CN116505761A - Buck变换器、主板和计算设备 - Google Patents

Buck变换器、主板和计算设备 Download PDF

Info

Publication number
CN116505761A
CN116505761A CN202310350403.8A CN202310350403A CN116505761A CN 116505761 A CN116505761 A CN 116505761A CN 202310350403 A CN202310350403 A CN 202310350403A CN 116505761 A CN116505761 A CN 116505761A
Authority
CN
China
Prior art keywords
electrically connected
circuit
voltage
sampling
resistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202310350403.8A
Other languages
English (en)
Inventor
黄经纬
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
XFusion Digital Technologies Co Ltd
Original Assignee
XFusion Digital Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by XFusion Digital Technologies Co Ltd filed Critical XFusion Digital Technologies Co Ltd
Priority to CN202310350403.8A priority Critical patent/CN116505761A/zh
Publication of CN116505761A publication Critical patent/CN116505761A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
    • G06F1/26—Power supply means, e.g. regulation thereof
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请的实施例提供了一种BUCK变换器、主板和计算设备，涉及BUCK变换器的技术领域。BUCK变换器包括BUCK变换电路、采样电路、控制信号生成电路以及采样调整电路。采样调整电路包括第一采样调整电路和/或第二采样调整电路。其中，在采样调整电路包括第一采样调整电路时，第一采样调整电路与第一分压支路并联，用于升高采样调整电路的输出电压。在采样调整电路包括第二采样调整电路时，第二采样调整电路与第二分压支路并联，用于降低采样调整电路的输出电压。本申请的实施例中，采样调整电路能够升高和/或降低采样电路的输出电压，从而能够改变控制信号生成电路生成的第一控制信号的占空比，提高BUCK变换器的动态响应能力。

Description

BUCK变换器、主板和计算设备
技术领域
本申请涉及BUCK变换器技术领域，尤其涉及一种BUCK变换器、主板和计算设备。
背景技术
相关技术中，计算设备包括主板和负载，主板包括BUCK变换器，BUCK变换器的输出端与负载电连接。BUCK变换器用于实现DC-DC(英文全称：Direct Current，中文名称：直流电)降压变换，以满足负载的供电需求。但是，BUCK变换器的动态响应能力通常较差。
发明内容
本申请的实施例提供了一种BUCK变换器、主板和计算设备，用于提高BUCK变换器的动态响应能力。
为了实现上述目的，提供如下技术方案：
一方面，本申请的实施例提供了一种BUCK变换器。BUCK变换器包括BUCK变换电路、采样电路、控制信号生成电路以及采样调整电路。BUCK变换电路包括电感和第一开关管。第一开关管的第一端电连接直流电源，第一开关管的第二端电连接电感的第一端。第一开关管用于控制电感充电或放电。采样电路包括第一分压支路和第二分压支路。第一分压支路的第一端电连接电感的第二端，第一分压支路的第二端、第二分压支路的第一端和控制信号生成电路的第一输入端电连接。第二分压支路的第二端电连接地。控制信号生成电路的输出端电连接第一开关管的第三端。控制信号生成电路用于基于采样电路的输出电压生成第一控制信号，第一控制信号用于控制第一开关管导通或断开。采样调整电路包括第一采样调整电路和/或第二采样调整电路。其中，在采样调整电路包括第一采样调整电路时，第一采样调整电路与第一分压支路并联，用于升高采样电路的输出电压。在采样调整电路包括第二采样调整电路时，第二采样调整电路与第二分压支路并联，用于降低采样电路的输出电压。
本申请的实施例中，控制信号生成电路的第一输入端与第一分压支路的第二端以及第二分压支路的第一端(也即是采样电路的输出端)电连接，使得控制信号生成电路能够获取采样电路的输出电压，并基于采样电路的输出电压生成第一控制信号，以控制第一开关管的导通或断开，实现了对于BUCK变换电路的负反馈控制。
并且，采样调整电路包括第一采样调整电路和/或第二采样调整电路，第一采样调整电路与第一分压支路并联，以升高采样电路的输出电压；第二采样调整电路与第二分压支路并联，以降低采样电路的输出电压，使得采样调整电路能够升高和/或降低采样电路的输出电压，从而能够改变控制信号生成电路生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路的输出电压能够迅速变化，提高了BUCK变换器的动态响应能力，使得BUCK变换器能够为负载提供稳定的直流电压。
通过设置采样调整电路来提高BUCK变换器的动态响应能力，一方面无需设置大量的陶瓷电容，另一方面也无需设置多相控制器或者DRMOS等，结构简单，降低了BUCK变换器成本，利于BUCK变换器的小型化。
在一些可能的实现方式中，第一分压支路包括第一电阻。第二分压支路包括第二电阻。第一电阻的第一端电连接电感的第二端，第一电阻的第二端电连接第二电阻的第一端，第二电阻的第二端电连接地。在采样调整电路包括第一采样调整电路时，第一采样调整电路与第一电阻并联。在采样调整电路包括第二采样调整电路时，第二采样调整电路与第二电阻并联。如此设置，使得采样电路能够通过电阻分压的方式采集BUCK变换电路的输出电压，该采样电路无需复杂的电路结构，结构简单，节省BUCK变换器的成本。并且，设置第一采样调整电路与第一电阻并联，第二采样调整电路与第二电阻并联，使得采样调整电路能够升高和/或降低采样电路的输出电压，从而改变控制信号生成电路生成的第一控制信号的占空比，提高BUCK变换器的动态响应能力。
在一些可能的实现方式中，在采样调整电路包括第一采样调整电路时，第一采样调整电路包括第一比较单元、第一开关单元和第一调节单元。第一比较单元的第一输入端电连接第一分压支路的第二端。第一比较单元的第二输入端电连接第二基准电压源。第一比较单元的输出端电连接第一开关单元的第三端。第一开关单元的第一端电连接第一调节单元的第一端。第一开关单元的第二端电连接第一分压支路的第二端。第一调节单元的第二端电连接第一分压支路的第一端。如此设置，在负载处于动态、且采样电路的输出电压大于第二基准电压(设定电压范围中的最大值)时，第一比较单元能够输出第一比较结果，第一开关单元能够基于第一比较结果导通，使得第一调节单元能够与第一分压支路(第一电阻)并联，以升高采样电路的输出电压，增大差分补偿单元输出的第二计算结果的电压值，减小脉冲调制单元生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路的输出电压能够迅速减小，提高BUCK变换器的动态响应能力。在负载处于稳态时，第一开关单元能够断开，使得第一调节单元与第一分压支路(第一电阻)之间能够断开，避免了在负载处于稳态时第一调节单元对BUCK变换电路的输出电压造成影响，减小了在负载处于稳态时BUCK变换器的输出电压的波动，提高了BUCK变换器的输出电压的稳定性。
在一些可能的实现方式中，在采样调整电路包括第二采样调整电路时，第二采样调整电路包括第二比较单元、第二开关单元和第二调节单元。第二比较单元的第一输入端电连接第三基准电压源。第二比较单元的第二输入端电连接第二分压支路的第一端。第二比较单元的输出端电连接第二开关单元的第三端。第二开关单元的第一端电连接第二调节单元的第一端，第二开关单元的第二端电连接地。第二调节单元的第二端电连接第二分压支路的第一端。如此设置，在负载处于动态、且采样电路的输出电压小于第三基准电压(设定电压范围中的最小值)时，第二比较单元能够输出第二比较结果，第二开关单元能够基于第二比较结果导通，使得第二调节单元能够与第二分压支路(第二电阻)并联，以降低采样电路的输出电压，减小差分补偿单元输出的第一计算结果的电压值，增大脉冲调制单元生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路的输出电压能够迅速增大，提高BUCK变换器的动态响应能力。在负载处于稳态时，第二开关单元能够断开，使得第二调节单元与第二分压支路(第二电阻)之间能够断开，避免了在负载处于稳态时第二调节单元对BUCK变换电路的输出电压造成影响，减小了在负载处于稳态时BUCK变换器的输出电压的波动，提高了BUCK变换器的输出电压的稳定性。
