CN116405045A - 基于高阶n通道低通滤波器的射频接收前端架构 - Google Patents
基于高阶n通道低通滤波器的射频接收前端架构 Download PDFInfo
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Abstract
本申请公开了一种基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，包括四阶增益增强N通道的低噪声放大器部件、两组开关混频电路和高阶N通道低通滤波器，低噪声放大器用于放大射频信号；可调谐四阶LC电路与低噪声放大器并联；开关混频电路一组用于将放大后的射频信号和开关混频电路产生的本振信号进行混频得到混频信号；另一组用于确定接收前端架构的带宽；高阶N通道低通滤波器基于N通道陷波滤波器和负电阻产生并用于抑制混频信号中的带外阻塞干扰信号，根据本申请的技术方案，高阶N通道低通滤波器取代跨阻放大器，实现射频接收前端架构高性能、低成本的目标。
Description
技术领域
本申请涉及射频接收机技术领域，尤其是一种基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构。
背景技术
5G-NR(5G New Radio，第五代新无线电)移动通信标准的推出，给Sub-6GHz射频接收机的设计带来了新的挑战。现有的移动设备终端基于SAW(surface acoustic wave，声表面波)滤波器，以支持FDD(frequency division duplex，频分双工)操作。然而，根据3GPP(the 3rd Generation Partnership Project，第三代合作伙伴项目)标准，定义的5G频段众多，添加更多的SAW滤波器无法很好地扩展，导致成本增加，同时，SAW滤波器的插入损耗也会影响射频前端电路的工作性能。如何取代传统多模多标准接收机中采用的多频带并联接收前端架构，实现射频接收机前端高性能、低成本的目标是亟待解决的技术难题。
发明内容
本申请实施例提供了一种基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，使用高阶N通道低通滤波器取代跨阻放大器，实现射频接收前端架构高性能、低成本的目标。
第一方面，本申请实施例提供了一种基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，包括：
四阶增益增强N通道的低噪声放大器部件，所述低噪声放大器部件包括有低噪声放大器和与所述低噪声放大器并联的可调谐四阶LC电路，所述低噪声放大器用于放大接收到的射频信号；
两组开关混频电路，所述开关混频电路一组用于将放大后的所述射频信号和所述开关混频电路产生的本振信号进行混频，得到混频信号；另一组用于根据所述本振信号确定所述接收前端架构的带宽；
高阶N通道低通滤波器，所述高阶N通道低通滤波器是基于N通道陷波滤波器和负电阻产生，所述高阶N通道低通滤波器用于抑制所述混频信号中的带外阻塞干扰信号。
本申请实施例提供的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，至少具有以下有益效果：射频接收前端架构包括四阶增益增强N通道的低噪声放大器部件、两组开关混频电路和高阶N通道低通滤波器，所述低噪声放大器部件包括有低噪声放大器和与所述低噪声放大器并联的可调谐四阶LC电路，低噪声放大器用于放大接收到的射频信号；所述开关混频电路一组用于将放大后的所述射频信号和所述开关混频电路产生的本振信号进行混频，得到混频信号；另一组用于根据所述本振信号确定所述接收前端架构的带宽；所述高阶N通道低通滤波器是基于N通道陷波滤波器和负电阻产生，所述高阶N通道低通滤波器用于抑制所述混频信号中的带外阻塞干扰信号，根据本申请的技术方案，由于四阶增益增强N通道的低噪声放大器部件的频率可调谐，从而达到射频接收前端小型化的目的，并且，高阶N通道低通滤波器取代跨阻放大器，实现对带外阻塞干扰信号的衰减抑制，并且保持较好的带内线性。
附图说明
图1是本申请一个实施例提供的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构的结构示意图；
图2是本申请一个实施例提供的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构中LNA的结构示意图；
图3是本申请一个实施例提供的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构中LC电路的结构示意图；
图4是本申请一个实施例提供的相关技术中基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构中滤波器的结构示意图；
图5是本申请一个实施例提供的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构中滤波器的结构示意图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
