIC解调电路”)的实施方式,其中,工作于载波频率下的解调信号CK_d用于对该MIC解调电路的操作进行选通,以实现对载波调制码字的载波调制符号的同步检测。在实际实施方式中,CK_d锁相至图1倍频器160所提供的载波频率。如图3所示,MIC解调电路获取载波调制码字的一组载波调制符号。每一个载波调制符号均可经多线路总线的多条线路中的相应线路接收,并可在施加至图示一组晶体管中的相应晶体管之前经高通(或带通)滤波处理。每一个晶体管均根据子信道向量的元素与一对输出节点中的相应输出节点连接。例如,在图3示例中,与线路[w0,w1,w2,w3]相连的一组晶体管根据子信道向量[1,-1,1,-1]与一对输出节点QL和QH连接,而子信道向量与式1给出的H4阿达玛矩阵的第二行相对应。构成其他两条子信道的MIC的各组晶体管可根据H4阿达玛矩阵中与[1,-1,1,-1]子信道向量正交的其他子信道向量与各对输出节点连接。在一些其他实施方式中,所述一组晶体管中的每一个晶体管均可根据子信道向量向载波调制符号分别施加相应的幅度权重。下式3为含有幅度各异的子信道向量的具体矩阵。幅度权重可例如根据晶体管相对尺寸、电流源幅度和/或多个并联等尺寸晶体管的数目施加。所述一组晶体管的导电性同步切换,并根据工作于从载波调制符号中恢复的频率下的解调信号CK_d控制,以响应生成解调子信道数据输出,该输出作为根据式2对所述一组载波调制符号进行的线性组合。该线性组合在所述一对输出节点上形成差分电压。
图4为MIC解调ENRZ检测器的另一实施方式。该MIC解调电路以动态模式工作,以在工作于符号频率下的采样时钟CK为低电平时,对所述一对输出节点QH和QL的节点电容进行充电,并在当CK为高电平时,选择性地通过所述一组输入晶体管为所述节点提供放电至接地点的放电路径。当所述两节点放电时,输出节点QH和QL生成与式2结果对应的差分输出信号。在此类实施方式中,在对载波调制符号进行解调且根据采样时钟对线性组合进行采样时,该采样时钟同时还作为解调信号。此类实施方式可在采样时钟频率和载波频率相等时实施。在一些替代实施方式中,如图所示,可通过解调信号CK_d实现同步切换,以对检测器在载波频率下的动态操作进行周期性的中断或选通,从而实现对载波调制信号的直接检测。在一些此类实施方式中,解调信号CK_d可以为采样时钟CK基带符号波特率的整数倍,如2倍、3倍等。或者,解调信号的频率可以为采样时钟频率的一定分数。
图5为图3半波同步检测器的相应全波版本。与半波检测器一致,在解调信号CK_d+及其锁相至载波频率的反信号(或称互补信号)CK_d-的作用下,对同步切换ENRZ检测进行选通。在一种替代实施方式中,每一个差分晶体管对均可由接收同一个解调信号CK_d+的NMOS器件和PMOS器件构成。在该全波电路版本中,每一个输入对所述一对输出节点的贡献均相隔半个时钟周期交替引导至反转和未反转结果输出上,从而有效地将输出信号加倍,并大大减小输出滤波需求。所述引导由与所述一对输出节点连接的多个差分晶体管对实施,以使得该组晶体管中的每一个晶体管均根据解调信号及其反信号与相应输出节点相连。如图所示,接收载波调制符号的所述一组晶体管通过相应差分晶体管对交替连接于所述一对输出节点之间。对于每一个子信道MIC,所述差分晶体管对可根据相互正交的多个子信道向量中的相应子信道向量连接。在图5中,所述差分晶体管对根据子信道向量[1,-1,1,-1]连接至所述一对输出节点。
图6所示为图4离散半波动态同步检测器的相应离散全波版本。采样时钟CK控制该电路的动态充放电操作,而解调信号CK_d+及其互补信号CK_d-按照上述方式对检测进行选通,以使得其与载波频率同步。
