CN116566775A - 用于包络跟踪集成电路（etic）的虚拟射频（vrf）均衡器 - Google Patents

用于包络跟踪集成电路（etic）的虚拟射频（vrf）均衡器 Download PDF

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Abstract

公开一种用于包络跟踪集成电路(ETIC)的虚拟射频(VRF)均衡器。在一个方面，ETIC为接近多尔蒂(BD)功率放大器级提供包络跟踪(ET)。所述VRF均衡器包含提供由所述BD功率放大器级的负载调制引起的纹波抵消的电路系统。包含额外电路系统以补偿所述ETIC内的放大器。通过抵消所述ETIC内的所述纹波，所述BD功率放大器级的整体性能和效率得到改进，从而使得无线通信装置中的传输器具有更好的性能。

Description

用于包络跟踪集成电路(ETIC)的虚拟射频(VRF)均衡器
优先权要求
本申请要求于2022年1月31日提交的并且标题为“VRF均衡器(VRF EQUALIZER)”的第63/304,776号美国专利临时申请的优先权，所述美国专利临时申请的内容以全文引用的方式并入本文中。
技术领域
本公开的技术大体上涉及包络跟踪集成电路(ETIC)，并且更具体地涉及ETIC内的减少负载调制的功率放大器的纹波的均衡器。
背景技术
在现代社会中，计算装置比比皆是，且更特别地移动通信装置越来越普遍。这些移动通信装置的普及部分地由目前在此类装置上启用的许多功能驱动。此类装置中处理能力的提高意味着移动通信装置从纯通信工具演进为复杂移动娱乐中心，从而能够增强用户体验。随着第五代——新无线电(5G-NR)等新蜂窝标准的出现，对用于增强信号传输的功率放大器提出了更高的性能需求，而电池限制对功率放大器提出了效率需求。
包络跟踪是控制功率放大器以满足效率需求同时还满足性能需求的一种方式。然而，用于接近多尔蒂(barely Doherty)功率放大器的包络跟踪通常需要负载调制，这会产生非线性电流和附带的非期望纹波。因此，用于接近多尔蒂功率放大器的包络跟踪仍有创新空间。
发明内容
详细描述中公开的方面包含用于包络跟踪集成电路(ETIC)的虚拟射频(VRF)均衡器，并且更具体地包含为接近多尔蒂(BD)功率放大器级提供包络跟踪(ET)的ETIC。在特定方面，所述VRF均衡器包含提供由BD功率放大器级的负载调制引起的纹波抵消的电路系统。包含额外电路系统以补偿所述ETIC内的放大器。通过抵消所述ETIC内的所述纹波，所述BD功率放大器级的整体性能和效率得到改进，从而使得无线通信装置中的传输器具有更好的性能。
在这点上，在一个方面，公开了一种ETIC。所述ETIC包括电路，所述电路被配置成实施第一变换函数以抵消在负载调制的功率放大器级中引起的纹波。
附图说明
图1是常规传输链的框图，所述传输链具有接近多尔蒂(BD)的功率放大器级和相关联的包络跟踪集成电路(ETIC)；
图2是根据本公开的示例性方面的具有执行纹波抵消的虚拟射频(VRF)均衡器的ETIC的框图；
图3是一个可能的VRF电路的电路图，所述电路在功率放大器级内的功率放大器电容被忽略的情况下使用可变电容进行纹波抵消；
图4是另一可能的VRF电路的电路图，所述电路在功率放大器电容未被忽略的情况下使用可变电阻进行纹波抵消；
图5是另一可能的VRF电路的电路图，所述电路使用串联电阻器形成可变电阻；
图6是可适应BD功率放大器级的电流与电压之间的延迟失配的VRF电路的框图；并且
图7是使用延迟以改变BD功率放大器级的等效电容的VRF电路的框图。
具体实施方式
下文阐述的实施例表示使本领域技术人员能够实践实施例并说明实践实施例的最佳模式所必需的信息。在根据附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念，并将认识到这些概念在此未特别述及的应用。应理解，这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。
应理解，尽管术语第一、第二等在本文中可以用于描述各种元件，但这些元件不应受这些术语限制。这些术语仅用于区分一个元件与另一个元件。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一元件可以被称为第二元件，并且类似地，第二元件可以被称为第一元件。如本文所用，术语“和/或”包含相关联所列项目中的一个或多个项目的任何和所有组合。
应当理解，当例如层、区域或衬底的元件被称为“在另一元件上”或“延伸到”另一元件上时，其可以直接在另一元件上或直接延伸到另一元件上，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上”或“直接延伸到另一元件上”时，不存在中间元件。同样，应理解，当例如层、区域或衬底的元件被称为“在另一元件上方”或“在另一元件上方延伸”时，其可以直接在另一元件上方或直接在另一元件上方延伸，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上方”或“直接在另一元件上方”延伸时，不存在中间元件。还将理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，其可以直接连接或耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。