需要说明的是，本申请中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
需要说明的是，在本申请的各个具体实施方式中，当涉及到需要根据目标对象(例如用户等)的属性信息或属性信息集合等与目标对象的特性相关的数据进行相关处理时，都会先获得目标对象的许可或者同意，而且，对这些数据的收集、使用和处理等，都会遵守相关国家和地区的相关法律法规和标准。此外，当本申请实施例需要获取目标对象的属性信息时，会通过弹窗或者跳转到确认页面等方式获得目标对象的单独许可或者单独同意，在明确获得目标对象的单独许可或者单独同意之后，再获取用于使本申请实施例能够正常运行的必要的目标对象的相关数据。
5G-NR(5G New Radio，第五代新无线电)移动通信标准的推出，给Sub-6GHz射频接收机(receiver，RX)的设计带来了新的挑战。首先，为了支持更高的通信速率，5G最大RF-BW(Radio-Frequency BandWidth，射频带宽)增加到了100MHz，提升射频前端电路的带宽成为了首要的目标。其次，现有的移动设备终端基于SAW(Surface Acoustic Wave，声表面波)滤波器，以支持FDD(Frequency Division Duplex，频分双工)操作。为了实现FDD操作，射频前端电路必须在接收和发射频率下提供足够的隔离。即，在发射频率下，射频前端电路需要防止高功率发射信号使RX产生增益压缩；在接收频率下，射频前端电路需要防止发射机(transmitter，TX)噪声使RX灵敏度降低。
然而，根据3GPP(the 3rd Generation Partnership Project，第三代合作伙伴项目)标准，定义的5G频段众多，添加更多的SAW滤波器无法很好地扩展，导致成本增加，同时，SAW滤波器的插入损耗也会影响射频前端电路的工作性能。
因此，根据科研工作者提出的SDR(Software Defined Radio，软件定义无线电)，可编程调谐的射频前端，特别是具有高Q滤波特性的前端电路，对于支持5G-NR应用中的FDD操作至关重要，其有望取代片外SAW滤波器，实现无片外SAW滤波器的SAW-less接收机。
本申请以面向5G-NR应用的射频前端电路为研究对象，重点研究可调谐抗阻塞的SAW-less射频前端接收前端架构，在理论分析的基础上，完成以应用为导向的射频前端电路设计，进而取代传统多模多标准接收机中采用的多频带并联接收前端架构，实现射频接收机前端高性能、低成本的目标。
本申请提供了一种基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，包括四阶增益增强N通道的低噪声放大器部件、两组开关混频电路和高阶N通道低通滤波器，低噪声放大器部件包括有低噪声放大器和与低噪声放大器并联的可调谐四阶LC电路，低噪声放大器用于放大接收到的射频信号；开关混频电路一组用于将放大后的射频信号和开关混频电路产生的本振信号进行混频，得到混频信号；另一组用于根据本振信号确定接收前端架构的带宽；高阶N通道低通滤波器是基于N通道陷波滤波器和负电阻产生，高阶N通道低通滤波器用于抑制混频信号中的带外阻塞干扰信号，根据本申请的技术方案，由于四阶增益增强N通道的低噪声放大器部件的频率可调谐，从而达到射频接收前端小型化的目的，并且，高阶N通道低通滤波器取代跨阻放大器，实现对带外阻塞干扰信号的衰减抑制，并且保持较好的带内线性。
下面结合附图，对本申请实施例作进一步阐述。
如图1所示，图1是本申请一个实施例提供的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构的结构示意图，射频接收前端架构包括四阶增益增强N通道的低噪声放大器部件、两组开关混频电路和高阶N通道低通滤波器，低噪声放大器部件包括有低噪声放大器和与低噪声放大器并联的可调谐四阶LC电路，低噪声放大器用于放大接收到的射频信号；可调谐四阶LC电路与低噪声放大器并联；开关混频电路一组用于将放大后的射频信号和开关混频电路产生的本振信号进行混频，得到混频信号；另一组用于根据本振信号确定接收前端架构的带宽；高阶N通道低通滤波器是基于N通道陷波滤波器和负电阻产生，高阶N通道低通滤波器用于抑制混频信号中的带外阻塞干扰信号。
可以理解的是，四阶增益增强N通道的低噪声放大器部件包括有低噪声放大器和可调谐四阶LC电路，低噪声放大器可以是相关技术中的任意四阶增益增强N通道的低噪声放大器，在此不做具体以限定，低噪声放大器用于放大接收到的射频信号，即是说，低噪声放大器用于放大由天线接收到的射频信号。LC电路是指相关技术中任意由电感和电容组成选频电路，参照图1，可调谐四阶LC电路与低噪声放大器并联，从而使得低噪声放大器部件达到可调谐的目的，能够拓展带宽，提高对带外阻塞干扰信号的抑制。开关混频电路指的是调整开关频率以达到混频作用的电路，开关混频电路可以产生本振信号，开关混频电路的一组用于将放大后的射频信号和开关混频电路产生的本振信号进行混频，得到混频信号，即将射频信号下变频；开关混频电路的另一组用于根据本振信号确定接收前端架构的带宽，即确定高阶N通道低通滤波器的滤波带宽。高阶N通道低通滤波器基于N通道陷波滤波器和负电阻产生，在一个可选的实施方式中，利用改进型N通道电容共享陷波滤波器(Modified N-Path Cap.-Shared Notch Filter)产生阻带抑制，从而能够替代基带跨阻放大器，实现对带外阻塞信号的衰减抑制，并且保持较好的带内线性。