在图4和图6示例中,所述两个时钟信号的时序协调至与动态电路的操作相容。具体而言,在图4中,在每一个与时钟CK_d和CK高电平对应的放电或积分周期之前,可进行与时钟CK低电平对应的预充电操作。在图6中,时钟CK的整个周期(即预充电周期和放电周期)可与CK_d的半个周期相对应。或者,该电路的积分时间可长至足以跨越CK_d的两个或更多个半周期。在另一替代实施方式中,解调信号CK_d+/-可以为CK的整数倍。在此类实施方式中,多个CK_d周期可基本上将信号选通引入或引出积分周期。在此类实施方式中,所述一对输出节点根据采样时钟预充电,而且该对输出节点仅在当晶体管输入端的载波调制符号极性正确时才放电。在全波实施方式中,所述一对输出节点持续放电,但与此同时,由于载波调制符号根据调制内容交替变化,因此接收载波调制符号的所述一组晶体管与所述一对输出节点根据解调信号交替接断。
半波和全波同步检测器的操作示于图7波形。如《Hormati 3》中所述,发送器通过将发送数据与载波频率时钟相乘而生成载波调制信号。接收器本地生成载波频率解调时钟后,通过以同步检测器将该解调时钟与接收信号相结合而生成可检测的接收数据信号。载波调制信号编码成载波调制码字的载波调制符号后,经多线路总线的线路发送。
图7所示归零(RTZ)波形为半波检测器电路输出的一例,而全波波形为全波检测器电路输出的一例。在一些实施方式中,所述两种输出均经过低通滤波处理,以有助于重构所检测的波形以及消除虚假的信号伪影。随后,如图中垂直哈希标记所示,每一个波形在数据间隔中心处采样。
图8A为以现有多PLL方法为如图1所示等实施方式生成所需接收时钟的框图。其中,利用直接或间接从接收数据(该数据可含有经专用线路,专用子信道以及/或者经增强处理的边沿跃迁密度、眼图宽度或边沿测量结果等传输的时钟)获得的信息,生成正确定时的采样时钟,以实现所检测基带数据的最佳采样。这一方法通称为时钟数据对齐或时钟数据恢复(CDA或CDR)。在常见实施方式中,采用通过以相位检测器控制压控振荡器(VCO)来生成具有所需特性的本地时钟信号的PLL构造。
此外,还由独立的PLL构造生成与所接收的载波解调数据的载波频率对齐的本地时钟信号以及适于对载波解调数据进行最佳采样的采样时钟。
在一种替代实施方式中,可从另一时钟信号中获得所需本地时钟信号中的一个或多个。图8B所示为以PLL生成的本地时钟信号,该PLL锁定至得自基带数据的参考信号。作为代表性示例,该操作可通过含专用时钟信号的基带数据或通过以确保的边沿跃迁密度进行增强处理的基带数据进行促进。随后,这一得到良好控制的稳定本地时钟可用于生成其他本地时钟信号,该生成既可通过众所周知的分频或倍频(如利用图1的倍频器160)方法完成,也可仅以相位插值器或可调延迟元件(如以偏移校正元件140)调节所得时钟的相对相位的方式完成。例如,得自基带数据的本地时钟信号可具有与载波频率相同的频率,并因而可通过以相位检测器和相位插值器进行相位调整而生成解调信号。此外,如果解调子信道数据的数据速率与基带数据的数据速率相等,则可以以得自基带数据的时钟驱动解调子信道数据采样时钟的生成,并可进行相应的移相操作。在载波频率与基带数据的数据速率不同的一些实施方式中,可通过对得自基带数据的采样时钟进行倍频/分频(未图示)来生成具有载波频率的解调信号(与图1所示情形一致)。随后,可通过对解调信号进行鉴相或移相操作而使其与载波调制符号对齐。图8B所示为按照这种方式获得的两个时钟,每一个时钟均分别以相应相位检测器和相位插值器进行相位调节操作。在一些实施方式中,所述相位调节的目的在于补偿基带/载波信号在经历不同滤波处理等过程时产生的信号路径差异。
在一些实施方式中,也可采用混合时钟生成实施方式,该实施方式包括以辅助或从属PLL从按照上述方式生成的第一本地时钟生成第二本地时钟的实施方式。在此类系统结构中,所述辅助PLL可与主PLL具有不同的锁定特性,以允许对锁定时间、自激漂移、抖动等特性进行独立优化。
图9为根据一些实施方式的方法900的流程图。如图所示,方法900包括获取902载波调制码字的一组载波调制符号,每一个载波调制符号均经多线路总线的多条线路中的相应的线路接收。所述一组载波调制符号中的每一个载波调制符号均施加904至一组晶体管中的相应的晶体管,所述一组晶体管根据多个子信道向量中的子信道向量连接至一对输出节点。在从所述一组载波调制符号中恢复906出解调信号CK_d后,通过根据该解调信号CK_d控制所述一组晶体管的导电性对所述一组载波调制符号进行线性组合,以生成908作为所述一对输出节点上的差分电压的解调子信道数据输出。