在一些可能的实现方式中，第一比较单元包括第一比较器。第一开关单元包括第二开关管。第一调节单元包括第三电阻。第一比较器的第一输入端电连接第一电阻的第二端。第一比较器的第二输入端电连接第二基准电压源的输出端。第一比较器的输出端电连接第二开关管的第三端。第二开关管的第一端电连接第三电阻的第一端。第二开关管的第二端电连接第一电阻的第二端。第三电阻的第二端电连接第一电阻的第一端。如此设置，在BUCK变换电路过冲时，第一比较器能够输出第一比较结果，第二开关管导通，使得第三电阻能够与第一电阻并联，以使得采样电路的输出电压能够升高，增大差分补偿单元输出的第二计算结果的电压值，减小脉冲调制单元生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路的输出电压能够迅速减小，提高BUCK变换器的动态响应能力。在负载处于稳态时，第二开关管能够断开，使得第三电阻与第一电阻之间能够断开，避免了在负载处于稳态时第三电阻对采样电路的输出电压造成影响，减小了在负载处于稳态时BUCK变换器的输出电压的波动，提高了BUCK变换器的输出电压的稳定性。
在一些可能的实现方式中，第一调节单元还包括第一电容和第二电容。第三电阻的第二端电连接第一电容的第一端，第一电容的第二端电连接第一电阻的第一端。第二电容的第一端电连接第三电阻的第一端，第二电容的第二端电连接第一电容的第二端。如此设置，使得第一调节单元能够组成II型补偿网络，从而能够增大BUCK变换电路、采样电路以及控制信号生成电路组成的反馈回路的环路增益，提高BUCK变换器的动态响应能力。并且，使得负载处于动态、且BUCK变换电路过冲时，BUCK变换电路、采样电路以及控制信号生成电路组成的反馈回路的环路增益，能够大于负载处于稳态时BUCK变换电路、采样电路以及控制信号生成电路组成的反馈回路的环路增益，使得BUCK变换电路、采样电路以及控制信号生成电路组成的反馈回路能够实现阶梯增益，满足负载在不同状态(动态和稳态)下的供电需求。
在一些可能的实现方式中，第二比较单元包括第二比较器。第二开关单元包括第三开关管。第二调节单元包括第四电阻。第二比较器的第一输入端电连接第三基准电压源的输出端。第二比较器的第二输入端电连接第二电阻的第一端。第二比较器的输出端电连接第三开关管的第三端。第三开关管的第一端电连接第四电阻的第一端。第三开关管的第二端电连接地。第四电阻的第二端电连接第二电阻的第一端。如此设置，在BUCK变换电路欠冲时，第二比较器能够输出第二比较结果，第三开关管导通，使得第四电阻能够与第二电阻并联，以使得采样电路的输出电压能够降低，减小差分补偿单元输出的第一计算结果的电压值，增大脉冲调制单元生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路的输出电压能够迅速增大，提高BUCK变换器的动态响应能力。在负载处于稳态时，第三开关管能够断开，使得第四电阻与第二电阻之间能够断开，避免了在负载处于稳态时第四电阻对采样电路的输出电压造成影响，减小了在负载处于稳态时BUCK变换器的输出电压的波动，提高了BUCK变换器的输出电压的稳定性。
在一些可能的实现方式中，控制信号生成电路包括差分补偿单元和脉冲调制单元。差分补偿单元包括第一运算放大器。脉冲调制单元包括第二运算放大器。第一运算放大器的第一输入端电连接第二分压支路的第一端。第一运算放大器的第二输入端电连接第一基准电压源的输出端。第一运算放大器的输出端电连接第二运算放大器第一输入端。第二运算放大器第二输入端电连接斜坡信号生成电路的输出端。第二运算放大器输出端电连接第一开关管的第三端。如此设置，使得第一运算放大器能够计算第一基准电压与采样电路的输出电压之差，并对第一基准电压与采样电路的输出电压之差进行补偿和放大，以得到第一计算结果；第二运算放大器能够对第一计算结果进行斜坡调制，以生成第一控制信号，从而控制第一开关管的导通或断开，实现对于BUCK变换电路的负反馈控制。
另一方面，本申请的实施例提供了一种主板。主板包括如上述的BUCK变换器。
本申请的实施例提供的主板包括如上述的BUCK变换器，因此具有上述的全部有益效果，在此不再赘述。
又一方面，本申请的实施例提供了一种计算设备。计算设备包括如上述的主板。
本申请的实施例提供的计算设备包括如上述的主板，因此具有上述的全部有益效果，在此不再赘述。
附图说明
图1为本申请实施例提供的一种计算设备的结构示意图；
图2为本申请实施例提供的一种BUCK变换电路的电路拓扑示意图；
图3为本申请实施例提供的另一种BUCK变换电路的电路拓扑示意图；
图4为本申请实施例提供的一种BUCK变换器的结构示意图；
图5为本申请实施例提供的另一种BUCK变换器的结构示意图；
图6为本申请实施例提供的一种斜坡信号和计算结果的电压关系示意图；
图7为本申请实施例提供的一种BUCK变换器的电路拓扑示意图；
图8为本申请实施例提供的又一种BUCK变换器的结构示意图；
图9为本申请实施例提供的又一种BUCK变换器的结构示意图；
图10为本申请实施例提供的一种采样电路和采样调整电路的结构示意图；
图11为本申请实施例提供的另一种BUCK变换器的电路拓扑示意图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本申请一些实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请所提供的实施例，本领域普通技术人员所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
除非上下文另有要求，否则，在整个说明书和权利要求书中，术语“包括(comprise)”及其其他形式例如第三人称单数形式“包括(comprises)”和现在分词形式“包括(comprising)”被解释为开放、包含的意思，即为“包含，但不限于”。在说明书的描述中，术语“一个实施例(one embodiment)”、“一些实施例(some embodiments)”、“示例性实施例(exemplary embodiments)”、“示例(example)”、“特定示例(specific example)”或“一些示例(some examples)”等旨在表明与该实施例或示例相关的特定特征、结构、材料或特性包括在本申请的至少一个实施例或示例中。上述术语的示意性表示不一定是指同一实施例或示例。此外，所述的特定特征、结构、材料或特点以任何适当方式包括在任何一个或多个实施例或示例中。
以下，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本申请实施例的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
“A、B和C中的至少一个”与“A、B或C中的至少一个”具有相同含义，均包括以下A、B和C的组合：仅A，仅B，仅C，A和B的组合，A和C的组合，B和C的组合，及A、B和C的组合。
“A和/或B”，包括以下三种组合：仅A，仅B，及A和B的组合。
如本文所使用的那样，“平行”、“垂直”、“相等”包括所阐述的情况以及与所阐述的情况相近似的情况，该相近似的情况的范围处于可接受偏差范围内，其中所述可接受偏差范围如由本领域普通技术人员考虑到正在讨论的测量以及与特定量的测量相关的误差(即，测量系统的局限性)所确定。例如，“平行”包括绝对平行和近似平行，其中近似平行的可接受偏差范围例如是5°以内偏差；“垂直”包括绝对垂直和近似垂直，其中近似垂直的可接受偏差范围例如也是5°以内偏差。“相等”包括绝对相等和近似相等，其中近似相等的可接受偏差范围内例如是相等的两者之间的差值小于或等于其中任一者的5％。
图1为本申请实施例提供的一种计算设备的结构示意图。
如图1所示，本申请的实施例提供了一种计算设备200，计算设备200可以具有处理、计算以及通信等功能。示例的，计算设备200可以为服务器、交换器或计算机等。本申请的实施例对计算设备200的种类不做进一步限定。
计算设备200包括开关电源210和负载220。开关电源210的输入端210a与计算设备200外部的交流电源300电连接，开关电源210的输出端210b与负载220，使得开关电源210能够为负载220供电。示例的，交流电源300可以为市电，例如为220V或380V的市电。
本申请的实施例中，一个器件和另一个器件“电连接”，可以为一个器件与另一个器件之间直接电连接，也可以为一个器件与另一个器件之间通过第三个器件实现电连接。
示例的，负载220可以包括CPU(英文全称：Central Processing Unit，中文名称：中央处理器)、GPU(英文全称：Graphics Processing Unit，中文名称：图形处理器)、南桥芯片、PCIE Switch IC(英文全称：Peripheral Component Interconnect Express SwitchIntegrated Circuit，中文名称：高速串行总线开关集成电路)和Retimer IC(中文名称：重定时集成电路)等。
计算设备200还包括主板(图1中未示出)，主板包括BUCK变换器100。如图1所示，BUCK变换器100的输入端100a与开关电源210的输出端210b电连接，BUCK变换器100的输出端100b的输出端与负载220电连接，使得开关电源210能够通过BUCK变换器100与负载220电连接。
开关电源210能够实现AC(英文全称：Alternating Current，中文名称：交流电)-DC(英文全称：Direct Current，中文名称：直流电)变换，以将交流电源300输出的交流电压转换为直流电压，并输送给BUCK变换器100。BUCK变换器100能够实现DC-DC降压变换，以降低接收到的直流电压的电压值，并将降压之后的直流电压提供给负载220，满足负载220的供电需求。
示例的，开关电源210能够将接收到的交流电压转换为12V(单位：伏特)左右的直流电压，并输送给BUCK变换器100。BUCK变换器100能够将12V左右的直流电压转换为3V左右的直流电压，并提供给负载220。