本申请另一个实施例中，抗阻塞的SAW-less接收机主要分为两类：混频器第一级接收机以及基于低噪声放大器接收机。混频器第一级接收机由于没有前级增益放大，NF(noise factor，噪声系数)较差，因此，混频器第一级接收机的TIA(trans-impedanceamplifier，跨阻放大器)通常具有较大的功耗以提高增益以及满足阻抗匹配要求。尽管对于基于低噪声放大器的接收机来说，NF的要求相对宽松，但也是为了达到较好的NF，LNA(Low Noise Amplifier，低噪声放大器)常常消耗更多的功耗预算，且LNA与TIA电路均为有源电路，带内线性度会遭到恶化。
而本申请所使用的射频接收前端架构如图1所示，接收前端架构包括一个可调谐四阶增益增强N通道(N-Path)LNA、开关混频电路、基于N-Path Filter的可重构高阶低通滤波器。在该接收前端架构中，从天线接收的射频信号通过LNA进行放大，经混频电路下变频后不再经过传统TIA，而是使用基于N通道滤波电路的高阶LPF(low pass filter，低通滤波器)对带外阻塞干扰信号进行抑制，同时由于LPF为无源电路，可以保持较高的带内线性，因此本申请的射频接收前端架构在功耗、线性度和NF之间提供了更好的权衡。另外，由于本申请的高阶LPF基于N通道陷波滤波器产生，所以需要提供两组开关频率，其中一组用于将射频信号下变频，另外一组用于确定射频接收前端架构的带宽，开关可以是由非重叠的25％占空比本振信号驱动。
本实施例中，通过采用包括有上述的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，由于四阶增益增强N通道的低噪声放大器部件的频率可调谐，从而达到射频接收前端小型化的目的，并且，高阶N通道低通滤波器取代跨阻放大器，实现对带外阻塞干扰信号的衰减抑制，并且保持较好的带内线性。
在一实施例中，如图2所示，对基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构进行进一步的说明，低噪声放大器是基于A/B类放大器结构设计的低噪声放大器。
可以理解的是，为了增加跨导gm和电流ID之间的比值，使用A/B类放大器结构设计LNA。A/B类放大器结构指的是相关技术中的任意A/B类放大器结构，在此不做具体限定，与自偏置A类放大器相比，在A/B类放大器中工作的LNA通过降低偏置电压和增加器件尺寸，在相同的功耗下可以实现更大的跨导，从而实现更高的增益和更低的NF。基于A/B类放大的四阶增益增强N-Path低噪声放大器能够在较低功耗下实现相同的信号增益，从而满足NF的要求。
在一实施例中，如图2所示，对基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构进行进一步的说明，低噪声放大器包括有可编辑偏置电压，调整可编辑偏置电压以改善由A/B类放大器的导通角度减小而引起的电路非线性。
可以理解的是，A/B类放大器的电路是有源电路，A/B类放大器的导通角度减小会导致带内线性度恶化。参照图2，通过高精度编辑偏置电压VB，从而可以改善由A/B类放大器导通角度减小而引起的电路非线性。
在一实施例中，如图2所示，对基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构进行进一步的说明，低噪声放大器包括复制电路，复制电路用于将输出偏置电压稳定在输入电源电压的一半。
可以理解的是，低噪声放大器包括复制电路，复制电路的结构如图2中右边虚线框的电路所示，对于带有复制电路的A/B类放大器，可以将输出偏置电压稳定在输入电源电压的一半，从而达到降低射频接收前端架构的功耗的目的。
在一实施例中，如图1所示，对基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构进行进一步的说明，可调谐四阶LC电路包括并联LC电路和串联LC电路，其中，所述并联LC电路由并联的电容和电感实现，所述串联LC电路由串联的电容和电感实现。
可以理解的是，参照图1，LC电路指的是由电感和电容组成的电路，可调谐四阶LC电路包括并联LC电路和串联LC电路，其中，所述并联LC电路由并联的电容和电感实现，所述串联LC电路由串联的电容和电感实现，从而能够使得LC电路实现可调谐的作用。
在一实施例中，如图3所示，对基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构进行进一步的说明，可调谐四阶LC电路包括并联LC网络、串联LC网络和额外N-Path网络，其中，并联LC网络和额外N-Path网络均由N-Path电路实现，串联LC网络通过串联N-Path电路和回转器实现。