在一些实施方式中,如图3和图4所示,控制所述一组晶体管的导电性包括,根据解调信号CK_d,选择性地启用电流源。在此类实施方式中,如图7所示,所述解调子信道数据输出为归零(RTZ)信号。
在一些实施方式中,所述导电性的控制包括,根据所述解调信号,将所述一组晶体管中的每一个晶体管在所述一对输出节点之间交替连接。在此类实施方式中,每一个晶体管电路均通过根据所述子信道向量连接至所述一对输出节点的一个相应差分晶体管对,在所述一对输出节点之间交替连接。在一些实施方式中,所述相应差分晶体管对接收所述解调信号以及该解调信号的互补信号,并且由相同类型的晶体管(如仅NMOS或PMOS)构成,而在其他实施方式中,所述差分晶体管对也可包括同时接收解调信号CK_d的NMOS和PMOS晶体管。这一构造示于图5和图6,其中,接收解调信号CK_d+和该解调信号互补信号CK_d-的差分对使得与载波调制符号连接的相应晶体管根据载波调制符号的极性在两个输出节点之间交替连接。
在一些实施方式中,所述一组晶体管中每一个晶体管的导电性还由所施加的载波调制符号的符号值控制。在此类实施方式中,流过每一个晶体管的电流量与施加至每一晶体管的符号值成正比。在一种具体实施方式中,信号幅度如下:
中心电压500mV;
500+180=680mV(+1)
500-60=440mV(-1/3)
500-60=440mV(-1/3)
500-60=440mV(-1/3)
其中,幅度“1”的符号表示与中心电压500mV偏离180mV,而幅度“1/3”的符号表示与中心电压500mV偏离60mV。
在一些实施方式中,该方法进一步包括,响应于采样时钟,对所述一对输出节点进行预充电,其中,所述一组晶体管的导电性还根据所述采样时钟进行控制。此类实施方式即为上述“离散”或“动态”MIC解调电路。
在一些实施方式中,所述一对输出节点上的差分电压通过使电流流过与所述一对输出节点连接的阻抗元件的方式形成。在一些实施方式中,所述阻抗元件可以为连接于电源和所述一对输出节点之间的电阻器,所述一对输出节点用于控制该电阻器的压降。流经所述电阻器的差分电流量在所述一对输出节点上形成差分电压。
在一些实施方式中,该方法还包括对所述解调子信道数据输出进行低通滤波处理。
在一些实施方式中,获取所述一组载波调制符号包括,对叠加码字进行高通滤波处理,所述叠加码字含有所述载波调制码字的一组载波调制符号以及基带码字的一组基带符号。
在一些实施方式中,所述子信道向量为构成正交矩阵各行的相互正交的多个子信道向量的一部分。在一些此类实施方式中,所述正交矩阵为阿达玛矩阵。
在一些实施方式中,所述解调信号的频率与所述数据流波特率的关联采样时钟的频率相等。在替代实施方式中,所述解调信号的频率与采样时钟频率不同。在一些此类实施方式中,所述解调信号可以为采样时钟的整数倍,并且可在单个单位间隔中启动多个放电周期。或者,所述解调信号可以为采样时钟的某一分数。在此类实施方式中,所述采样时钟可在所述解调信号的半个周期内启动多个预充电/放电周期。在一些实施方式中,所述解调信号通过以倍频器对所述采样时钟进行倍频的方式生成。或者,所述解调信号可通过以分频器对所述采样时钟进行分频的方式生成。
Claims (20)
1.一种方法,其特征在于,包括:
根据采样时钟对一对输出节点上的预设电荷量进行设置,以对所述一对输出节点进行初始化;
接收载波调制码字的一组载波调制符号,其中,所述一组载波调制符号作为多线路总线上的多个线路信号被接收;
将每个线路信号施加至一组晶体管中的相应晶体管,其中,所述一组晶体管根据相互正交的多个子信道向量中的一子信道向量连接至所述一对输出节点和所述多线路总线;
生成解调信号,所述解调信号的频率与所述一组载波调制符号相关;
生成作为所述一对输出节点上的差分电压的解调子信道数据输出,其中,基于由所述多个线路信号的线性组合所形成的差分电流来生成所述差分电压,其中,响应于在所述采样时钟所确定的积分周期内,根据所述解调信号控制所述一组晶体管的导电性来生成所述差分电流。