例如“以下”或“以上”或“上”或“下”或“水平”或“竖直”的相对术语在本文中可以用于描述一个元件、层或区域与如图所示的另一元件、层或区域的关系。应理解，这些术语和上面讨论的那些旨在包含除附图中描绘的朝向之外的装置的不同朝向。
本文所用的术语仅用于描述特定实施例的目的，并且不旨在限制本公开。如本文所用，除非上下文另外明确指示，否则单数形式“一(a/an)”和“所述”也旨在包含复数形式。还应理解，当在本文中使用时，项“包括(comprises/comprising)”和/或包含(includes/including)指定存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件，但不排除存在或添加一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或它们的群组。
除非另外定义，否则本文使用的所有术语(包含技术和科学术语)具有与本公开所属领域的普通技术人员通常理解的相同含义。将进一步理解的是，除非本文明确地定义，否则本文使用的术语应被解释为具有与其在本说明书的上下文和相关技术中的含义一致的含义，并且将不以理想化或过于正式的意义来解释。
详细描述中公开的方面包含用于包络跟踪集成电路(ETIC)的虚拟射频(VRF)均衡器，并且更具体地包含为接近多尔蒂(BD)功率放大器级提供包络跟踪(ET)的ETIC。在特定方面，所述VRF均衡器包含提供由BD功率放大器级的负载调制引起的纹波抵消的电路系统。包含额外电路系统以补偿所述ETIC内的放大器。通过抵消所述ETIC内的所述纹波，所述BD功率放大器级的整体性能和效率得到改进，从而使得无线通信装置中的传输器具有更好的性能。
在解决本公开的特定方面之前，参考图1提供具有ETIC和功率放大器级的传输链的概述。下面参考图2开始论述本公开的示例性方面。应了解，可以对纹波进行数学建模，并且对此数学模型的理解使得电路的实施方案更容易。因此，参考图2探索数学，并且参考图3和4开始论述特定示例性电路。
在这方面，图1是传输器或传输链100的框图，其包含向功率放大器级104提供射频(RF)信号(RF功率输入)的收发器处理器102。在示例性方面，功率放大器级104是作为接近多尔蒂(BD)双包络(BD2E)功率放大器操作的多尔蒂功率放大器。收发器处理器102还通过向ETIC 106提供Vramp信号来与ETIC 106通信。收发器处理器102、功率放大器级104和ETIC106可进一步通过符合由MIPI阐述的射频前端(RFFE)标准的RFFE总线108传送控制信号、命令等。
收发器处理器102可包含耦合到RFFE总线108的RFFE物理层(PHY)110、提供Vramp信号的Vramp数模转换器(DAC)112，向RF信号提供预失真的数字预失真(DPD)电路114，这是众所周知的。还可以存在额外的频率转换电路系统等，但未示出。
功率放大器级104包含载波放大器116和峰化放大器118。功率放大器级104接收RF信号并且将RF信号提供给混合分离器120，所述混合分离器可以产生两个分离信号，所述分离信号相对于彼此移相(例如，+90和-90)。来自混合分离器120的一个信号被提供到载波放大器116，而来自混合分离器120的另一信号被提供到峰化放大器118。载波放大器116的输出可以通过阻抗逆变器122耦合到峰化放大器118的输出。功率放大器级104可进一步包含耦合到RFFE总线108的RFFE PHY 124。功率放大器级104从ETIC 106接收调制负载(即，负载调制)的电压控制信号Vcc(ET)。Vcc(ET)由负载调制压缩。在功率放大器级104中使用BD2E功率放大器允许当峰化放大器118被禁用时增加载波放大器116看到的负载线。负载线的这种增加会增加载波放大器116的效率并且增加最小Vcc电压。此外，当使用负载调制时，负载线的这种增加使得包络跟踪中的电压摆动减小，从而使得ETIC效率提高。
ETIC 106可包含耦合到RFFE总线108的RFFE PHY 126以及两个跟踪器电路128A、128B。跟踪器电路128A、128B耦合到电压电源(Vbat)并且处理Vramp信号以产生Vcc(ET)。
由于负载调制，ETIC 106看到的负载变成调制RF包络的非线性函数，并且这种非线性变成电源调制的非线性函数。取决于峰化放大器118是否处于活动状态，ETIC负载电流(IccPA)相对于电源电压(VccPA)可具有不同的斜率。由于与迹线路由电感串联的ETIC 104呈现的源阻抗，调制电流IccPA将在VccPA上引起电压纹波。这种纹波可能导致不希望的性能变化。
本公开的示例性方面将VRF电路添加到ETIC以抵消纹波并且提高性能。虽然有许多方法来对调制电流IccPA进行建模，但基于拉普拉斯(Laplace)域的模型(即，通过使用拉普拉斯变换实现)使得数学更易于操纵。基于拉普拉斯域中的模型，BD放大器级的极点和零点更容易看到，并且更容易基于那些建模的极点和零点提供补偿。
因此，图2提供了ETIC 200中的元件图，以及拉普拉斯域中表示的各种元件的对应变换函数。ETIC 200通过迹线204耦合到功率放大器级202，所述迹线可以具有由迹线204的物理几何形状(宽度/长度)指示的固有电感Ltrace。功率放大器级202可以是作为BD2E功率放大器级操作的多尔蒂功率放大器级，其具有有效电容206(也表示为CPA)。实际上，存在产生IccPA的调制电流源208。IccPA也可以表示为：