可以理解的是，参照图3，在Gm,RF周围引入可调谐四阶LC电路，由于高阶LC网络产生的零点，LNA在RF-BW扩展和OOB(out-of-band，带外)滚降斜率增加方面发挥了重要作用。此外，零点频率可以通过Gma和Gmb的乘积进行调谐。
其中，可调谐四阶LC电路可以用四阶N-Path网络实现，其中并联LC网络，即LP和CP由N-Path电路实现，而串联LC网络，即LS和CS则通过串联N-Path电路和回转器，即Gma和Gmb实现。然而，该LNA只能对邻近频带处的阻塞干扰信号进行衰减，而无法抑制在远端频带处的干扰信号。为了解决这个问题，本申请在LNA输入和回转器输出之间添加一个额外的N-Path网络，即Extra Path网络以将远端频带处的阻塞信号下沉到地。选择该N-Path带阻滤波器的阻带阻抗远大于四阶N-Path网络阻抗，因此对于通信频带来说，Extra Path网络不影响通信频带附近的频率响应；而对于远端频带来说，Extra Path网络的阻抗下降，滤波网络的总阻抗降低，实现远端频带处干扰信号的抑制。最后，近端阻塞干扰信号将被零点严重衰减，而远端阻塞电流将通过额外路径消除。
值得注意的是，在传统射频前端架构中，混频器几乎是必不可少的结构组件之一。无源混频器由于简单性、低功耗以及高线性，其使用频率通常大于有源混频器。而为了降低开关管导通电阻引入的噪声，提高混频器线性度，开关管通常设置为大尺寸以使其近似理想开关，因此由本振信号驱动的混频器因其寄生电容会产生较大的动态功耗。在本申请的接收前端架构中，我们利用带额外滤波机制的LNA的电路特性抽取基带信号，省略了从传统混频器中抽取基带信号的电路结构。由于抽取基带信号的开关管节点来自于四阶LC增益增强N-path网络，能够达到降低射频接收前端架构的动态功耗的目的。
本申请另一个实施例中，参照图3，由于可调谐四阶LC电路中的并联LC网络、串联LC网络以及额外N-Path网络中均包括有N-Path电路，基带信号可以从可调谐四阶LC电路的N-Path电路中抽取，可调谐四阶LC电路具有混频的功能，从而可以省略传统的混频器。
在一实施例中，如图5所示，对基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构进行进一步的说明，构成高阶N通道低通滤波器的电路为无源电路。
可以理解的是，由N-Path滤波器产生的LPF属于无源电路，从而可以保持较好的噪声和线性性能，且N-Path滤波器的主要功耗来自本振信号驱动产生的动态功耗。
值得注意的是，由于N-Path滤波器存在的滤波电路特性，所实现的紧凑型LPF便于集成，不需要额外的大尺寸电感。
在一实施例中，如图5所示，对基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构进行进一步的说明，高阶N通道低通滤波器包括有开关电容器，其中，在高阶N通道低通滤波器中，两组差分信号路径共用一个开关电容器。
可以理解的是，开关电容器指的是相关技术中的任意开关电容器，在此不做具体限定。参照图4，常见的N-Path滤波器主要有两种类型，分别是N-Path BPF(N-PathBandpass Filter，N通道带通滤波器)和N-Path BSF(N-Path Bandstop Filter，N通道带阻滤波器)，而本申请所使用的可调谐低通滤波器是结合N通道陷波滤波器和负电阻产生的，如图5所示。
在传统N通道带阻滤波器中，由于每条路径上都存在开关电容器，导致芯片面积增大，芯片成本上升。此外，N-Path BSF等效电路中固有的并联电阻Rp会大大降低阻带抑制，影响滤波器性能。在可调谐LPF架构中，利用改进型N通道电容共享陷波滤波器产生阻带抑制，如图5所示。在电容共享陷波器中，两组差分信号路径共用一个开关电容器，即是说，BB-LO1和BB-LO3、BB-LO2和BB-LO4分别共用一个开关电容器，从而可以实现阻带抑制，且仅需传统N-Path BSF一半的电容器，达到降低成本的目的；另外，本申请的LPF架构使用基于开关电容电路的负跨电阻抵消N-Path电路中正并联电阻的影响，在开关频率附近的阻带抑制增强，消除了并联电阻Rp的限制作用。
在一实施例中，如图5所示，对基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构进行进一步的说明，高阶N通道低通滤波器还包括共享电容。
可以理解的是，参照图5，共享电容指的是相关技术中的任意材质制成的电容器，高阶N通道低通滤波器还包括共享电容，在一个可选的实施方式中，通过调整共享电容CNR的大小，可以对产生的负阻进行调节，以实现理想的并联LC等效电路。
值得注意的是，因为基于开关电容的负电阻电路与电容共享陷波滤波器的相似性，这两种电路可以直接相组合以实现一个完美的N通道陷波滤波器。
在一实施例中，如图5所示，对基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构进行进一步的说明，在高阶N通道低通滤波器的输入输出端口均设置有带目标电容的旁路电路，目标电容用于滤除混频信号中的高频信号。