2.如权利要求1所述的方法,其特征在于,控制所述一组晶体管的所述导电性包括:当所述一组载波调制符号具有预设极性时,根据所述解调信号,选择性地启动电流源。
3.如权利要求2所述的方法,其特征在于,所述解调子信道数据输出为归零信号。
4.如权利要求1所述的方法,其特征在于,控制所述一组晶体管的所述导电性还包括:根据所述解调信号,周期性地交替每一个晶体管至所述一对输出节点的连接。
5.如权利要求4所述的方法,其特征在于,所述一组晶体管中的每一个晶体管为相应的差分晶体管对的一部分,其中,周期性地交替所述连接包括:根据所述解调信号,周期性地启动所述差分晶体管对中的一个晶体管。
6.如权利要求1所述的方法,其特征在于,经所述一组晶体管形成多个电流的和来生成所述差分电流。
7.如权利要求6所述的方法,其特征在于,所述多个电流中的每一个电流具有至少部分由相应的所述晶体管接收的所述线路信号决定的幅度。
8.如权利要求1所述的方法,其特征在于,对所述一对输出节点进行初始化包括:对所述一对输出节点进行预充电,其中,所述差分电流对预充电的所述一对输出节点进行放电。
9.如权利要求1所述的方法,其特征在于,对所述一对输出节点进行初始化包括:对所述一对输出节点进行预放电,其中,所述差分电流对预放电的所述一对输出节点进行充电。
10.如权利要求1所述的方法,其特征在于,还包括:对所述解调子信道数据输出进行低通滤波。
11.一种装置,其特征在于,包括:
预充电电路,用于根据采样时钟对一对输出节点上的预设电荷量进行设置,以对所述一对输出节点进行初始化;
一组晶体管,用于根据相互正交的多个子信道向量中的一子信道向量连接至所述一对输出节点和多线路总线的多条线路,其中,所述一组晶体用于接收载波调制码字的一组载波调制符号,其中,所述一组载波调制符号作为所述多线路总线上的多个线路信号被接收;以及
解调电路,用于生成作为所述一对输出节点上的差分电压的解调子信道数据输出,其中,基于由所述多个线路信号的线性组合所形成的差分电流来生成所述差分电压,其中,响应于在所述采样时钟所确定的积分周期内,所述解调电路根据解调信号控制所述一组晶体管的导电性来生成所述差分电流。
12.如权利要求11所述的装置,其特征在于,所述解调电路用于当所述一组载波调制符号具有预设极性时,根据所述解调信号,选择性地启动电流源来控制所述一组晶体管的所述导电性。
13.如权利要求12所述的装置,其特征在于,所述解调子信道数据输出为归零信号。
14.如权利要求11所述的装置,其特征在于,所述解调电路用于根据所述解调信号,周期性地交替每一个晶体管至所述一对输出节点的连接来进一步控制所述一组晶体管的所述导电性。
15.如权利要求14所述的装置,其特征在于,所述一组晶体管中的每一个晶体管为相应的差分晶体管对的一部分,其中,相应的所述差分晶体管对中的每一个晶体管连接至所述一对输出节点的相应的输出节点,其中,相应的所述差分晶体管对用于根据所述解调信号周期性地启动所述差分晶体管对中的一个晶体管。
16.如权利要求11所述的装置,其特征在于,所述差分电流是通过经所述一组晶体管形成多个电流的和来生成的。
17.如权利要求16所述的装置,其特征在于,所述多个电流中的每一个电流具有至少部分由相应的所述晶体管接收的线路信号决定的幅度。
18.如权利要求11所述的装置,其特征在于,所述预充电电路用于通过对所述一对输出节点进行预充电来对所述一对输出节点进行初始化,其中,所述差分电流对预充电的所述一对输出节点进行放电。
19.如权利要求11所述的装置,其特征在于,所述预充电电路用于通过对所述一对输出节点进行预放电来对所述一对输出节点进行初始化,其中,所述差分电流对预放电的所述一对输出节点进行充电。
20.如权利要求11所述的装置,其特征在于,还包括:对所述解调子信道数据输出进行低通滤波的低通滤波器。
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