其中电阻RIcc随RF包络(RFenv)而变化，τ是下文更详细地描述的延迟元素，并且s是拉普拉斯域元素。
非线性电流IccPA的性质会产生非期望的纹波。本公开的示例性方面使用VRF均衡器210抵消纹波。ETIC 200还包含抗混叠滤波器(AAF)212和并联放大器214。总的来说，ETIC200可以建模为具有电感218(LETIC)的源216，所述电感通过迹线204向功率放大器级202提供信号。VRF均衡器210具有第一变换函数，所述第一变换函数被设计成提供用于纹波抵消的非线性零点和补偿并联放大器214的极点的额外零点。
具体地，AAF 212可以具有拉普拉斯域函数：
其中ωaaf是AAF 212的频率。并联放大器214可以具有拉普拉斯域函数：
其中ωparamp是并联放大器214的频率。
因此，VRF均衡器210可包含第一变换函数220以补偿电容206。第一函数220可以表示为：
1+L*CPA新*s2
其中：
VRF均衡器210进一步包含查找表(LUT)222，所述LUT包含对应于Vcc目标(即，要发送到功率放大器级202的信号)到Icc的非线性模拟映射的条目。LUT 222的输出(Iccest)被提供到产生L*s项的第二变换函数224。求和电路226对第一变换函数220和第二变换函数224的输出进行求和。对求和电路226的输出使用第三变换函数228。第三变换函数228是：
1+τze*s
并且用于产生额外零点以补偿由并联放大器214产生的极点。
时间常数是在VRF均衡器210中设定零点的时间常数。本公开提出了两种结构来创建VRF均衡器210的函数以使R(Icc)呈非线性。第一结构，如图3所示，具有可以产生两个实零点的单个运算放大器(op-amp)，第一实零点由T形网络反馈电路组成，所述T形网络反馈电路充当反馈阻抗网络并且补偿并联放大器214的主极点(即，T形网络对应于第三变换函数228)并且第二零点由R2*Cx组成以用于纹波抵消(即，变换函数220、224)，其中Cx是可变电容，其随调制目标电压(即，Cx(Vin))而变化。
更具体地，并且参考图3，示出了电路300。电路300具有差分输入(Vinm、Vinp)302。然而，在实践中，运算放大器304具有大阻抗，这有效地为Vinp部分产生开路。因此，虽然运算放大器304具有耦合到运算放大器304的输入的反馈电阻器306(R0)以及与输入电容器310(C1)并联的可变输入电阻器308(R1(Vin))，但是这些元件未处于活动状态。
输入302的Vinm部分看到由运算放大器312形成的有源电路。运算放大器312包含反馈阻抗网络314，如上所述，所述反馈阻抗网络可以是由第一电阻器316(R0p1)与第二电阻器318(R0p2)串联形成的T形网络314'，并且在第一电阻器与第二电阻器之间具有节点320。节点320通过电容器322(C0p)耦合到地。输入302通过由电阻器326(R2)形成的网络324耦合到运算放大器312，所述电阻器与可变电容器328(Cx(Vinm))电并联。
运算放大器304的输出通过电容器330(C2)耦合到运算放大器312的输入。
电路300的变换函数可以表示为：
其中R0_par等同于电阻器316(R0p1)、318(R0p2)的并联电阻。[1+R2*Cx(Vin)*s]项是纹波抵消，并且[1+R0p_par*C0p*s]项是用于并联放大器极点补偿的额外零点。
第二结构，如图4所示，具有可操作的和处于活动状态的运算放大器，以产生具有附加实零点的二阶均衡器。此外，使二阶均衡器的系数等于/>其中R1是随调制目标电压而变化的可变电阻。电阻器R1可以由经由多个比较器选择的多个并联值组成，所述多个比较器可以将目标调制电压与多个阈值进行比较以选择RIcc值并且因此选择R1电阻器。
更具体地，参考图4，电路400具有与图3的电路300相同的许多元件，并且省略了对许多相同元件的重复论述。在插图308'中可以更好地看到可变输入电阻器308，其中比较器组402控制栅极404(0)-404(N)，允许电阻器406(0)-406(N)(R10-R1N)切换进入或退出并联电路以设置总电阻。
电路400的变换函数可以表示为：
可以使用串联电阻器502(0)-502(N)代替并联电阻器406(0)-406(N)，如图5中的电路500所示。比较器组402控制开关504(0)-504(N)，所述开关可选择性地绕过相应电阻器502(0)-502(N)。
上文已经论述了延迟元素τ的概念。此延迟元素表示电流(IccPA)与电压(VccPA)之间可能的延迟失配。虽然这种延迟元素出现在额外的零点变换函数(即，第三变换函数228)中，但也可以处理第一函数中的延迟元素，如图6中更好地说明的那样。二阶项被修改为：
因此，图6中的电路600可以具有与图2的电路200共有的许多元件，但第一函数602已经被修改以包含新项，并且第二函数604也被修改以避免依赖LUT。
副作用是延迟元素的作用引起等效CPA电容的改变。具体地， 其可取决于延迟符号增加或减少。图7示出了电路700，其中此选项置于第一变换函数702中。
提供对本公开的先前描述，使得本领域的任何技术人员都能够进行或使用本公开。对本公开的各种修改对于本领域的技术人员来说将显而易见，并且本文中定义的一般原理可应用于其它变型。因此，本发明并不希望限于本文中所描述的实例和设计，而应被赋予与本文中所公开的原理和新颖特征相一致的最广范围。