可以理解的是，目标电容指的是相关技术中的任意电容器，在高阶N通道低通滤波器的输入输出端口均设置有带目标电容的旁路电路，从而使得目标电容可以用于滤除混频信号中的高频信号，导致在原来陷波右边的信号增益遭到衰减，使得N通道陷波滤波器成为一个可调谐的低通滤波器。
Claims (10)
1.一种基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，其特征在于，包括：
四阶增益增强N通道的低噪声放大器部件，所述低噪声放大器部件包括有低噪声放大器和与所述低噪声放大器并联的可调谐四阶LC电路，所述低噪声放大器用于放大接收到的射频信号；
两组开关混频电路，所述开关混频电路一组用于将放大后的所述射频信号和所述开关混频电路产生的本振信号进行混频，得到混频信号；另一组用于根据所述本振信号确定所述接收前端架构的带宽；
高阶N通道低通滤波器，所述高阶N通道低通滤波器基于N通道陷波滤波器和负电阻产生，所述高阶N通道低通滤波器用于抑制所述混频信号中的带外阻塞干扰信号。
2.根据权利要求1所述的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，其特征在于，所述低噪声放大器是基于A/B类放大器结构设计的低噪声放大器。
3.根据权利要求2所述的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，其特征在于，所述低噪声放大器包括有可编辑偏置电压，调整可编辑偏置电压以改善由所述A/B类放大器的导通角度减小而引起的电路非线性。
4.根据权利要求1所述的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，其特征在于，所述低噪声放大器包括复制电路，所述复制电路用于将输出偏置电压稳定在输入电源电压的一半。
5.根据权利要求1所述的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，其特征在于，所述可调谐四阶LC电路包括并联LC电路和串联LC电路，其中，所述并联LC电路由并联的电容和电感实现，所述串联LC电路由串联的电容和电感实现。
6.根据权利要求1所述的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，其特征在于，所述可调谐四阶LC电路包括并联LC网络、串联LC网络和额外N-Path网络，其中，所述并联LC网络和所述额外N-Path网络均由N-Path电路实现，所述串联LC网络通过串联N-Path电路和回转器实现。
7.根据权利要求1所述的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，其特征在于，构成所述高阶N通道低通滤波器的电路为无源电路。
8.根据权利要求1所述的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，其特征在于，所述高阶N通道低通滤波器包括两组差分信号路径，所述两组差分信号路径共用一个开关电容器。
9.根据权利要求1所述的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，其特征在于，所述高阶N通道低通滤波器还包括共享电容。
10.根据权利要求1所述的基于高阶N通道低通滤波器的射频接收前端架构，其特征在于，在所述高阶N通道低通滤波器的输入输出端口均设置有带目标电容的旁路电路，所述目标电容用于滤除所述混频信号中的高频信号。
Priority Applications (1)
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| CN202310282361.9A CN116405045A (zh) | 2023-03-21 | 2023-03-21 | 基于高阶n通道低通滤波器的射频接收前端架构 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| CN202310282361.9A CN116405045A (zh) | 2023-03-21 | 2023-03-21 | 基于高阶n通道低通滤波器的射频接收前端架构 |
Publications (1)
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| CN116405045A true CN116405045A (zh) | 2023-07-07 |
Family
ID=87011596
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (1)
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2023
- 2023-03-21 CN CN202310282361.9A patent/CN116405045A/zh active Pending
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