示例的，在计算设备200包括多个负载220时，额定电压相同的多个负载220可以与同一个BUCK变换器100的输出端100b电连接，使得一个BUCK变换器100能够为额定电压相同的多个负载220提供工作电压，减少了BUCK变换器100的数量，降低了计算设备200的成本。
图2为本申请实施例提供的一种BUCK变换电路的电路拓扑示意图。示例的，BUCK变换器包括BUCK变换电路110。下面参照图2，对BUCK变换电路110进行举例说明。
如图2所示，BUCK变换电路110包括电感L、第一开关管Q1、第一二极管D1以及第三电容C3。第一开关管Q1的第一端Q11电连接直流电源230，第一开关管Q1的第二端Q12电连接电感L的第一端。
第一开关管Q1的第二端Q12还电连接第一二极管D1的阴极。电感L的第二端电连接第三电容C3的第一端，第三电容C3的第二端电连接第一二极管D1的阳极和直流电源230。
第一二极管D1的阳极电连接地。其中，第一开关管Q1用于控制电感L充电或放电。
图2中示出的直流电源230可以为开关电源210的等效直流输出，也即是，第一开关管Q1的第一端Q11与开关电源210的输出端210a电连接，第三电容C3的第二端与开关电源210的输出端210a电连接。
可以理解地，在第一开关管Q1导通时，电流能够沿直流电源230、第一开关管Q1、电感L、第三电容C3至直流电源230的方向顺次流动，使得直流电源230能够经由第一开关管Q1为电感L充电。在第一开关管Q1断开时，由于流经电感L的电流不能够突变，使得电流能够沿第一二极管D1的阴极、电感L、第三电容C3至第一二极管D1的阳极的方向顺次流动，电感L放电。
图3为本申请实施例提供的另一种BUCK变换电路的电路拓扑示意图。
如图3所示，在图2所示BUCK变换电路110的基上，将第一二极管D1替换为第四开关管Q4。第一开关管Q1的第二端Q12电连接电感L的第一端和第四开关管Q4的第一端Q41，第三电容C3的第二端电连接第四开关管Q4的第二端Q42和直流电源230。第四开关管Q4的第二端Q42电连接地。
可以理解地，在第一开关管Q1导通时，第四开关管Q4断开，电流能够沿直流电源230、第一开关管Q1、电感L、第三电容C3至直流电源230的方向顺次流动，使得直流电源230能够经由第一开关管Q1为电感L充电。在第一开关管Q1断开时，第四开关管Q4导通，由于流经电感L的电流不能够突变，使得电流能够沿第四开关管Q4的第一端Q41、电感L、第三电容C3至第四开关管Q4的第二端Q42的方向顺次流动，电感L放电。
可以理解地，第四开关管Q4的损耗小于第一二极管D1的损耗，故而，设置第四开关管Q4替换第一二极管D1，能够减小BUCK变换电路110的损耗，提高BUCK变换电路110的电源效率。
本申请的实施例中，以第一开关管Q1为例，第一开关管Q1导通，是第一开关管Q1的第一端Q11与第一开关管Q1的第二端Q12之间导通；第一开关管Q1断开，是第一开关管Q1的第一端Q11与第一开关管Q1的第二端Q12之间断开。
可以理解地，第三电容C3能够起到滤波和储能的作用。在第一开关管Q1导通时，直流电源230能够为电感L以及第三电容C3充电；在第一开关管Q1断开时，电感L能够为第三电容C3充电，使得第三电容C3两端的电压能够保持稳定或者近似稳定。
第三电容C3两端的电压值小于直流电源230输出电压的电压值，使得BUCK变换电路110能够实现DC-DC降压变换。在一些示例中，负载220与第三电容C3电连接，使得BUCK变换电路110能够为负载220提供稳定的直流电压。在一些示例中，第三电容C3可以为陶瓷电容(英文全称：Multi-layer Ceramic Capacitors，英文简称：MLCC)。
第一开关管Q1包括但不限于MOSFET(英文全称：Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor，中文名称：金属-氧化物半导体场效应晶体管)。其中，第一开关管Q1可以为N沟道型MOSFET，也可以为P沟道型MOSFET。示例的，第一开关管Q1还可以为氮化镓晶体管或者碳化晶体管。在第一开关管Q1为MOSFET时，第一开关管Q1的第一端Q11可以为MOSFET的源极，第一开关管Q1的第二端Q12可以为MOSFET的漏极；或者，第一开关管Q1的第一端Q11可以为MOSFET的漏极，第一开关管Q1的第二端Q12可以为MOSFET的源极。
第四开关管Q4包括但不限于MOSFET(英文全称：Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor，中文名称：金属-氧化物半导体场效应晶体管)。其中，第四开关管Q4可以为N沟道型MOSFET，也可以为P沟道型MOSFET。示例的，第四开关管Q4还可以为氮化镓晶体管或者碳化晶体管。在第四开关管Q4为MOSFET时，第四开关管Q4的第一端Q41可以为MOSFET的源极，第四开关管Q4的第二端Q42可以为MOSFET的漏极；或者，第四开关管Q4的第一端Q41可以为MOSFET的漏极，第四开关管Q4的第二端Q42可以为MOSFET的源极。第一开关管Q1的类型与第四开关管Q4的类型可以相同，也可以不同。
可以理解地，通过控制第一开关管Q1的导通时间，能够对BUCK变换电路110的输出电压起到控制作用。第一开关管Q1的导通时间越长，直流电源230为电感L以及第三电容C3充电的时间越长，第三电容C3两端的电压(BUCK变换电路110输出电压)越大；第一开关管Q1的导通时间越短，直流电源230为电感L以及第三电容C3充电的时间越短，第三电容C3两端的电压(BUCK变换电路110输出电压)越小。
在一些示例中，可以向第一开关管Q1的第三端Q13发送第一控制信号(例如PWM信号，英文全称：Pulse Width Modulation，中文名称：脉冲宽度调制)，来控制第一开关管Q1的导通或断开。示例的，第一开关管Q1可以在第一开关管Q1的第三端Q13接收到高电平信号时导通，在第一开关管Q1的第三端Q13接收到低电平信号时断开。
在BUCK变换电路110包括第四开关管Q4时，也可以向第四开关管Q4的第三端Q43发送第二控制信号，来控制第四开关管Q4的导通或断开。示例的，第四开关管Q4可以在第四开关管Q4的第三端Q43接收到高电平信号时导通，在第四开关管Q4的第三端Q43接收到低电平信号时断开。
示例的，在第一开关管Q1为MOSFET时，第一开关管Q1的第三端Q13可以为MOSFET的栅极。在第四开关管Q4为MOSFET时，第四开关管Q4的第三端Q43可以为MOSFET的栅极。
图4为本申请实施例提供的一种BUCK变换器的结构示意图。图5为本申请实施例提供的另一种BUCK变换器的结构示意图。下面参照图4和图5，对生成第一控制信号的方法进行举例说明。
如图4所示，在图2所示的BUCK变换器的基础上，BUCK变换器100还包括采样电路120和控制信号生成电路130。
示例的，如图4所示，采样电路120包括第一分压支路121和第二分压支路122，第一分压支路121的第一端电连接电感L的第二端，第一分压支路121的第二端、第二分压支路122的第一端和控制信号生成电路130的第一输入端130a1电连接。第二分压支路122的第二端电连接地。
控制信号生成电路130的输出端130b电连接第一开关管Q1的第三端Q13。控制信号生成电路130用于基于采样电路120的输出电压生成第一控制信号，第一控制信号用于控制第一开关管Q1导通或断开。
可以理解地，采样电路120能够通过分压的方式采集BUCK变换电路110的输出电压(第三电容C3两端的电压)。在一些示例中，如图4所示，第一分压支路121的第一端为采样电路120的输入端120a，第一分压支路121的第二端和第二分压支路122的第一端为采样电路120的输出端120b。
采样电路120的输出电压与BUCK变换电路110的输出电压成正比。BUCK变换电路110的输出电压越大，采样电路120的输出电压越大；BUCK变换电路110的输出电压越小，采样电路120的输出电压越小。
在BUCK变换电路110的输出电压不变时，第一分压支路121两端的电压越大，采样电路120的输出电压越小；第一分压支路121两端的电压越小，采样电路120的输出电压越大。第二分压支路122两端的电压越大，采样电路120的输出电压越大；第二分压支路122两端的电压越小，采样电路120的输出电压越小。
可以理解地，第一分压支路121两端的电压和第二分压支路122两端的电压可以相等，也可以不相等。
在一些示例中，如图5所示，第一分压支路121包括第一电阻R1，第二分压支路包括第二电阻R2。第一电阻R1的第一端电连接电感L的第二端，第一电阻R1的第二端电连接第二电阻R2的第一端，第二电阻R2的第二端电连接地。
在一些示例中，第一电阻R1可以为定值电阻，也可以为可变电阻；第二电阻R2可以为定值电阻，也可以为可变电阻。第一电阻R1的电阻值与第二电阻R2的电阻值可以相同，也可以不同。
在本实施例的方案中，采样电路120能够通过电阻分压的方式采集BUCK变换电路110的输出电压，该采样电路120无需复杂的电路结构，结构简单，节省BUCK变换器100的成本。
在另一些示例中，第一分压支路121可以包括多个串联的电阻，第二分压支路122也可以包括多个串联的电阻。
如图4所示，控制信号生成电路130的第一输入端130a1与第一分压支路121的第二端以及第二分压支路122的第一端电连接(也即是采样电路120的输出端120b)，使得控制信号生成电路130能够获取采样电路120的输出电压，并基于采样电路120的输出电压生成第一控制信号。控制信号生成电路130的输出端130b与第一开关管Q1的第三端Q13电连接，使得第一控制信号能够控制第一开关管Q1导通或断开。
