CN116584029A - 三相三电平逆变器的驱动控制装置和驱动控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明中，作为三相三电平逆变器，为了用较少的开关次数减少总电流高次谐波来减少开关损耗，并且使多个PWM模式之间的切换变得容易，对于三相三电平逆变器的一相将相位0～90度依次等分得到第一～第九这9个区间：在第一区间中使三相三电平逆变器的输出电位成为零，在合并第二与第三区间而得的区间内，进行一次开关动作并在剩余期间中保持正电位，在合并第四与第五区间而得的区间内，进行一次开关动作并在剩余期间中使输出电位成为零，或者继续保持正电位，在合并第六与第七区间而得的区间内，进行一次开关动作并在剩余期间中保持正电位，或者继续保持正电位，在合并第八与第九区间而得的区间内进行一次开关动作并在剩余期间中使输出电位成为零，或者继续保持正电位，由此，在第一～第九区间中进行2次至4次中的任一次数的开关动作。

Description

三相三电平逆变器的驱动控制装置和驱动控制方法

技术领域

本发明涉及将直流电压转换为三相交流电压的功率转换装置，尤其是三相三电平逆变器的驱动控制装置和驱动控制方法。

背景技术

为了驱动变速运转的交流电动机(电动机)，需要将从直流电源供给的直流功率转换为任意频率和电压的交流功率。一般而言，用于将直流功率转换为交流功率的功率转换装置(逆变器)由使用了半导体开关元件的主电路和控制上述半导体开关元件的控制装置构成，通过以任意的开关频率对上述半导体开关元件进行脉冲宽度调制控制(PWM控制)来生成任意的频率和电压。

铁道车辆领域也使用由半导体开关元件构成的功率转换装置(逆变器)驱动交流电动机(电动机)，但因为使用了高耐压元件，所以能够实现的开关频率存在上限。因此，一般而言采用这样的方式，即，按照交流电动机(电动机)的驱动频率相应地，在低速区间中以驱动频率(逆变器频率)与开关频率非同步的非同步PWM模式进行驱动，在达到高速区间时切换为使驱动频率(逆变器频率)与开关频率同步的同步PWM模式。

另外，在直流电源电压较高的情况下，和想要减小对连接的交流电动机(电动机)和交流电源等交流负载施加的高次谐波成分的情况下，使用三电平式(也称为中性点钳位式、NPC式)的功率转换装置(逆变器)，其中使用2组平滑电容器对直流电压进行分压，能够输出正、负和中间电位这3种电位。

在三电平式的功率转换装置(逆变器)的情况下，如专利文献1记载的那样已知这样的方式：按照驱动频率(逆变器频率)相应地，在低速区间中以基于非同步PWM的双极调制模式进行驱动，在达到高速区间时切换为基于非同步PWM的单极调制模式，之后进一步切换为非同步PWM的过调制模式、同步单脉冲模式。

为实现三电平式的功率转换装置(逆变器)的低损耗化、高效率化，可以考虑通过像双电平式那样从非同步PWM模式切换为同步PWM模式来降低开关频率、降低半导体开关元件的开关损耗。但是，如果仅降低开关频率，则开关纹波(电流高次谐波)会增加，导致驱动的交流电动机的损耗(高次谐波损耗)增加。

作为在三电平式的功率转换装置(逆变器)中不提高开关频率地减少高次谐波的技术，已知专利文献2～5记载的技术。依次进行说明。

专利文献2中记载的技术用于减少特定的电压高次谐波，并未意图减少总电流高次谐波(total harmonic current)。

专利文献3中记载的技术属于所谓空间矢量调制控制(SVM控制)，与载波频率恒定的三角波PWM控制相比可以有望减少不必要的开关动作，但由于原理是以使电压矢量误差最小的方式进行动作，因此即使能够减少电压高次谐波也不一定能够减少电流高次谐波。

专利文献4中记载的技术意图减少电流高次谐波，但没有公开脉冲模式，减少电流高次谐波的技术手段的细节和效果不明。

另一方面，专利文献5中记载的技术其目的在于，以较小的开关频率减少总的电流高次谐波(OVER ALL)。为此，将与三相三电平逆变器的输出频率对应的调制波信号的一个周期等分为12或24个区间，在分割得到的各区间内仅进行三相中的一相的开关动作，其他两相不进行开关动作而是使输出电位保持为零、正的固定值或负的固定值中的某一个。仅在等分得到的各区间的边界上，三相的各相为了使等分得到的各区间的输出电位变化为零、正的固定值或负的固定值中的某一个的状态而进行必要的开关动作。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2003-180084号公报

专利文献2：日本特开平8-256483号公报

专利文献3：日本特开2000-125570号公报

专利文献4：日本特开2002-78346号公报

专利文献5：日本特开2016-32373号公报

发明内容

发明要解决的技术问题

一般而言，驱动交流电动机的三相逆变器并非总是以相同的调制率稳定工作，实际上会被施加各种干扰，例如施加在交流电动机的负载侧的机械干扰、施加在逆变器的直流电压源上的电压干扰等。因此，交流电动机中流动的电流随时持续变动，所以需要精细地操作调制率进行电流控制来与要求的电流值保持一致。

但是，在专利文献5记载的技术中，为了避免三相的开关动作在同一区间内出现重复，一半的开关动作是在区间边界这一固定的相位处进行的。例如，在专利文献5记载的实施例1(图1)中，在调制波信号的一个周期的期间对每一相进行了16次开关动作，其中8次是在区间边界进行开关。另外，在专利文献5记载的实施例2(图3)中，在调制波信号的一个周期的期间对一相进行了8次开关动作，其中4次是在区间边界进行开关。即使调制率变化，区间边界处的开关相位也不变，所以即使在其前后操作调制率电流也不会立即变化。只有进入区间内的进行开关动作的区间，电流才会变化。即，专利文献5中记载的技术在进行电流控制方面存在响应慢的问题。