Claims (17)

1.一种包络跟踪集成电路(ETIC)，其包括：
电路，其被配置成实施第一变换函数以抵消在负载调制的功率放大器级中引起的纹波。
2.根据权利要求1所述的ETIC，其中所述电路包括第一运算放大器(op-amp)。
3.根据权利要求2所述的ETIC，其中所述电路进一步包括第二运算放大器，所述第二运算放大器通过电容器串联耦合到所述第一运算放大器。
4.根据权利要求2所述的ETIC，其中所述电路进一步包括与所述第一运算放大器相关联的T形网络反馈环路。
5.根据权利要求4所述的ETIC，其中所述T形网络反馈环路包括第一电阻器，所述第一电阻器串联耦合到第二电阻器，在所述第一电阻器与所述第二电阻器之间具有节点，其中所述节点通过电容器耦合到地。
6.根据权利要求2所述的ETIC，其中所述电路进一步包括通过可变电容器耦合到所述第一运算放大器的输入。
7.根据权利要求6所述的ETIC，其中所述电路进一步包括电阻器，所述电阻器电耦合到所述可变电容器并且与其电并联。
8.根据权利要求2所述的ETIC，其中所述电路进一步包括通过可变电阻器耦合到所述第一运算放大器的输入。
9.根据权利要求8所述的ETIC，其中所述电路进一步包括电容器，所述电容器电耦合到所述可变电阻器并且与其电并联。
10.根据权利要求1所述的ETIC，其进一步包括：
并联放大器，其耦合到所述电路；以及
第二电路，其被配置成补偿由所述并联放大器引入的极点。
11.根据权利要求10所述的ETIC，其进一步包括抗混叠滤波器(AAF)，所述AAF耦合到所述电路和所述并联放大器并且定位在所述电路与所述并联放大器之间。
12.根据权利要求1所述的ETIC，其中所述电路进一步包括使用Vcc目标确定输出电流Icc的查找表(LUT)。
13.根据权利要求12所述的ETIC，其中所述电路进一步包括第二变换函数，所述第二变换函数耦合到所述LUT并且被配置成使用拉普拉斯变换对所述LUT的输出进行求导。
14.根据权利要求1所述的ETIC，其中所述电路进一步被配置成在计算纹波抵消时使用时间延迟(τ)。
15.根据权利要求14所述的ETIC，其中所述电路被配置成基于所述时间延迟计算用于所述负载调制的功率放大器级的新有效电容(CPA新)。
16.根据权利要求6所述的ETIC，其中所述可变电容器被配置成根据非线性输入电压来改变电容。
17.根据权利要求8所述的ETIC，其中所述可变电阻器被配置成根据非线性输入电压来改变电阻。
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