可以理解地，由于采样电路120的输出电压与BUCK变换电路110的输出电压正相关，控制信号生成电路130基于采样电路120的输出电压生成第一控制信号，也即是，控制信号生成电路130能够基于BUCK变换电路110的输出电压生成第一控制信号。第一控制信号控制第一开关管Q1的导通或断开，也即是，第一开关管Q1能够基于BUCK变换电路110的输出电压导通或断开，使得采样电路120以及控制信号生成电路130能够实现对于BUCK变换电路110的负反馈控制。
在一些示例中，在采样电路120的输出电压不同时，控制信号生成电路130生成的第一控制信号的占空比不同。
在一些示例中，主板还包括第一基准电压源240和斜坡信号生成电路250。如图5所示，控制信号生成电路130包括差分补偿单元131和脉冲调制单元132。
其中，差分补偿单元131的第一输入端131a1与第二分压支路122的第一端(也即是采样电路120的输出端120b)电连接，差分补偿单元131的第二输入端131a2与第一基准电压源240的输出端电连接。第一基准电压源240用于输出第一基准电压。差分补偿单元131用于：计算第一基准电压源240与采样电路120的输出电压之差，并对第一基准电压源240与采样电路120的输出电压之差进行放大和补偿，以得到计算结果。示例的，计算结果为电压信号。
在一些示例中，可以将满足负载220的供电需求的直流电压称为“目标电压”。第一基准电压为目标电压在第二电阻R2的分压。第二电阻R2的阻值的不同，第一基准电压的取值也就不同。
例如，在第二电阻R2的阻值较小时，第一基准电压的取值就较小。在第二电阻R2的阻值较大时，第一基准电压的取值就较大。可以理解地，本申请的实施例对第一基准电压的取值不做进一步限定。
差分补偿单元131的第一输入端131a1为控制信号生成电路130的第一输入端130a1。差分补偿单元131的第一输入端131a1与采样电路120的输出端120b电连接，差分补偿单元131的第二输入端131a2与第一基准电压源240的输出端，使得差分补偿单元131能够将第一基准电压与采样电路120的输出电压作差。
可以理解地，根据第一基准电压与采样电路120的输出电压之间的关系，能够得到BUCK变换电路110的输出电压与目标电压之间的关系。
在采样电路120的输出电压大于第一基准电压时，BUCK变换电路110的输出电压大于目标电压；在采样电路120的输出电压小于第一基准电压时，BUCK变换电路110的输出电压小于目标电压；在采样电路120的输出电压与第一基准电压相等时，BUCK变换电路110的输出电压与目标电压相等。
在一些示例中，可以将BUCK变换电路110的输出电压大于目标电压的状态称为“过冲”，将BUCK变换电路110的输出电压小于目标电压的状态称为“欠冲”。
在第一基准电压大于采样电路120的输出电压时，采样电路120的输出电压小于第一基准电压，此时BUCK变换电路110欠冲，差分补偿单元131输出第一计算结果(第一电压信号)。在第一基准电压小于采样电路120的输出电压时，采样电路120的输出电压大于第一基准电压，此时BUCK变换电路110过冲，差分补偿单元131输出第二计算结果(第二电压信号)。其中，第一计算结果的电压值和第二计算结果的电压值均为正数，且第一计算结果的电压值小于第二计算结果的电压值。
在BUCK变换电路110欠冲时，采样电路120的输出电压越小，差分补偿单元131输出的第一计算结果的电压值越小。在BUCK变换电路110过冲时，采样电路120的输出电压越大，差分补偿单元131输出的第二计算结果的电压值越大。
可以理解地，在第一基准电压等于采样电路120的输出电压时，差分补偿单元131输出的计算结果的电压值为零。
如图5所示，脉冲调制单元132的第一输入端132a1与差分补偿单元131的输出端131b电连接，脉冲调制单元132的第二输入端132a2与斜坡信号生成电路250的输出端电连接。脉冲调制单元132的输出端132b与第一开关管Q1的第三端Q13电连接。
斜坡信号生成电路250用于生成和输出斜坡信号。脉冲调制单元132用于：基于计算结果和斜坡信号生成第一控制信号，斜坡信号的峰值电压与差分补偿单元131输出的计算结果的电压之差和第一控制信号的占空比正相关。第一开关管Q1基于第一控制信号的控制导通或断开。
可以理解地，脉冲调制单元132能够获取差分补偿单元131输出的计算结果(包括第一计算结果和第二计算结果)，并对计算结果进行斜坡调制，以生成第一控制信号。
斜坡信号的峰值电压大于差分补偿单元131输出的计算结果(包括第一计算结果和第二计算结果)的电压。斜坡信号的峰值电压与差分补偿单元131输出的计算结果的电压之差越大，第一控制信号的占空比越大。斜坡信号的峰值电压与差分补偿单元131输出的计算结果的电压之差越小，第一控制信号的占空比越小。
第一控制信号的占空比越大，直流电源230给电感L和第三电容C3的充电时间越长，BUCK变换电路110输出的直流电压越大；相反，第一控制信号的空比越小，直流电源230给电感L和第三电容C3的充电时间越短，BUCK变换电路110输出的直流电压越小。
图6为本申请实施例提供的一种斜坡信号和计算结果的电压关系示意图。
示例的，图6中曲线RAMP示出的是斜坡信号的示意图。直线VC1示出的是在BUCK变换电路110欠冲时、差分补偿单元131输出的第一计算结果的电压值；直线VC2示出的是在BUCK变换电路110过冲时、差分补偿单元131输出的第二计算结果的电压值。
可以理解地，在第三电容C3两端的电压值发生变化时，采样电路120的输出电压会发生变化，使得计算结果(包括第一计算结果和第二计算结果)的电压值同样会发生变化。图6以第一计算结果的电压值和第二计算结果的电压值分别稳定在某两个电压值为例，进行举例说明。
在BUCK变换电路110欠冲时，第三电容C3两端的电压小于目标电压，采样电路120的输出电压小于第一基准电压。此时，差分补偿单元131输出的第一计算结果的电压值VC1为对第一基准电压与采样电路120的输出电压之差进行放大和补偿后得到的计算结果(第一计算结果)。
斜坡信号RAMP的峰值电压和差分补偿单元131输出的计算结果(第一计算结果)的电压之差较大，脉冲调制单元132生成的第一控制信号的占空比较大，直流电源230为电感L和第三电容C3的充电时间较长。
在BUCK变换电路110过冲时，第三电容C3两端的电压大于目标电压，采样电路120的输出电压大于第一基准电压。此时，差分补偿单元131输出的第二计算结果的电压值VC2为对第一基准电压与采样电路120的输出电压之差进行放大和补偿后得到的计算结果(第二计算结果)。
斜坡信号RAMP的峰值电压和差分补偿单元131输出的计算结果(第二计算结果)的电压之差较小，脉冲调制单元132生成的第一控制信号的占空比较小，直流电源230为电感L和第三电容C3的充电时间较短。
也即是，第一控制信号的占空比能够跟随差分补偿单元131输出的计算结果(包括第一计算结果和第二计算结果)的电压值的变化而变化，使得第一控制信号的占空比能够跟随BUCK变换电路110的输出电压的变化而变化，从而使得采样电路120和控制信号生成电路130能够实现对于BUCK变换电路110的负反馈控制。
图7为本申请实施例提供的一种BUCK变换器的电路拓扑示意图。下面参照图7，对控制信号生成电路130以及差分补偿单元131的拓扑结构进行说明。
如图7所示，差分补偿单元131包括第一运算放大器OP1。脉冲调制单元132包括第二运算放大器OP2。
第一运算放大器OP1的第一输入端电连接第二分压支路122的第一端，第一运算放大器OP1的第二输入端电连接第一基准电压源240的输出端。第一运算放大器OP1的输出端电连接第二运算放大器OP2第一输入端，第二运算放大器OP2第二输入端电连接斜坡信号生成电路250的输出端。第二运算放大器OP2输出端电连接第一开关管Q1的第三端Q13(栅极)。
示例的，如图7所示，第一运算放大器OP1的第一输入端为第一运算放大器OP1的反相输入端，第一运算放大器OP1的第二输入端为第一运算放大器OP1的同相输入端。第二运算放大器OP2的第一输入端为第二运算放大器OP2的反相输入端，第二运算放大器OP2的第二输入端为第二运算放大器OP2的同相输入端。
第一运算放大器OP1作为差分运算放大器，能够计算第一运算放大器OP1同相输入端(第二输入端)的电压值与第一运算放大器OP1的反相输入端(第一输入端)的电压值的差值，并对得到的差值进行放大和补偿，以得到计算结果。
在一些示例中，第一运算放大器OP1可以为单电源运算放大器，第一运算放大器OP1的一个电源端与工作电源(图中未示出)电连接，第一运算放大器OP1的另一个电源端接地。示例的，工作电源能够为第一运算放大器OP1提供12V的工作电压。
如图7所示，差分补偿单元131还包括第五电阻R5和第四电容C4。第四电容C4的第一端与第一运算放大器OP1的第一输入端(反相输入端)电连接，第四电容C4的第二端与第五电阻R5的第一端电连接，第五电阻R5的第二端与第一运算放大器OP1的输出端电连接。
通过设置串联的第五电阻R5和第四电容C4，一方面，可以起到滤波的作用，减小第一运算放大器OP1得到的计算结果的噪声；另一方面，可以对第一运算放大器OP1得到的计算结果进行补偿，减小计算结果的误差。提高计算结果的准确性。
示例的，第五电阻R5可以为定值电阻，也可以为可变电阻。
如图7所示，第二运算放大器OP2的第一输入端与第一运算放大器OP1的输出端电连接，第二运算放大器OP2的第二输入端与斜坡信号生成电路250的输出端电连接，使得第二运算放大器OP2能够接收第一运算放大器OP1输出的计算结果、以及斜坡信号生成电路250生成的斜坡信号。第二运算放大器OP2能够计算斜坡信号的峰值电压与第一运算放大器OP1输出的计算结果(包括第一计算结果和第二计算结果)的电压值的差值，并基于斜坡信号的峰值电压与第一运算放大器OP1输出的计算结果的电压值的差值确定第一控制信号的占空比，从而能够控制第一开关管Q1的导通或断开。