另外，一般而言，具有多个同步PWM模式，并根据频率、调制率来相应地切换使用这些同步PWM模式。在专利文献5记载的技术中，因为实施例1(图1)与实施例2(图3)中调制波信号的一个周期的区间分割数不同，所以存在难以在这些PWM模式之间平滑地切换的问题。

解决问题的技术手段

为了解决上述问题，本发明的三相三电平式的功率转换装置的驱动控制装置的代表性的一个例子中，对于三相三电平逆变器的一相，将调制波信号的1/4周期即相位0～90度依次等分得到第一～第九区间，对于这9个区间：

在第一区间中，使三相三电平逆变器的输出电位成为零，

在合并第二与第三区间而得的区间内，进行一次开关动作并在该开关动作后的剩余期间中使输出电位保持固定的正电位，

在合并第四与第五区间而得的区间内，进行一次开关动作并在该开关动作后的剩余期间中使输出电位成为零，或者不进行该开关动作而是继续使输出电位保持固定的正电位，

在合并第六与第七区间而得的区间内，进行一次开关动作并在该开关动作后的剩余期间中使输出电位保持固定的正电位，或者不进行该开关动作而是继续使输出电位保持固定的正电位，

在合并第八与第九区间而得的区间内，进行一次开关动作并在该开关动作后的剩余期间中使输出电位成为零，或者不进行该开关动作而是继续使输出电位保持固定的正电位，

由此，在第一～第九区间中将开关动作进行2次至4次中的任一次数的开关动作，在调制波信号的剩余3/4周期即相位90～360度中，按各1/4周期输出与通过相位0～90度中进行的开关动作而输出的波形上下对称或前后对称的至少一种的波形，从剩余两相输出与一相输出的波形相比分别偏移120度和240度的相位的对称波形。

发明效果

根据本发明，通过采用如上所述的结构，能够用较少的开关次数减少总电流高次谐波(OVER ALL)，减少功率转换装置(逆变器)的开关损耗，同时减少所驱动的交流电动机的损耗(高次谐波损耗)。进而，与专利文献5记载的技术相比能够提高电流控制的响应。另外，本发明的第一～四PWM模式因为区间分割数全部相同，所以也能够平滑地进行PWM模式的切换。

上述以外的问题、特征和效果将通过以下具体实施方式的说明而明确。

附图说明

图1是定义本发明的实施例中相当于第一PWM模式的同步8脉冲(1)的U相电压波形的图。

图2是表示同步8脉冲(1)的各区间中的相间的开关动作重复状态的图。

图3是表示同步8脉冲(1)的U相和V相电压波形以及UV线间电压波形的图。

图4是图3所示的放大1部分的放大图(相位50～130度的范围)。

图5是表示相对于图4使T23与T9的大小关系倒转的情况的图。

图6是图3所示的放大2部分的放大图(相位110～190度的范围)。

图7是表示相对于图6使T23与T45的大小关系倒转的情况的图。

图8是定义本发明的实施例中相当于第二PWM模式的同步8脉冲(2)的U相电压波形的图。

图9是表示同步8脉冲(2)的各区间中的相间的开关动作重复状态的图。

图10是表示同步8脉冲(2)的U相和V相电压波形以及UV线间电压波形的图。

图11是图10所示的放大部分的放大图(相位110～190度的范围)。

图12是表示相对于图11使T3与T4的大小关系倒转的情况的图。

图13是定义本发明的实施例中相当于第三PWM模式的同步6脉冲的U相电压波形的图。

图14是表示同步6脉冲的各区间中的相间的开关动作重复状态的图。

图15是表示同步6脉冲的U相和V相电压波形以及UV线间电压波形的图。

图16是图15所示的放大部分的放大图(相位110～190度的范围)。

图17是表示相对于图16使T23与T45的大小关系倒转的情况的图。

图18是定义本发明的实施例中相当于第四PWM模式的同步4脉冲的U相电压波形的图。

图19是表示同步4脉冲的各区间中的相间的开关动作重复状态的图。

图20是表示同步4脉冲的U相和V相电压波形以及UV线间电压波形的图。

图21是图20所示的放大部分的放大图(相位60～140度的范围)。

图22是表示相对于图21使T23与T89的大小关系倒转的情况的图。

图23是表示与调制率对应的第一～四各PWM模式的电流高次谐波OVER ALL值的图。

图24是表示第一～四各PWM模式的动作范围之一例的图。

图25是表示由本发明实施例的三相三电平逆变器构成的交流电动机(电动机)的驱动系统的结构例的图。

具体实施方式

以下，作为本发明的实施方式，使用附图对本发明的实施例进行说明。另外，本发明并不受该实施例限定。在附图的记载中，对同一部分标注同一附图标记来表示。

实施例

图25是表示由本发明实施例的三相三电平逆变器构成的交流电动机(电动机)的驱动系统的结构例的图。

图25中，利用两组平滑电容器1和2对直流电压源(未图示)供给的直流电压进行分压，对平滑电容器1和2并联连接U相逆变器电路3、V相逆变器电路4和W相逆变器电路5。

U相逆变器电路3由4个U相逆变器开关元件6～9和U相钳位二极管10和11构成，V相逆变器电路4由4个V相逆变器开关元件12～15和V相钳位二极管16和17构成，W相逆变器电路5由4个W相逆变器开关元件18～21和钳位二极管22和23构成。

逆变器控制装置24输出对U相～W相逆变器电路3～5的逆变器开关元件进行驱动的栅极脉冲信号GPU1～4、GPV1～4和GPW1～4。

交流电动机(电动机)25与U相～W相逆变器电路3～5的交流输出端子侧连接。

直流电压源供给的直流电压被两组平滑电容器1和2分压。此处，若令各电容器电压为Edp、Edn，中性点电位为零，则U相～W相逆变器电路3～5的输出电位Eu、Ev和Ew可以取正电位Edp、负电位(-Edn)和中性点电位零这3种值。

此处，假设适当地进行了中性点电压控制，平滑电容器1和2的电压相等(Edp＝Edn)。为了使以下说明简化，假定逆变器的相电压取±1和0这3种值。

以下对本发明的第一～第四各PWM模式依次进行说明。

＜第一PWM模式＞

图1是定义本发明的实施例中相当于第一PWM模式的同步8脉冲(1)的U相电压波形，并在上半部分示出1个周期的U相电压波形的图。为了简化，将U相电压的输出电位规范化表示为±1和0这3个电平。另外，以下将第一PWM模式记载为同步8脉冲(1)。

同步8脉冲(1)中，将与输出频率对应的调制波信号的1/4周期(0～90度)等分为9个区间，从相位0度一侧起依次称为第一～第九区间。

·在第一区间中，使输出电位成为零。

·在第二、第三区间内的相位α(10<α<30)处，使输出电位从零上升至正电位。设第二、第三区间内输出取正电位的期间为“T23”，则T23＝30-α。

·在第四、第五区间内的相位β(30<β<50)处，使输出电位从正电位下降至零。设第四、第五区间内输出取正电位的期间为“T45”，则T45＝β-30。

·在第六区间内的相位γ(50<γ<60)处，使输出电位从零上升至正电位。设第六区间内输出取正电位的期间为“T6”，则T6＝60-γ。

·在第七、第八区间中，使输出电位固定于正电位。

·在第九区间内的相位δ(80<δ<90)处，使输出电位从正电位下降至零。设第九区间内输出取正电位的期间为“T9”，则T9＝δ-80。

另外，其余3/4周期(90～360度)与1/4周期的波形上下对称或前后对称。具体而言，设U相电压波形为SU(θ)，如上所述已经定义了0≤θ≤90的范围中的SU(θ)，所以定义为：

90≤θ≤180时，SU(θ)＝SU(180-θ)，

180≤θ≤270时，SU(θ)＝-SU(θ-180)，

270≤θ≤360时，SU(θ)＝-SU(360-θ)。

进而，U相电压波形SU(θ)是周期360度的周期函数，即：

SU(θ)＝SU(θ±180)。

另一方面，V相和W相电压波形是与U相电压波形相比分别偏移120度和240度相位的对称波形。具体而言，设V相电压波形为SV(θ)、W相电压波形为SW(θ)，则定义为：

SV(θ)＝SU(θ-120)，

SW(θ)＝SU(θ-240)。

另外，在图1的下半部分示出U相电压波形的4个开关相位α、β、γ和δ(纵轴)与调制率(横轴)的关系。

在第一PWM模式的定义域即调制率50％至高于90％的范围中：

·第一开关相位α在第二、第三区间内，

·第二开关相位β在第五区间内，

·第三开关相位γ在第六区间内，

·第四开关相位δ在第九区间内。

图2是表示同步8脉冲(1)的1个周期内的各区间中的相间的开关动作重复状态的图。为了简化，将U相和V相电压的输出电位规范化表示为±1和0这3个电平，将UV线间电压规范化表示为±2、±1和0这5个电平。

在U相电压波形和V相电压波形中，在图2中用向右上升的斜线图案示出在分割得到的区间内使输出电位从零上升至正电位、或从负电位上升至零的情况。另外，用向右下降的斜线图案示出在分割得到的区间内使输出电位从正电位下降至零、或从零下降至负电位的情况。

同样地，在UV线间电压波形中，在图2中，对于分割得到的区间内仅有U相、V相电压波形中的某一方发生变化的情况，在上升的情况下用向右上升的斜线图案示出，在下降的情况下用向右下降的斜线图案示出。

另外，对于分割得到的区间内U相、V相电压波形双方发生变化、在区间内脉冲先上升后下降或先下降后上升的情况，在图2中用交叉图案示出。例如，在UV线间电压波形的相位20～30度(第三区间)中，取决于U相和V相电压波形的变化的顺序，UV线间电压的输出电位存在按+1→+2→+1变化或按+1→0→+1变化这样2种情况，用交叉图案示出了输出电位可能取的范围(0～+2)。

图3是表示同步8脉冲(1)的U相和V相电压波形以及UV线间电压波形的图。图2中，在UV线间电压波形中用交叉图案示出了分割得到的区间内U相和V相电压波形的开关动作重复的区间，根据波形的对称性，以交叉图案(90～100度)为中心将图3所示的相位50～130度的范围作为“放大1”，在图4中示出其放大图。另外，以交叉图案(130～170度)为中心，将图3所示的相位110～190度的范围作为“放大2”，在图6中示出其放大图。

三电平逆变器的线间电压取±2、±1、0这5种电平，能够分类为在相邻的2个电平之间往返的4个状态。

＜+2，+1＞在+2、+1之间往返

＜+1，0＞在+1、0之间往返

＜-1，0＞在-1、0之间往返

＜-2，-1＞在-2、-1之间往返

对于这4个状态，此处将像＜+2，+1＞→＜+1，0＞→＜0，-1＞→＜-1，-2＞那样单调减小、或者相反地像＜-2，-1＞→＜-1，0＞→＜0，+1＞→＜+1，+2＞那样单调增大称为“正序”。在该状态按“正序”推移的情况下，输出电位的变化平缓，输出电压高次谐波减小。

在图6所示的相位110～190度的范围中，在T23<T45的情况下，UV线间电压的状态按＜+1，0＞→＜0，-1＞单调转移，可知是先前定义的“正序”。

另一方面，图7是表示相对于图6在相位110～190度的范围中使T23与T45的大小关系倒转的情况(T23>T45)的图。图7中，UV线间电压的状态按＜+1，0＞→＜0，-1＞→＜0，+1＞→＜0，-1＞推移，可知不是先前定义的“正序”。这种非“正序”的区间的存在是电压高次谐波增加的原因。根据以上所述可知，为了成为“正序”以能够减少电压高次谐波，其条件是T23<T45。

在图4所示的相位50～130度的范围中，在T23>10(度)-T9即T23+T9>10(度)的情况下，UV线间电压的状态按＜+2，+1＞→＜+1，0＞单调转移，可知是先前定义的“正序”。

另一方面，图5表示相对于图4在相位50～130度的范围中使T23与T9的大小关系倒转的情况。具体而言，相对于图4的T23+T9>10(度)，图5为T23+T9<10(度)的情况。图5中，UV线间电压的状态也按＜+2，+1＞→＜+1，0＞推移，可知这也是先前定义的“正序”。即，在相位50～130度的范围中，不受T23与T9的大小关系的制约。

如上所述，同步8脉冲(1)在定义域即调制率50％至高于90％的范围中：

·第一开关相位α在第二、第三区间内，

·第二开关相位β在第五区间内，

·第三开关相位γ在第六区间内，

·第四开关相位δ在第九区间内。

另外，作为制约条件可以举出，第二、第三区间内取正电位的期间T23小于第四、第五区间内取正电位的期间T45(T23<T45)。

此时，同步8脉冲(1)以在分割得到的区间内尽可能使开关动作在相间不出现重复的方式配置开关相位，并且即使在重复的情况下也保持“正序”的关系来减少电压高次谐波，由此用尽可能少的开关次数减少电流高次谐波。进而，同步8脉冲(1)因为并不使开关相位固定，所以电流控制的响应也提高。

＜第二PWM模式＞

图8是定义本发明的实施例中相当于第二PWM模式的同步8脉冲(2)的U相电压波形，并在上半部分示出1个周期的U相电压波形的图。为了简化，将U相电压的输出电位规范化表示为±1和0这3个电平。另外，以下将第二PWM模式记载为同步8脉冲(2)。

同步8脉冲(2)中，将与输出频率对应的调制波信号的1/4周期(0～90度)等分为9个区间，从相位0度一侧起依次称为第一～第九区间。

·在第一、第二区间中，使输出电位成为零。

·在第三区间内的相位α(20<α<30)处，使输出电位从零上升至正电位。

设第三区间内输出取正电位的期间为“T3”，则T3＝30-α。

·在第四区间内的相位β(30<β<40)处，使输出电位从正电位下降至零。设第四区间内输出取正电位的期间为“T4”，则T4＝β-30。

·在第五、第六区间中，使输出电位固定于零。

·在第七区间内的相位γ(60<γ<70)处，使输出电位从零上升至正电位。设第七区间内输出取正电位的期间为“T7”，则T7＝70-γ。

·在第八区间内的相位δ(70<δ<80)处，使输出电位从正电位下降至零。设第八区间内输出取正电位的期间为“T8”，则T8＝δ-70。

·在第九区间中，使输出电位成为零。

另外，其余3/4周期(90～360度)与1/4周期的波形上下对称或前后对称。具体而言，设U相电压波形为SU(θ)，如上所述已经定义了0≤θ≤90的范围中的SU(θ)，所以定义为：

90≤θ≤180时，SU(θ)＝SU(180-θ)，

180≤θ≤270时，SU(θ)＝-SU(θ-180)，

270≤θ≤360时，SU(θ)＝-SU(360-θ)。

进而，U相电压波形SU(θ)是周期360度的周期函数，即：

SU(θ)＝SU(θ±180)。

另一方面，V相和W相电压波形是与U相电压波形相比分别偏移120度和240度相位的对称波形。具体而言，设V相电压波形为SV(θ)、W相电压波形为SW(θ)，则定义为：

SV(θ)＝SU(θ-120)，

SW(θ)＝SU(θ-240)。

另外，在图8的下半部分示出U相电压波形的开关相位α、β、γ和δ与调制率的关系。

在同步8脉冲(2)的定义域即调制率0％至接近50％的范围中：

·第一开关相位α在第三区间内，

·第二开关相位β在第四区间内，

·第三开关相位γ在第七区间内，

·第四开关相位δ在第八区间内。

图9是表示同步8脉冲(2)的各区间中的相间的开关动作重复状态的图。为了简化，将U相和V相电压的输出电位规范化表示为±1和0这3个电平，将UV线间电压规范化表示为±2、±1和0这5个电平。

在U相电压波形和V相电压波形中，在图9中用向右上升的斜线图案示出在分割得到的区间内使输出电位从零上升至正电位、或从负电位上升至零的情况。另外，用向右下降的斜线图案示出在分割得到的区间内使输出电位从正电位下降至零、或从零下降至负电位的情况。

同样地，在UV线间电压波形中，对于分割得到的区间内仅有U相、V相电压波形中的某一方发生变化的情况，在上升的情况下用向右上升的斜线图案示出，在下降的情况下用向右下降的斜线图案示出。

另外，对于分割得到的区间内U相、V相电压波形双方发生变化、在区间内脉冲先上升后下降或先下降后上升的情况，在图9中用交叉图案示出。例如，在UV线间电压波形的相位140～160度中，取决于U相和V相电压波形的变化的顺序，UV线间电压的输出电位存在按0→+1→0变化或按0→-1→0变化这样2种情况，用交叉图案示出了输出电位可能取的范围(-1～+1)。

图10是表示同步8脉冲(2)的U相和V相电压波形以及UV线间电压波形的图。图9的UV线间电压波形中，用交叉图案示出了分割得到的区间内U相和V相电压波形的开关动作重复的区间，根据波形的对称性，以交叉图案(140～160度)为中心在图11中示出将相位110～190度的范围放大的图。

根据图11，UV线间电压的状态按＜+1，0＞→＜-1，0＞单调转移，可知是先前定义的“正序”。

图12是表示相对于图11使T3与T4的大小关系倒转的情况的图。UV线间电压的状态按＜+1，0＞→＜-1，0＞→＜+1，0＞→＜-1，0＞推移，可知不是先前定义的“正序”。这种非“正序”的区间的存在是电压高次谐波增加的原因。根据以上所述可知，为了成为“正序”以能够减少电压高次谐波，其条件是T3<T4。

如上所述，同步8脉冲(2)在定义域即调制率0％至接近50％的范围中：

·第一开关相位α在第三区间内，

·第二开关相位β在第四区间内，

·第三开关相位γ在第七区间内，

·第四开关相位δ在第八区间内。

另外，作为制约条件可以举出，第三区间内取正电位的期间T3小于第四区间内取正电位的期间T4(T3<T4)。

此时，同步8脉冲(2)以在分割得到的区间内尽可能使开关动作在相间不出现重复的方式配置开关相位，并且即使在重复的情况下也保持“正序”的关系来减少电压高次谐波，由此用尽可能少的开关次数减少电流高次谐波。进而，同步8脉冲(2)因为并不使开关相位固定，所以电流控制的响应也提高。

＜第三PWM模式＞

图13是定义本发明的实施例中相当于第三PWM模式的同步6脉冲的U相电压波形，并在上半部分示出1个周期的U相电压波形的图。为了简化，将U相电压的输出电位规范化表示为±1和0这3个电平。另外，以下将第三PWM模式记载为同步6脉冲。

同步6脉冲中，将与输出频率对应的调制波信号的1/4周期(0～90度)等分为9个区间，从相位0度一侧起依次称为第一～第九区间。

·在第一区间中，使输出电位成为零。

·在第二、第三区间内的相位α(10<α<30)处，使输出电位从零上升至正电位。设第二、第三区间内输出取正电位的期间为“T23”，则T23＝30-α。

·在第四、第五区间内的相位β(30<β<50)处，使输出电位从正电位下降至零。设第四、第五区间内输出取正电位的期间为“T45”，则T45＝β-30。

·在第六区间内的相位γ(50<γ<60)处，使输出电位从零上升至正电位。设第六区间内输出取正电位的期间为“T6”，则T6＝60-γ。

·在第七～第九区间中，使输出电位固定于正电位。

另外，其余3/4周期(90～360度)与1/4周期的波形上下对称或前后对称。具体而言，设U相电压波形为SU(θ)时，如上所述已经定义了0≤θ≤90的范围中的SU(θ)，所以定义为：

90≤θ≤180时，SU(θ)＝SU(180-θ)，

180≤θ≤270时，SU(θ)＝-SU(θ-180)，

270≤θ≤360时，SU(θ)＝-SU(360-θ)。

进而，U相电压波形SU(θ)是周期360度的周期函数，即：

SU(θ)＝SU(θ±180)。

另一方面，V相和W相电压波形是与U相电压波形相比分别偏移120度和240度相位的对称波形。具体而言，设V相电压波形为SV(θ)、W相电压波形为SW(θ)，则定义为：

SV(θ)＝SU(θ-120)，

SW(θ)＝SU(θ-240)。

另外，在图13的下半部分示出U相电压波形的开关相位α、β和γ与调制率的关系。

在同步6脉冲的定义域即调制率50％至高于90％的范围中：

·第一开关相位α在第二、第三区间内，

·第二开关相位β在第四、第五区间内，

·第三开关相位γ在第六区间内。

图14是表示同步6脉冲的各区间中的相间的开关动作重复状态的图。为了简化，将U相和V相电压的输出电位规范化表示为±1和0这3个电平，将UV线间电压规范化表示为±2、±1和0这5个电平。

在U相电压波形和V相电压波形中，用向右上升的斜线图案示出在分割得到的区间内使输出电位从零上升至正电位、或从负电位上升至零的情况。另外，用向右下降的斜线图案示出在分割得到的区间内使输出电位从正电位下降至零、或从零下降至负电位的情况。

同样地，在UV线间电压波形中，对于分割得到的区间内仅有U相、V相电压波形中的某一方发生变化的情况，在上升的情况下用向右上升的斜线图案示出，在下降的情况下用向右下降的斜线图案示出。

此处，对于分割得到的区间内U相、V相电压波形双方发生变化、在区间内脉冲先上升后下降或先下降后上升的情况，用交叉图案示出。例如，在UV线间电压波形的相位130～170度中，取决于U相和V相电压波形的变化的顺序，UV线间电压的输出电位存在按0→+1→0变化、或按0→-1→0变化这样2种情况，用交叉图案示出了输出电位可能取的范围(-1～+1)。

图15表示同步6脉冲的U相和V相电压波形以及UV线间电压波形。图14中，在UV线间电压波形中用交叉图案示出了分割得到的区间内U相和V相电压波形的开关动作重复的区间，根据波形的对称性，以交叉图案(130～170度)为中心在图16中示出将相位110～190度的范围放大的图。

根据图16，UV线间电压的状态按＜+1，0＞→＜-1，0＞单调转移，可知是先前定义的“正序”。

图17是表示相对于图16使T23与T45的大小关系倒转的情况的图。UV线间电压的状态按＜+1，0＞→＜-1，0＞→＜+1，0＞→＜-1，0＞推移，可知不是先前定义的“正序”。这种非“正序”的区间的存在是电压高次谐波增加的原因。根据以上所述可知，为了成为“正序”以能够减少电压高次谐波，其条件是T23<T45。

如上所述，同步6脉冲在定义域即调制率50％至高于90％的范围中：

·第一开关相位α在第二、第三区间内，

·第二开关相位β在第四、第五区间内，

·第三开关相位γ在第六区间内。

另外，作为制约条件可以举出，第二、第三区间内取正电位的期间T23小于第四、第五区间内取正电位的期间T45(T23<T45)。

此时，同步6脉冲以在分割得到的区间内尽可能使开关动作在相间不出现重复的方式配置开关相位，并且即使在重复的情况下也保持“正序”的关系来减少电压高次谐波，由此用尽可能少的开关次数减少电流高次谐波。进而，同步6脉冲因为并不使开关相位固定，所以电流控制的响应也提高。

＜第四PWM模式＞

图18是定义本发明的实施例中相当于第四PWM模式的同步4脉冲的U相电压波形，并在上半部分示出1个周期的U相电压波形的图。为了简化，将U相电压的输出电位规范化表示为±1和0这3个电平。另外，以下将第四PWM模式记载为同步4脉冲。

同步4脉冲中，将与输出频率对应的调制波信号的1/4周期(0～90度)等分为9个区间，从相位0度一侧起依次称为第一～第九区间。

·在第一区间中，使输出电位成为零。

·在第二、第三区间内的相位α(10<α<30)处，使输出电位从零上升至正电位。设第二、第三区间内输出取正电位的期间为“T23”，则T23＝30-α。

·在第四～第七区间中，使输出电位固定于正电位。

·在第八、第九区间内的相位β(70<β<90)处，使输出电位从正电位降低至零。设第八、第九区间内输出取正电位的期间为“T89”，则T89＝β-70。

另外，其余3/4周期(90～360度)与1/4周期的波形上下对称或前后对称。具体而言，设U相电压波形为SU(θ)，如上所述已经定义了0≤θ≤90的范围中的SU(θ)，所以定义为：

90≤θ≤180时，SU(θ)＝SU(180-θ)，

180≤θ≤270时，SU(θ)＝-SU(θ-180)，

270≤θ≤360时，SU(θ)＝-SU(360-θ)。

进而，U相电压波形SU(θ)是周期360度的周期函数，即：

SU(θ)＝SU(θ±180)。

另一方面，V相和W相电压波形是与U相电压波形相比分别偏移120度和240度相位的对称波形。具体而言，设V相电压波形为SV(θ)、W相电压波形为SW(θ)，则定义为：

SV(θ)＝SU(θ-120)，

SW(θ)＝SU(θ-240)。

另外，在图18的下半部分示出U相电压波形的开关相位α和β与调制率的关系。

在第四PWM模式的定义域即调制率高于60％至高于90％的范围中：

·第一开关相位α在第二、第三区间内，

·第二开关相位β在第八、第九区间内。

图19是表示同步4脉冲的各区间中的相间的开关动作重复状态的图。为了简化，将U相和V相电压的输出电位规范化表示为±1和0这3个电平，将UV线间电压规范化表示为±2、±1和0这5个电平。

在U相电压波形和V相电压波形中，用向右上升的斜线图案示出在分割得到的区间内使输出电位从零上升至正电位、或从负电位上升至零的情况。另外，用向右下降的斜线图案示出在分割得到的区间内使输出电位从正电位下降至零、或从零下降至负电位的情况。

同样地，在UV线间电压波形中，对于分割得到的区间内仅有U相、V相电压波形中的某一方发生变化的情况，在上升的情况下用向右上升的斜线图案示出，在下降的情况下用向右下降的斜线图案示出。

此处，对于分割得到的区间内U相、V相电压波形双方发生变化、在区间内脉冲先上升后下降或先下降后上升的情况，用交叉图案示出。例如，在UV线间电压波形的相位90～110度中，取决于U相和V相电压波形的变化的顺序，UV线间电压的输出电位存在按+1→+2→+1变化、或按+1→0→+1变化这样2种情况，用交叉图案示出了输出电位可能取的范围(0～+2)。

图20表示同步4脉冲的U相和V相电压波形以及UV线间电压波形。图19中，在UV线间电压波形中用交叉图案示出了分割得到的区间内U相和V相电压波形的开关动作重复的区间，根据波形的对称性，以交叉图案(90～110度)为中心在图21中示出将相位60～140度的范围放大的图。

根据图21，UV线间电压的状态按＜+2，+1＞→＜+1，0＞单调转移，可知是先前定义的“正序”。

图22是表示相对于图21使T23与T89的大小关系倒转的情况的图。具体而言，图21是T23>20-T89即T23+T89>20(度)的情况，图22是T23+T89<20(度)的情况。图22中，UV线间电压的状态也按＜+2，+1＞→＜+1，0＞单调推移，可知是先前定义的“正序”。即，UV线间电压的状态转移不受T23与T89的大小关系的制约。

如上所述，同步4脉冲在定义域即调制率高于60％至高于90％的范围中：

·第一开关相位α在第二、第三区间内，

·第二开关相位β在第八、第九区间内。

此时，同步4脉冲以在分割得到的区间内尽可能使开关动作在相间不重复进行的方式配置开关相位，并且即使在重复的情况下也保持“正序”的关系来减少电压高次谐波，由此用尽可能少的开关次数减少电流高次谐波。进而，同步4脉冲因为并不使开关相位固定，所以电流控制的响应也提高。

接着，图23是表示与调制率对应的第一～四各PWM模式的电流高次谐波OVER ALL值(总值)的图。另外，为了比较，示出了专利文献5记载的技术中的同步8脉冲的值作为现有技术。

可知，相当于第一PWM模式的同步8脉冲(1)具有与专利文献5记载的技术相比并不逊色的性能。

另外，与同步8脉冲(1)相比，相当于第三PWM模式的同步6脉冲和相当于第四PWM模式的同步4脉冲的脉冲数更少，相应地电流高次谐波增加。

图24是表示第一～四各PWM模式的动作范围之一例的图。

图24中作为“稳定动作点”示出的线，表示从停止状态加速至最高速度、或从最高速度减速至停止状态为止的稳定的动作点。横轴(输出频率轴)以稳定动作点的线达到最大值的值为100％进行了规范化。

通常运转时沿稳定动作点的线上缓慢地推移，但在非稳定状态(过渡状态)下，例如，在所谓惯性运行状态等速度较高的状态下使逆变器的动作停止的情况下，和相反地在惯性运行中进行逆变器的重新起动的情况下，会在短时间内穿越从稳定动作点的线的下侧到输出频率轴(调制率零)之间的区域。

另一方面，状态不会达到稳定动作点的线的上侧。

图24中，用圆角矩形示出了各PWM模式的动作范围。如图所示，根据纵轴的调制率和横轴的输出频率相应地，如图所示地配置了各PWM模式。另外，为了便于说明，在各PWM模式的区域之间隔开间隙以使得各PWM模式的区域易于分辨，但实际上各区域是包含区域的边角部在内地无间隙地排列的，不存在PWM模式未定义的区域。

运转时，在图24所示的各PWM模式的配置中，根据调制率和输出频率指令中的至少一方相应地，包括非同步双极、非同步单极在内，切换使用本发明的4个PWM模式即同步8脉冲(1)、同步8脉冲(2)、同步6脉冲和同步4脉冲。

在稳定动作点的线上，以从原点(A)起依次切换为非同步双极、非同步单极、同步8脉冲(1)、同步6脉冲、同步4脉冲的方式配置。另一方面，在比同步8脉冲(1)调制率低的区域，配置同步8脉冲(2)。

之所以这样配置各PWM模式是因为，在稳定动作点的线上进行通常的额定动作，所以电流值较多、动作时间也较长，因此需要配置效率最好的PWM模式。

另外，在稳定动作点的线上移动时，因为是缓慢地推移，所以PWM模式的切换在时间上是充裕的。实际上，从原点(A)推移至动作点(E)一般需要数十秒至数分钟的数量级。因此，即使将PWM模式从非同步单极切换至同步8脉冲(1)需要一些时间也没有问题。

另一方面，在惯性运行中重新起动时需要在短时间中进行切换。从动作点(B)推移至动作点(D)或者从动作点(C)推移至动作点(E)一般而言仅需要数百ms左右。为了这样在非常短时间内使PWM模式平滑地推移，在同步8脉冲(1)的下侧(调制率较低的区域)，不是配置非同步单极而是配置了同步8脉冲(2)。

本发明中，相当于第一PWM模式的同步8脉冲(1)、相当于第二PWM模式的同步8脉冲(2)、相当于本发明的第三PWM模式的同步6脉冲和相当于第四PWM模式的同步4脉冲使区间分割数相同，所以能够平滑地进行短时间的PWM模式切换。

以上对本发明的实施例进行了说明，但本发明不限定于上述实施例，能够在不脱离本发明的主旨的范围内进行各种变更。

附图标记说明

1 P侧平滑电容器

2 N侧平滑电容器

3 U相逆变器电路

4 V相逆变器电路

5 W相逆变器电路

6～9 U相逆变器开关元件

10、11 U相钳位二极管

12～15 V相逆变器开关元件

16、17 V相钳位二极管

18～21 W相逆变器开关元件

22、23 W相钳位二极管

24 逆变器控制装置

25 电动机

Edp P侧平滑电容器电压

Edn N侧平滑电容器电压

Eu U相逆变器电压

Ev V相逆变器电压

Ew W相逆变器电压

GPU1～4U相逆变器栅极脉冲

GPV1～4V相逆变器栅极脉冲

GPW1～4W相逆变器栅极脉冲

α 第一～四PWM模式中的第一开关相位

β 第一～四PWM模式中的第二开关相位

γ 第一～三PWM模式中的第三开关相位

δ 第一～二PWM模式中的第四开关相位

T2 第二分割区间中取正电位的期间

T3 第三分割区间中取正电位的期间

T4 第四分割区间中取正电位的期间

T5 第五分割区间中取正电位的期间

T6 第六分割区间中取正电位的期间

T7 第七分割区间中取正电位的期间

T8 第八分割区间中取正电位的期间

T9 第九分割区间中取正电位的期间

T23 T2与T3之和，T23＝T2+T3

T45 T4与T5之和，T45＝T4+T5

T89 T8与T9之和，T89＝T8+T9

Claims (16)

1.一种三相三电平逆变器的驱动控制装置，其特征在于：

对于三相三电平逆变器的一相，将调制波信号的1/4周期即相位0～90度依次等分得到第一～第九区间，对于这9个区间：

在第一区间中，使所述三相三电平逆变器的输出电位成为零，

在合并第二与第三区间而得的区间内，进行一次开关动作并在该开关动作后的剩余期间中将所述输出电位保持为固定的正电位，

在合并第四与第五区间而得的区间内，进行一次开关动作并在该开关动作后的剩余期间中使所述输出电位成为零，或者不进行该开关动作而是继续将所述输出电位保持为所述固定的正电位，

在合并第六与第七区间而得的区间内，进行一次开关动作并在该开关动作后的剩余期间中将所述输出电位保持为所述固定的正电位，或者不进行该开关动作而是继续将所述输出电位保持为所述固定的正电位，

在合并第八与第九区间而得的区间内，进行一次开关动作并在该开关动作后的剩余期间中使所述输出电位成为零，或者不进行该开关动作而是继续将所述输出电位保持为所述固定的正电位，

由此，在所述第一～所述第九区间中进行2次至4次中的任一次数的开关动作，

在所述调制波信号的剩余3/4周期即相位90～360度中，按各1/4周期输出与通过所述相位0～90度中进行的开关动作而输出的波形上下对称或前后对称的至少一种的波形，

从剩余两相输出与所述一相输出的波形相比分别偏移120度和240度的相位的对称波形。

2.如权利要求1所述的三相三电平逆变器的驱动控制装置，其特征在于：

在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内和合并所述第四与所述第五区间而得的区间内分别进行一次开关动作，

在所述第六区间内进行一次开关动作，

在所述第九区间内进行一次开关动作，

由此，在所述第一～所述第九区间中进行四次开关动作，

调整在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内和合并所述第四与所述第五区间而得的区间内分别进行的开关动作的时刻，使得在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内将所述输出电位保持为所述固定的正电位的时间，比在合并所述第四与所述第五区间而得的区间内将所述输出电位保持为所述固定的正电位的时间短。

3.如权利要求1所述的三相三电平逆变器的驱动控制装置，其特征在于：

在所述第三和所述第四区间内分别进行一次开关动作，

在所述第七和所述第八区间内分别进行一次开关动作，

由此，在所述第一～所述第九区间中进行四次开关动作，

调整在所述第三区间内和所述第四区间内分别进行的开关动作的时刻，使得在所述第三区间内将所述输出电位保持为所述固定的正电位的时间，比在所述第四区间内将所述输出电位保持为所述固定的正电位的时间短。

4.如权利要求1所述的三相三电平逆变器的驱动控制装置，其特征在于：

在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内和合并所述第四与所述第五区间而得的区间内分别进行一次开关动作，

在所述第六区间内进行一次开关动作，

由此，在所述第一～所述第九区间中进行三次开关动作，

调整在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内和合并所述第四与所述第五区间而得的区间内分别进行的开关动作的时刻，使得在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内将所述输出电位保持为所述固定的正电位的时间，比在合并所述第四与所述第五区间而得的区间内将所述输出电位保持为所述固定的正电位的时间短。

5.如权利要求1所述的三相三电平逆变器的驱动控制装置，其特征在于：

在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内进行一次开关动作，

在合并所述第八与所述第九区间而得的区间内进行一次开关动作，

由此，在所述第一～所述第九区间中进行两次开关动作。

6.一种三相三电平逆变器的驱动控制装置，其特征在于：

根据调制率和输出频率指令中的至少一个，切换地执行如权利要求2～5中任意一项所述的三相三电平逆变器的驱动控制装置进行的驱动控制。

7.一种三相三电平逆变器的驱动控制装置，其特征在于：

相对于通过所述三相三电平逆变器驱动的交流负载的稳定动作点能够取的输出频率的范围，根据调制率切换地执行如权利要求2～5中任意一项所述的三相三电平逆变器的驱动控制装置进行的驱动控制。

8.一种三相三电平逆变器的驱动控制装置，其特征在于：

随着使调制率从低调制率起增大，相应地依次切换地执行如权利要求3所述的三相三电平逆变器的驱动控制装置进行的驱动控制、如权利要求2所述的三相三电平逆变器的驱动控制装置进行的驱动控制、如权利要求4所述的三相三电平逆变器的驱动控制装置进行的驱动控制和如权利要求5所述的三相三电平逆变器的驱动控制装置进行的驱动控制。

9.一种三相三电平逆变器的驱动控制方法，其特征在于：

对于三相三电平逆变器的一相，将调制波信号的1/4周期即相位0～90度依次等分成第一～第九区间这9个区间，

在第一区间中，使所述三相三电平逆变器的输出电位成为零，

在合并第二与第三区间而得的区间内，进行一次开关动作并在该开关动作后的剩余期间中将所述输出电位保持为固定的正电位，

在合并第四与第五区间而得的区间内，进行一次开关动作并在该开关动作后的剩余期间中使所述输出电位成为零，或者不进行该开关动作而是继续将所述输出电位保持为所述固定的正电位，

在合并第六与第七区间而得的区间内，进行一次开关动作并在该开关动作后的剩余期间中将所述输出电位保持为所述固定的正电位，或者不进行该开关动作而是继续将所述输出电位保持为所述固定的正电位，

在合并第八与第九区间而得的区间内，进行一次开关动作并在该开关动作后的剩余期间中使所述输出电位成为零，或者不进行该开关动作而是继续将所述输出电位保持为所述固定的正电位，

由此，在所述第一～所述第九区间中进行2次至4次中的任一次数的开关动作，

在所述调制波信号的剩余3/4周期即相位90～360度中，按各1/4周期输出与通过所述相位0～90度中进行的开关动作而输出的波形上下对称或前后对称的至少一种的波形，

在剩余两相输出与所述一相的输出波形相比分别偏移120度和240度的相位的对称波形。

10.如权利要求9所述的三相三电平逆变器的驱动控制方法，其特征在于：

在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内和合并所述第四与所述第五区间而得的区间内分别进行一次开关动作，

在所述第六区间内进行一次开关动作，

在所述第九区间内进行一次开关动作，

由此，在所述第一～所述第九区间中进行四次开关动作，

调整在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内和合并所述第四与所述第五区间而得的区间内分别进行的开关动作的时刻，使得在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内将所述输出电位保持为所述固定的正电位的时间，比在合并所述第四与所述第五区间而得的区间内将所述输出电位保持为所述固定的正电位的时间短。

11.如权利要求9所述的三相三电平逆变器的驱动控制方法，其特征在于：

在所述第三和所述第四区间内分别进行一次开关动作，

在所述第七和所述第八区间内分别进行一次开关动作，

由此，在所述第一～所述第九区间中进行四次开关动作，

调整在所述第三区间内和所述第四区间内分别进行的开关动作的时刻，使得在所述第三区间内将所述输出电位保持为所述固定的正电位的时间，比在所述第四区间内将所述输出电位保持为所述固定的正电位的时间短。

12.如权利要求9所述的三相三电平逆变器的驱动控制方法，其特征在于：

在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内和合并所述第四与所述第五区间而得的区间内分别进行一次开关动作，

在所述第六区间内进行一次开关动作，

由此，在所述第一～所述第九区间中进行三次开关动作，

调整在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内和合并所述第四与所述第五区间而得的区间内分别进行的开关动作的时刻，使得在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内将所述输出电位保持为所述固定的正电位的时间，比在合并所述第四与所述第五区间而得的区间内将所述输出电位保持为所述固定的正电位的时间短。

13.如权利要求9所述的三相三电平逆变器的驱动控制方法，其特征在于：

在合并所述第二与所述第三区间而得的区间内进行一次开关动作，

在合并所述第八与所述第九区间而得的区间内进行一次开关动作，

由此，在所述第一～所述第九区间中进行两次开关动作。

14.一种三相三电平逆变器的驱动控制方法，其特征在于：

根据调制率和输出频率指令中的至少一个，切换如权利要求10～13中任意一项所述的三相三电平逆变器的驱动控制方法。

15.一种三相三电平逆变器的驱动控制方法，其特征在于：

相对于通过所述三相三电平逆变器驱动的交流负载的稳定动作点能够取的输出频率的范围，根据调制率切换如权利要求10～13中任意一项所述的三相三电平逆变器的驱动控制方法。

16.一种三相三电平逆变器的驱动控制方法，其特征在于：

随着使调制率从低调制率起增大，相应地依次切换如权利要求11所述的三相三电平逆变器的驱动控制方法、如权利要求10所述的三相三电平逆变器的驱动控制方法、如权利要求12所述的三相三电平逆变器的驱动控制方法和如权利要求13所述的三相三电平逆变器的驱动控制方法。