在一些示例中，第二运算放大器OP2可以为单电源运算放大器，第二运算放大器OP2的一个电源端与工作电源(图中未示出)电连接，第二运算放大器OP2的另一个电源端接地。示例的，工作电源能够为第二运算放大器OP2提供12V的工作电压。
设置差分补偿单元131包括第一运算放大器OP1，脉冲调制单元132包括第二运算放大器OP2，使得第一运算放大器OP1能够计算第一基准电压与采样电路120的输出电压之差，并对第一基准电压与采样电路120的输出电压之差进行补偿和放大，以得到第一计算结果；第二运算放大器OP2能够对第一计算结果进行斜坡调制，以生成第一控制信号，从而控制第一开关管Q1的导通或断开，实现对于BUCK变换电路110的负反馈控制。
在服务器中，越来越多的负载220的供电需求为低电压、小电流、大动态。例如，负载220的电压需求约为1V(单位：伏特)，负载220的电流需求范围为10A～20A(单位：安培)，而流经负载220的电流斜率能够达到50A/μs(单位：安培/微秒)以上(流经负载220的电流在每微秒内的变化量能够达到50A以上)。以负载220为南桥芯片为例，该南桥芯片的电流变化的最大步长(流经该南桥芯片的电流在每次变化时的最大变化量)能够达到12A，流经该南桥芯片的的电流斜率能够达到74A/μs。
可以理解地，在流经负载220的电流迅速增大时，负载220的能量需求迅速增大；在流经负载220的电流迅速减小时，负载220的能量需求迅速减小。由于BUCK变换电路110与负载220电连接，在负载220的能量需求迅速变化(例如迅速增大或者迅速减小)时，会使得BUCK变换电路110的输出电压出现波动。
例如，在第三电容C3向负载220放电、且流经负载220的电流迅速增大时，第三电容C3向负载220的放电量会增加，使得第三电容C3两端的电压减小；在第三电容C3向负载220放电、且流经负载220的电流迅速减小时，第三电容C3向负载220的放电量会减小，使得第三电容C3两端的电压增大。
而通过输出采样反馈控制的方案，BUCK变换器的动态响应能力较差，不能够满足负载在动态时的供电需求，导致第三电容输出电压出现波动，从而导致BUCK变换电路无法向负载提供稳定的直流电压。
在一些示例中，需要BUCK变换器的动态响应能力，使得负载在处于动态时(也即是在流经负载的电流变化较快时)，BUCK变换器的BUCK变换电路仍然能够为负载提供稳定或者近似稳定的直流电压。
相关技术中，一方面可以采用多个陶瓷电容并联来组成储能电容(第三电容)，增加储能电容的电容量，减小流经负载的电流变化对储能电容两端的电压值造成的影响，提高BUCK变换电路的动态响应能力，从而提高BUCK变换器100的动态响应能力。
但是，由于负载对于BUCK变换电路的动态响应能力要求较高，并且陶瓷电容通常存在容值衰减特性，故而，需要设置大量的陶瓷电容并联才能够满足负载的动态响应需求。设置大量的陶瓷电容并联，不仅会增加BUCK变换电路的成本，进而导致BUCK变换器的成本增加；而且会增加BUCK变换电路的布局面积，不利于BUCK变换器的小型化。
另一方面，可以采用多相控制器(英文全称：Digital Multi-phase Controller)+DRMOS(英文全称：Driver-MOSFET，中文名称：内置驱动场效应管)组合的方式，来提高BUCK变换器的动态响应能力。
示例的，BUCK变换器可以包括多个并联设置的BUCK变换电路，DRMOS的输入端与直流电源电连接，DRMOS的多个输出端分别与多个并联设置的BUCK变换电路电连接。多相控制器向DRMOS发送控制信号来控制DRMOS的导通或断开，从而能够分别控制多个并联的BUCK变换电路与直流电源之间的导通或断开。这样一来，就能够对BUCK变换器的输出电压起到控制作用，提高BUCK变换器的动态响应能力。
在上述实现方式中，虽然无需设置大量的陶瓷电容并联，但是，设置多相控制器以及DRMOS等，同样会导致BUCK变换器的成本增加；并且，还会导致BUCK变换器的体积增大不利于BUCK变换器的小型化。
为解决上述问题，本申请实施例提供一种BUCK变换器。图8为本申请实施例提供的又一种BUCK变换器的结构示意图。图9为本申请实施例提供的又一种BUCK变换器的结构示意图。图10为本申请实施例提供的一种采样电路和采样调整电路的结构示意图。图11为本申请实施例提供的另一种BUCK变换器的电路拓扑示意图。
如图8所示，BUCK变换器100还包括采样调整电路140。下面参照图8～图11，对采样调整电路140进行举例说明。
如图8所示，采样调整电路140包括第一采样调整电路141和/或第二采样调整电路142。其中，在采样调整电路140包括第一采样调整电路141时，第一采样调整电路141与第一分压支路121并联，用于升高采样电路120的输出电压；在采样调整电路140包括第二采样调整电路142时，第二采样调整电路142与第二分压支路122并联，用于降低采样电路120的输出电压。
在采样调整电路140包括第一采样调整电路141时，第一采样调整电路141的第一端与第一分压支路121的第一端电连接，第一采样调整电路141的第二端与第一分压支路121的第二端电连接，使得第一采样调整电路141能够与第一分压支路121并联。可以理解地，第一采样调整电路141与第一分压支路121并联之后的电阻值，小于第一分压支路121的电阻值，使得采样电路120的输出电压能够升高。
在采样调整电路140包括第二采样调整电路142时，第二采样调整电路142的第一端与第二分压支路122的第一端电连接，第二采样调整电路142的第二端与第二分压支路122的第二端电连接，使得第二采样调整电路142能够与第二分压支路122并联。可以理解地，第二采样调整电路142与第二分压支路122并联之后的电阻值，小于第二分压支路122的电阻值，使得采样电路120的输出电压能够降低。
在BUCK变换电路110过冲时，差分补偿单元131输出第二计算结果。并且，采样电路120的输出电压越大，第二计算结果的电压值越大，脉冲调制单元132生成的第一控制信号的占空比越小。
故而，在BUCK变换电路110过冲时，第一采样调整电路141能够与第一分压支路121并联，使得采样电路120的输出电压能够升高，进一步增大第二计算结果的电压值，减小脉冲调制单元132生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路110的输出电压能够迅速减小，提高BUCK变换器100的动态响应能力。
类似地，在BUCK变换电路110欠冲时，差分补偿单元131输出第一计算结果。并且，采样电路120的输出电压越小，第一计算结果的电压值越小，脉冲调制单元132生成的第一控制信号的占空比越大。
故而，在BUCK变换电路110欠冲时，第二采样调整电路142能够与第二分压支路122并联，使得采样电路120的输出电压能够降低，进一步减小第一计算结果的电压值，增大脉冲调制单元132生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路110的输出电压能够迅速增大，提高BUCK变换器100的动态响应能力。
也即是，采样调整电路140能够升高和/或降低采样电路120的输出电压，从而改变控制信号生成电路130的脉冲调制单元132生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路110的输出电压能够迅速变化，提高BUCK变换器100的动态响应能力。
示例的，如图9所示，采样电路120包括第一电阻R1和第二电阻R2。在采样调整电路140包括第一采样调整电路141时，第一采样调整电路141与第一电阻R1并联；在采样调整电路140包括第二采样调整电路142时，第二采样调整电路142与第二电阻R2并联。
如此设置，使得采样调整电路140能够升高和/或降低采样电路120的输出电压，从而改变控制信号生成电路130的脉冲调制单元132生成的第一控制信号的占空比，提高BUCK变换器100的动态响应能力。
本申请的实施例中，控制信号生成电路130的第一输入端130a1与第一分压支路121的第二端以及第二分压支路122的第一端(也即是采样电路120的输出端120b)电连接，使得控制信号生成电路130能够获取采样电路120的输出电压，并基于采样电路120的输出电压生成第一控制信号，以控制第一开关管Q1的导通或断开，实现了对于BUCK变换电路110的负反馈控制。
并且，采样调整电路140包括第一采样调整电路141和/或第二采样调整电路142，第一采样调整电路141与第一分压支路121并联，以升高采样电路120的输出电压；第二采样调整电路142与第二分压支路122并联，以降低采样电路120的输出电压，使得采样调整电路140能够升高和/或降低采样电路120的输出电压，从而能够改变控制信号生成电路130生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路110的输出电压能够迅速变化，提高了BUCK变换器100的动态响应能力，使得BUCK变换器100能够为负载220提供稳定的直流电压。
通过设置采样调整电路140来提高BUCK变换器的动态响应能力，一方面无需设置大量的陶瓷电容，另一方面也无需设置多相控制器或者DRMOS等，结构简单，降低了BUCK变换器成本，利于BUCK变换器的小型化。
示例的，在负载220处于动态时，BUCK变换电路110的输出电压变化较大，使得采样电路120的输出电压变化较大。在负载220处于稳态时，BUCK变换电路110的输出电压变化较小，使得采样电路120的输出电压变化较小。
在一些示例中，在负载220处于动态时，采样电路120的输出电压处于设定电压范围之外。在负载220处于稳态时，采样电路120的输出电压处于设定电压范围之内。示例的，在负载220处于动态时，采样电路120的输出电压可以设定电压范围中的最大值(BUCK变换电路110过冲)，也可以小于设定电压范围中的最小值(BUCK变换电路110欠冲)。
示例的，主板包括第二基准电压源260。如图10所示，在采样调整电路140包括第一采样调整电路141时，第一采样调整电路141包括第一比较单元1411、第一开关单元1412和第一调节单元1413。第一比较单元1411的第一输入端1411a1电连接第一分压支路121的第二端。第一比较单元1411的第二输入端1411a2电连接第二基准电压源260。第一比较单元1411的输出端1411b电连接第一开关单元1412的第三端。第一开关单元1412的第一端电连接第一调节单元1413的第一端。第一开关单元1412的第二端电连接第一分压支路121的第二端。第一调节单元1413的第二端电连接第一分压支路121的第一端。
如图10所示，第一调节单元1413和第一开关单元1412能够串联，并且在第一开关单元1412导通时，第一调节单元1413能够与第一分压支路121(第一电阻R1)并联，以升高采样电路120的输出电压。
第一比较单元1411能够将第一分压支路121(第一电阻R1)的第二端的电压值(也即是采样电路120的输出电压)与第二基准电压源260输出的第二基准电压相比较，示例的，第二基准电压为设定电压范围中的最大值，使得第一比较单元1411能够将采样电路120的输出电压与设定电压范围中的最大值相比较。
在负载220处于动态、且采样电路120的输出电压大于第二基准电压(也即是设定电压范围中的最大值)时，第一比较单元1411能够输出第一比较结果。示例的，第一比较结果可以为电平信号，例如高电平信号或者低电平信号。
第一开关单元1412的第三端可以为第一开关单元1412的控制端。第一开关单元1412能够接收第一比较单元1411输出的第一比较结果，并基于第一比较结果导通，使得第一调节单元1413能够与第一分压支路121(第一电阻R1)并联，以升高采样电路120的输出电压，增大差分补偿单元131输出的第二计算结果的电压值，减小脉冲调制单元132生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路110的输出电压能够迅速减小，提高BUCK变换器100的动态响应能力。
在负载220处于稳态时(在BUCK变换电路110没有欠冲或者过冲时)，采样电路120的输出电压小于第二基准电压(也即是设定电压范围中的最大值)，第一开关单元1412能够断开，使得第一调节单元1413与第一分压支路121(第一电阻R1)之间能够断开，避免了在负载220处于稳态时第一调节单元1413对BUCK变换电路110的输出电压造成影响，减小了在负载220处于稳态时BUCK变换器100的输出电压的波动，提高了BUCK变换器100的输出电压的稳定性。
在一些示例中，如图11所示，第一比较单元1411包括第一比较器OP3。第一开关单元1412包括第二开关管Q2。第一调节单元1413包括第三电阻R3。第一比较器OP3的第一输入端电连接第一电阻R1的第二端(图11中未示出)。第一比较器OP3的第二输入端电连接第二基准电压源260的输出端。第一比较器OP3的输出端电连接第二开关管Q2的第三端Q23(栅极)。第二开关管Q2的第一端Q21电连接第三电阻R3的第一端。第二开关管Q2的第二端Q22电连接第一电阻R1的第二端。第三电阻R3的第二端电连接第一电阻R1的第一端。
示例的，如图11所示，第一比较器OP3可以为第三运算放大器。第一比较器OP3的第一输入端为第三运算放大器的同相输入端，第一比较器OP3的第二输入端可以为运算放大器的反相输入端。
示例的，第一比较器OP3可以为单电源运算放大器，也即是，第三运算放大器的一个电源端与工作电源(图中未示出)电连接，另一个电源端接地。
需要说明的是，为了简化附图，图11中没有示出第一比较器OP3的第一输入端与第一电阻R1的第二端之间的电连接关系。
第一比较器OP3的第一输入端电连接第一电阻R1的第二端(也即是采样电路120的输出端)，第一比较器OP3的第二输入端电连接第二基准电压源260的输出端，使得第一比较器OP3能够将采样电路120的输出电压与第二基准电压相比较，并在采样电路120的输出电压大于第二基准电压(设定电压范围中的最大值)时，生成并输出第一比较结果。示例的，第一比较结果为高电平信号。
第一比较器OP3的输出端电连接第二开关管Q2的第三端Q23(栅极)，使得第一比较器OP3输出的比较结果能够控制第二开关管Q2的导通或断开。可以理解地，在采样电路120的输出电压大于第二基准电压时，BUCK变换电路110过冲，第一比较器OP3输出第一比较结果，第二开关管Q2能够导通，使得第三电阻R3能够与第一电阻R1并联，以使得采样电路120的输出电压能够升高，增大差分补偿单元131输出的第二计算结果的电压值，减小脉冲调制单元132生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路110的输出电压能够迅速减小，提高BUCK变换器100的动态响应能力。
在负载220处于稳态时，第二开关管Q2能够断开，使得第三电阻R3与第一电阻R1之间能够断开，避免了在负载220处于稳态时第三电阻R3对采样电路120的输出电压造成影响，减小了在负载220处于稳态时BUCK变换器100的输出电压的波动，提高了BUCK变换器100的输出电压的稳定性。
第二开关管Q2包括但不限于MOSFET(英文全称：Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor，中文名称：金属-氧化物半导体场效应晶体管)。其中，第二开关管Q2可以为N沟道型MOSFET，也可以为P沟道型MOSFET。示例的，第二开关管Q2还可以为氮化镓晶体管或者碳化晶体管。在第二开关管Q2为MOSFET时，第二开关管Q2的第一端Q21可以为MOSFET的源极，第二开关管Q2的第二端Q22可以为MOSFET的漏极；或者，第二开关管Q2的第一端Q21可以为MOSFET的漏极，第二开关管Q2的第二端Q22可以为MOSFET的源极。第二开关管Q2的第三端Q23为MOSFET的栅极。
在一些示例中，第二开关管Q2的可以为信号级mos管，也即是，第二开关管Q2的响应速度较快，提高BUCK变换器100的动态响应能力。
在一些示例中，如图11所示，第一调节单元1413还包括第一电容C1和第二电容C2。第三电阻R3的第二端电连接第一电容C1的第一端，第一电容C1的第二端电连接第一电阻R1的第一端。第二电容C2的第一端电连接第三电阻R3的第一端，第二电容C2的第二端电连接第一电容C1的第二端。
如此设置，使得第三电阻R3、第一电容C1和第二电容C2能够组成II型补偿网络，从而能够增大BUCK变换电路110、采样电路120以及控制信号生成电路130组成的反馈回路的环路增益。可以理解地，BUCK变换电路110、采样电路120以及控制信号生成电路130组成的反馈回路的环路增益越大，BUCK变换器100的动态响应能力越强。
这样一来，在负载220处于动态、且采样电路120的输出电压大于设定电压范围中的最大值(第二基准电压)时，第二开关管Q2导通，第一调节单元1413能够与采样电路120并联，使得第一调节单元1413能够增大BUCK变换电路110、采样电路120以及控制信号生成电路130组成的反馈回路的环路增益，从而提高BUCK变换器100的动态响应能力。
也即是，在采样电路120的输出电压大于设定电压范围中的最大值时，第一调节单元1413与采样电路120并联，一方面，第一调节单元1413能够升高采样电路120的输出电压，从而减小第一控制信号的占空比，提高BUCK变换器100的动态响应能力；另一方面，第一调节单元1413能够增大BUCK变换电路110、采样电路120以及控制信号生成电路130组成的反馈回路的环路增益，进一步提高BUCK变换器100的动态响应能力，使得BUCK变换器100能够满足负载220在动态时的供电需求。
可以理解地，在负载220处于稳态时，第二开关管Q2断开，使得第一调节单元1413能够与采样电路120之间断开，避免了第一调节单元1413对BUCK变换电路110的环路增益造成的影响，从而减小了在负载220处于稳态时BUCK变换器100的输出电压的波动。
可以理解地，通过设置第一调节单元1413能够组成II型补偿网络，在使得负载220处于动态、且BUCK变换电路110过充时，BUCK变换电路110、采样电路120以及控制信号生成电路130组成的反馈回路的环路增益，能够大于在负载220处于稳态时BUCK变换电路110、采样电路120以及控制信号生成电路130组成的反馈回路的环路增益，使得BUCK变换电路110、采样电路120以及控制信号生成电路130组成的反馈回路能够实现阶梯增益，满足负载220在不同状态(动态和稳态)下的供电需求。
可以理解地，第一电容C1的电容值，与第二电容C2的电容值可以相同，也可以不同。第三电阻R3可以为定值电阻，也可以为可变电阻。
示例的，主板包括第三基准电压源270。在一些示例中，如图10所示，在采样调整电路140包括第二采样调整142电路时，第二采样调整电路142包括第二比较单元1421、第二开关单元1422和第二调节单元1423。第二比较单元1421的第一输入端1421a1电连接第三基准电压源270。第二比较单元1421的第二输入端1421a2电连接第二分压支路122的第一端。第二比较单元1421的输出端1421b电连接第二开关单元1422的第三端。第二开关单元1422的第一端电连接第二调节单元1423的第一端，第二开关单元1422的第二端电连接地。第二调节单元1423的第二端电连接第二分压支路122的第一端。
如图10所示，第二调节单元1423能够与第二开关单元1422串联，并且在第二开关单元1422导通时，第二调节单元1423能够与第二分压支路122(第二电阻R2)并联，以降低采样电路120的输出电压。
示例的，第二开关单元1422的第二端可以与第二分压支路122的第二端电连接，由于第二分压支路122的第二端电连接地，使得第二开关单元1422的第二端可以电连接地。
第二比较单元1421能够将第二分压支路122(第二电阻R2)的第一端的电压值(也即是采样电路120的输出电压)与第三基准电压源270输出的第三基准电压相比较，示例的，第三基准电压可以为设定电压范围中的最小值，也即是，第二比较单元1421能够将采样电路120的输出电压与设定电压范围中的最小值相比较。
在负载220处于动态、且采样电路120的输出电压小于第三基准电压(也即是设定电压范围中的最小值)时，第二比较单元1421能够输出第二比较结果。示例的，第二比较结果可以为电平信号，例如高电平信号或者低电平信号。
第二开关单元1422的第三端可以为第二开关单元1422的控制端。第二开关单元1422能够接收第二比较单元1421输出的第二比较结果，并基于第二比较结果导通，使得第二调节单元1423能够与第二分压支路122(第二电阻R2)并联，以降低采样电路120的输出电压，减小差分补偿单元131输出的第一计算结果的电压值，增大脉冲调制单元132生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路110的输出电压能够迅速增大，提高BUCK变换器100的动态响应能力。
在负载220处于稳态时(在BUCK变换电路110没有欠冲或者过冲时)，采样电路120的输出电压大于第三基准电压(也即是设定电压范围中的最小值)，第二开关单元1422能够断开，使得第二调节单元1423与第二分压支路122(第二电阻R2)之间能够断开，避免了在负载220处于稳态时第二调节单元1423对BUCK变换电路110的输出电压造成影响，减小了负载220处于稳态时BUCK变换器100的输出电压的波动，提高了BUCK变换器100的输出电压的稳定性。
设置第一比较单元1411和第二比较单元1421，使得采样调整电路140能够将采样电路120的输出电压分别与设定电压范围中的最大值(第二基准电压)、以及设定电压范围中的最小值(第三基准电压)相比较，并在采样电路120的输出电压大于设定电压范围中的最大值时将第一调节单元1413与第一电阻R1并联，在采样电路120的输出电压小于设定电压范围中的最小值时将第二调节单元1423与第二电阻R2并联，以对第一控制信号的占空比起到控制作用，提高BUCK变换器100的动态响应能力。
本申请的实施例中，在负载220处于动态时，如果BUCK变换电路110过冲，则第一开关单元1412能够导通，使得第一调节单元1413能够与第一分压支路121并联，以升高采样电路120的输出电压；如果BUCK变换电路110欠冲，则第二开关单元1422能够导通，使得第二调节单元1423能够与第二分压支路122并联，以降低采样电路120的输出电压，使得BUCK变换电路110的输出电压能够迅速变化，提高了BUCK变换器100的动态响应能力。
在负载220处于稳态时，开关单元(包括第一开关单元1412和第二开关单元1422)能够断开，使得调节单元(包括第一调节单元1413和第二调节单元1423)与采样电路120之间能够断开，避免了负载220处于稳态时调节单元对BUCK变换电路110的输出电压造成影响，减小了在负载220处于稳态时BUCK变换器100的输出电压的波动，提高了BUCK变换器100的输出电压的稳定性。
可以理解地，在调节单元(包括第一调节单元1413和第二调节单元1423)与分压支路(包括第一分压支路121和第二分压支路122)并联时，BUCK变换器100的动态响应能力，大于在调节单元(包括第一调节单元1413和第二调节单元1423)与分压支路(包括第一分压支路121和第二分压支路122)断开时，BUCK变换器100的动态响应能力，满足负载220在不同状态下的需求。
在一些示例中，如图11所示，第二比较单元1421包括第二比较器OP4。第二开关单元1422包括第三开关管Q3。第二调节单元1423包括第四电阻R4。第二比较器OP4的第一输入端电连接第三基准电压源270的输出端，第二比较器OP4的第二输入端电连接第二电阻R2的第一端，第二比较器OP4的输出端电连接第三开关管Q3的第三端Q33。第三开关管Q3的第一端Q31电连接第四电阻R4的第一端，第三开关管Q3的第二端Q32电连接地，第四电阻R4的第二端电连接第二电阻R2的第一端。
示例的，如图11所示，第二比较器OP4可以为第四运算放大器。第二比较器OP4的第一输入端为第四运算放大器的同相输入端，第二比较器OP4的第二输入端可以为运算放大器的反相输入端。
示例的，第二比较器OP4可以为单电源运算放大器，也即是，第四运算放大器的一个电源端与工作电源(图中未示出)电连接，另一个电源端接地。
需要说明的是，为了简化附图，图11中没有示出第二比较器OP4的第一输入端与第一电阻R1的第二端之间的电连接关系。
第二比较器OP4的第一输入端电连接第二电阻R2的第一端(也即是采样电路120的输出端120b)，第二比较器OP4的第二输入端电连接第三基准电压源270的输出端，使得第二比较器OP4能够将采样电路120的输出电压与第三基准电压相比较，并在采样电路120的输出电压小于第三基准电压(设定电压范围中的最小值)时，生成并输出第二比较结果。示例的，第二比较结果为高电平信号。
第二比较器OP4的输出端电连接第三开关管Q3的第三端Q33(栅极)，使得第二比较器OP4输出的比较结果能够控制第三开关管Q3的导通或断开。可以理解地，在采样电路120的输出电压小于第三基准电压时，BUCK变换电路110欠冲，第二比较器OP4输出第二比较结果，第三开关管Q3能够导通，使得第四电阻R4能够与第二电阻R2并联，以使得采样电路120的输出电压能够降低，从而减小差分补偿单元131输出的第二计算结果的电压值，增大脉冲调制单元132生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路110的输出电压能够迅速增大，提高BUCK变换器100的动态响应能力。
在负载220处于稳态时，第三开关管Q3能够断开，使得第四电阻R4与第一电阻R1之间能够断开，减小了在负载220处于稳态第四电阻R4对采样电路120的输出电压造成的影响，减小了BUCK变换器100的输出电压的波动，提高了BUCK变换器100的输出电压的稳定性。
示例的，第四电阻R4可以为定值电阻，也可以为可变电阻。
第三开关管Q3包括但不限于MOSFET(英文全称：Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor，中文名称：金属-氧化物半导体场效应晶体管)。其中，第三开关管Q3可以为N沟道型MOSFET，也可以为P沟道型MOSFET。示例的，第三开关管Q3还可以为氮化镓晶体管或者碳化晶体管。在第三开关管Q3为MOSFET时，第三开关管Q3的第一端Q31可以为MOSFET的源极，第三开关管Q3的第二端Q32可以为MOSFET的漏极；或者，第三开关管Q3的第一端Q31可以为MOSFET的漏极，第三开关管Q3的第二端Q32可以为MOSFET的源极。第三开关管Q3的第三端Q33为MOSFET的栅极。
在一些示例中，第三开关管Q3的可以为信号级mos管，也即是，第三开关管Q3的响应速度较快，提高BUCK变换器100的动态响应能力。
综上所述，本申请的实施例至少具有以下有益效果：
本申请的实施例中，控制信号生成电路的第一输入端与第一分压支路的第二端以及第二分压支路的第一端(也即是采样电路的输出端)电连接，使得控制信号生成电路能够获取采样电路的输出电压，并基于采样电路的输出电压生成第一控制信号，以控制第一开关管的导通或断开，实现了对于BUCK变换电路的负反馈控制。
并且，采样调整电路包括第一采样调整电路和/或第二采样调整电路，第一采样调整电路与第一分压支路并联，以升高采样电路的输出电压；第二采样调整电路与第二分压支路并联，以降低采样电路的输出电压，使得采样调整电路能够升高和/或降低采样电路的输出电压，从而能够改变控制信号生成电路生成的第一控制信号的占空比，使得BUCK变换电路的输出电压能够迅速变化，提高了BUCK变换器的动态响应能力，使得BUCK变换器能够为负载提供稳定的直流电压。
通过设置采样调整电路来提高BUCK变换器的动态响应能力，一方面无需设置大量的陶瓷电容，另一方面也无需设置多相控制器或者DRMOS等，结构简单，降低了BUCK变换器成本，利于BUCK变换器的小型化。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种BUCK变换器，其特征在于，所述BUCK变换器包括BUCK变换电路、采样电路、控制信号生成电路以及采样调整电路；
所述BUCK变换电路包括电感和第一开关管；所述第一开关管的第一端电连接直流电源，所述第一开关管的第二端电连接所述电感的第一端；所述第一开关管用于控制所述电感充电或放电；
所述采样电路包括第一分压支路和第二分压支路；所述第一分压支路的第一端电连接所述电感的第二端，所述第一分压支路的第二端、所述第二分压支路的第一端和所述控制信号生成电路的第一输入端电连接；所述第二分压支路的第二端电连接地；
所述控制信号生成电路的输出端电连接所述第一开关管的第三端；所述控制信号生成电路用于基于采样电路的输出电压生成第一控制信号，所述第一控制信号用于控制所述第一开关管导通或断开；
所述采样调整电路包括第一采样调整电路和/或第二采样调整电路；其中，在所述采样调整电路包括第一采样调整电路时，所述第一采样调整电路与所述第一分压支路并联，用于升高所述采样电路的输出电压；在所述采样调整电路包括第二采样调整电路时，所述第二采样调整电路与所述第二分压支路并联，用于降低所述采样电路的输出电压。
2.根据权利要求1所述的BUCK变换器，其特征在于，所述第一分压支路包括第一电阻；所述第二分压支路包括第二电阻；所述第一电阻的第一端电连接所述电感的第二端，所述第一电阻的第二端电连接所述第二电阻的第一端，所述第二电阻的第二端电连接地；在所述采样调整电路包括第一采样调整电路时，所述第一采样调整电路与所述第一电阻并联；在所述采样调整电路包括第二采样调整电路时，所述第二采样调整电路与所述第二电阻并联。
3.根据权利要求2所述的BUCK变换器，其特征在于，在所述采样调整电路包括第一采样调整电路时，所述第一采样调整电路包括第一比较单元、第一开关单元和第一调节单元；所述第一比较单元的第一输入端电连接所述第一分压支路的第二端；所述第一比较单元的第二输入端电连接第二基准电压源；所述第一比较单元的输出端电连接所述第一开关单元的第三端；所述第一开关单元的第一端电连接所述第一调节单元的第一端；所述第一开关单元的第二端电连接所述第一分压支路的第二端；所述第一调节单元的第二端电连接所述第一分压支路的第一端。
4.根据权利要求2或3所述的BUCK变换器，其特征在于，在所述采样调整电路包括第二采样调整电路时，所述第二采样调整电路包括第二比较单元、第二开关单元和第二调节单元；所述第二比较单元的第一输入端电连接第三基准电压源；所述第二比较单元的第二输入端电连接所述第二分压支路的第一端；所述第二比较单元的输出端电连接所述第二开关单元的第三端；所述第二开关单元的第一端电连接所述第二调节单元的第一端，所述第二开关单元的第二端电连接地；所述第二调节单元的第二端电连接所述第二分压支路的第一端。
5.根据权利要求3所述的BUCK变换器，其特征在于，所述第一比较单元包括第一比较器；所述第一开关单元包括第二开关管；所述第一调节单元包括第三电阻；
所述第一比较器的第一输入端电连接所述第一电阻的第二端；所述第一比较器的第二输入端电连接所述第二基准电压源的输出端；所述第一比较器的输出端电连接所述第二开关管的第三端；所述第二开关管的第一端电连接所述第三电阻的第一端；所述第二开关管的第二端电连接所述第一电阻的第二端；所述第三电阻的第二端电连接所述第一电阻的第一端。
6.根据权利要求5所述的BUCK变换器，其特征在于，所述第一调节单元还包括第一电容和第二电容；
所述第三电阻的第二端电连接所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端电连接所述第一电阻的第一端；所述第二电容的第一端电连接所述第三电阻的第一端，所述第二电容的第二端电连接所述第一电容的第二端。
7.根据权利要求4所述的BUCK变换器，其特征在于，所述第二比较单元包括第二比较器；所述第二开关单元包括第三开关管；所述第二调节单元包括第四电阻；
所述第二比较器的第一输入端电连接所述第三基准电压源的输出端；所述第二比较器的第二输入端电连接所述第二电阻的第一端；所述第二比较器的输出端电连接所述第三开关管的第三端；所述第三开关管的第一端电连接所述第四电阻的第一端；所述第三开关管的第二端电连接地；所述第四电阻的第二端电连接所述第二电阻的第一端。
8.根据权利要求1～7中任一项所述的BUCK变换器，其特征在于，所述控制信号生成电路包括差分补偿单元和脉冲调制单元；所述差分补偿单元包括第一运算放大器；所述脉冲调制单元包括第二运算放大器；
所述第一运算放大器的第一输入端电连接所述第二分压支路的第一端；所述第一运算放大器的第二输入端电连接第一基准电压源的输出端；所述第一运算放大器的输出端电连接所述第二运算放大器第一输入端；所述第二运算放大器第二输入端电连接斜坡信号生成电路的输出端；所述第二运算放大器输出端电连接所述第一开关管的第三端。
9.一种主板，其特征在于，所述主板包括如权利要求1～8中任一项所述的BUCK变换器。
10.一种计算设备，其特征在于，所述计算设备包括如权利要求9所述的主板。
CN202310350403.8A 2023-03-31 2023-03-31 Buck变换器、主板和计算设备 Pending CN116505761A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310350403.8A CN116505761A (zh) 2023-03-31 2023-03-31 Buck变换器、主板和计算设备

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310350403.8A CN116505761A (zh) 2023-03-31 2023-03-31 Buck变换器、主板和计算设备

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN116505761A true CN116505761A (zh) 2023-07-28

Family

ID=87327574

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202310350403.8A Pending CN116505761A (zh) 2023-03-31 2023-03-31 Buck变换器、主板和计算设备

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN116505761A (zh)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109586565B (zh) Cot控制的多相直流变换器及控制电路和均流方法
TWI622260B (zh) 具有斜坡補償的升降壓變換器及其控制器和控制方法
TWI479782B (zh) 開關變換器及其控制電路和控制方法
US6894466B2 (en) Active current sharing circuit
US8786266B2 (en) Effective current sensing for high voltage switching regulators
US9602001B1 (en) Buck converter with a variable-gain feedback circuit for transient responses optimization
US7196499B1 (en) DC/DC converter with inductor current sensing capability
US6801026B2 (en) Hysteretic DC-DC converters
EP2234255A1 (en) Controller for switching regulator, switching regulator and light source
KR20070044755A (ko) Ｄｃ-ｄｃ 컨버터, ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어 회로 및ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어 방법
WO2007073940A1 (en) Method for dc/dc conversion and dc/dc converter arrangement
CN110174918A (zh) 一种低压差线性稳压器过冲消除电路和下冲消除电路
US7352161B2 (en) Burst-mode switching voltage regulator with ESR compensation
US7952335B2 (en) Power converter and method for power conversion
US20030071636A1 (en) Method and apparatus for near losslessly measuring inductor current
TWI490506B (zh) 用於確定電流的電路和方法
CN111596715A (zh) 电压调整装置、芯片、电源及电子设备
US11888395B2 (en) Switch mode power supply with improved transient performance and control circuit thereof
CN116505761A (zh) Buck变换器、主板和计算设备
CN211857324U (zh) 电压调整装置、芯片、电源及电子设备
CN115411940A (zh) 一种追踪负载电流的电压转换器模式切换电路及方法
CN110994994B (zh) 一种pwm和psm模式切换控制电路及其方法
CN112987843A (zh) 一种自举驱动电路、驱动方法及无线充电系统
Bayer Optimized control of the" flying"-capacitor operating voltage in" gear-box"-charge-pumps-the key factor for a smooth operation
TWI802319B (zh) 恆定導通時間轉換器控制電路及恆定導通時間轉換器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination