CN116366047A - 基于晶闸管的预充电路 - Google Patents

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CN116366047A CN202310252471.0A CN202310252471A CN116366047A CN 116366047 A CN116366047 A CN 116366047A CN 202310252471 A CN202310252471 A CN 202310252471A CN 116366047 A CN116366047 A CN 116366047A
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张宇璇
宋冲
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Abstract

一种基于晶闸管的预充电路，包括：预充电路10、晶闸管开关电路11、驱动电路12；所述预充电路包括：交流电源Vac、主开关K1、电容Co；所述晶闸管开关电路11包含晶闸管；所述晶闸管开关电路11与所述主开关K1并联；所述驱动电路12电性连接所述晶闸管的门级，通过发送触发信号到所述晶闸管的门极，从而控制所述晶闸管的导通。本发明可以用于新能源汽车充电的预充电路。由于使用了晶闸管开关电路替换了预充电阻，不会因为反复充电电阻发热而损坏预充电阻，也不会因为使用PTC电阻导致主开关K1两端电压过大而无法吸合，电路性能可靠稳定，电路维护简单，因此节省了成本；本发明的电路在使用多个晶闸管时只占用一个DSP引脚，也无需设置额外的芯片。

Description

基于晶闸管的预充电路
技术领域
本发明涉及一种充电系统的充电系统电路，特别是涉及一种基于晶闸管的预充电路。
背景技术
随着新能源汽车的高速发展，充电系统作为电动汽车标志之一，其安全性和可靠性受到越来越多的重视。高压充电继电器的瞬间吸合，此时整流桥后的BUS电容电压为0，回路电流很大，电容相当于短路，易损坏，故需要预充电电路。预充电的作用主要是将高压继电器两侧的电压限制在预期范围内，减少吸合继电器的瞬时电流，避免高压继电器损坏等后果。相关技术的预充电电路中，继电器上并联普通水泥电阻或PTC电阻做预充电阻，为负载电容做预充电，防止继电器吸合时瞬间电流过大，导致电容或继电器损坏，但在充电过程中，会导致预充电电阻产生大量的热能，短时间重复多次可能会导致预充电电阻发生不可逆转的损坏；使用PTC电阻时，当温度升高时继电器两端压差变大，会出现继电器无法正常吸合，需要重新拔枪上电的问题。
发明内容
本发明要解决相关技术中预充电电阻重复充电导致发热损坏以及继电器无法正常吸合的问题。
针对上述存在的局限性，本发明提出了一种基于晶闸管的预充电路，包括：
预充电路10、晶闸管开关电路11、驱动电路12；
所述预充电路包括：
交流电源Vac、主开关K1、电容Co；
所述晶闸管开关电路11包含晶闸管；所述晶闸管开关电路11与所述主开关K1并联；
所述驱动电路12电性连接所述晶闸管的门级，通过发送触发信号到所述晶闸管的门极，从而控制所述晶闸管的导通。
进一步地：所述预充电路还包括：
无桥PFC电路13，所述无桥PFC电路13包括：
第一桥臂：所述第一桥臂由串联的MOS管Q1、MOS管Q2组成；
第二桥臂：所述第二桥臂由串联的MOS管Q3、MOS管Q4组成；
所述第一桥臂和所述第二桥臂并联后连接于所述电容Co的两端；
所述交流电源Vac一端经过所述主开关K1连接所述第一桥臂，另一端连接所述第二桥臂。
进一步地：所述驱动电路12包括：
直流电源；变压器T1；MOS管Q5；
所述MOS管Q5门极与所述电阻R2串联后连接所述待连接的DSP，接收所述DSP发送的触发信号；
所述MOS管的源极接地，所述MOS管的漏极与所述变压器T1的原边绕组的一端连接；所述变压器T1的原边绕组的另一端串联电阻R3后连接所述直流电源；
所述变压器T1的副边绕组连接所述晶闸管的门级。
所述驱动电路12对所述主开关K1连接所述交流电源Vac的一端电压Vin1进行采样；所述DSP根据所述电压Vin1发送触发信号。
进一步地：所述电阻R3连接所述直流电源的一端通过电容C4接地。
进一步地：所述MOS管Q5的漏极通过电容C3接地；
所述MOS管Q5的门极和源极之间并联电容C2且并联电阻R1。
进一步地：所述变压器T1的原边绕组两端并联稳压电路21；所述稳压电路21包含稳压二极管。
进一步地：所述稳压电路21由稳压二极管Z1、稳压二极管Z2和二极管D1串联而成；所述稳压二极管Z1、所述稳压二极管Z2同向串联后的阳极连接所述二极管D1的阳极；所述二极管D1的阴极与所述变压器T1的所述原边绕组连接所述直流电源的一端连接；所述稳压二极管Z1、所述稳压二极管Z2串联后的阴极连接所述变压器T1的原边绕组的另一端。
进一步地：所述变压器T1的副边绕组串联二极管和电阻后连接所述晶闸管的门级；
所述副边绕组数量等于所述晶闸管开关电路1中所述晶闸管的数量。
进一步地：所述电阻为1个；
或，所述电阻为2个或2个以上的并联电阻。
进一步地：所述晶闸管开关电路11由反向并联的2个晶闸管构成。
与相关技术相对比，本发明具有以下优点：
本发明的基于晶闸管的预充电路，通过将带有晶闸管的晶闸管开关电路与主开关K1并联，通过驱动电路将触发信号发送到晶闸管的门级，晶闸管导通，对电容Co进行预充电，从而保证了预充电瞬间的电压不会过大而损坏负载电容。由于使用了带有晶闸管的晶闸管开关电路替换了预充电阻，不会因为反复充电电阻发热而损坏预充电阻，也不会因为使用PTC电阻导致主开关K1两端电压过大而无法吸合，电路性能可靠稳定，电路维护简单，因此节省了成本。
附图说明
图1为本发明一个实施例的基于晶闸管的预充电路的结构框图；
图2为本发明一个实施例的基于晶闸管的预充电路的预充电路示意图；
图3为本发明一个实施例的基于晶闸管的预充电路的驱动电路示意图；
图4为本发明一个实施例的基于晶闸管的预充电路的驱动时序波形；
图5为本发明一个实施例的基于晶闸管的预充电路的AC正半周预充电电流流向示意图；
图6为本发明一个实施例的基于晶闸管的预充电路的AC正半周晶闸管驱动及充电电流波形；
图7为本发明一个实施例的基于晶闸管的预充电路的AC负半周预充电电流流向示意图；
图8为本发明一个实施例的基于晶闸管的预充电路的AC负半周晶闸管驱动及充电电流波形。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明了，下面对本发明进行进一步详细说明。但是应该理解，此处所描述仅仅用以解释本发明，并不用于限制本发明的范围。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术术语和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同，本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在限制本发明。本文中所涉及的表征手段均可参阅现有技术中的相关描述，本文中不再赘述。
为了进一步了解本发明，下面结合最佳实施例对本发明作进一步的详细说明。
实施例1
如图1、图2所示，一种基于晶闸管的预充电路，包括：
预充电路10、晶闸管开关电路11、驱动电路12；
所述预充电路包括：
交流电源Vac、主开关K1、电容Co；
所述晶闸管开关电路11包含晶闸管；所述晶闸管开关电路11与所述主开关K1并联；
所述驱动电路12电性连接所述晶闸管的门级，通过发送触发信号到所述晶闸管的门极，从而控制所述晶闸管的导通。
优选地，所述主开关K1为继电器。
晶闸管是晶体闸流管的简称，又称为可控硅整流器(SCR)；主要应用于整流、逆变、调压、开关等场景中。
所述晶闸管可以为单向晶闸管或双向晶闸管。可以根据需要选用合适的额定电流、触发电流、维持电流的晶闸管。
本发明的基于晶闸管的预充电路，通过将带有晶闸管的晶闸管开关电路与主开关K1并联，通过驱动电路将触发信号发送到晶闸管的门级，晶闸管导通，对电容Co进行预充电，从而保证了预充电瞬间的电压不会过大而损坏负载电容。由于使用了带有晶闸管的晶闸管开关电路替换了预充电阻，不会因为反复充电电阻发热而损坏预充电阻，也不会因为使用PTC电阻导致主开关K1两端电压过大而无法吸合，电路性能可靠稳定，电路维护简单，因此节省了成本。
实施例2
如图2、图3所示，进一步地，在实施例1的基础上，所述预充电路还包括：
无桥PFC电路13，所述无桥PFC电路13包括：
第一桥臂：所述第一桥臂由串联的MOS管Q1、MOS管Q2组成；
第二桥臂：所述第二桥臂由串联的MOS管Q3、MOS管Q4组成；
所述第一桥臂和所述第二桥臂并联后连接于所述电容Co的两端；
所述交流电源Vac一端经过所述主开关K1连接所述第一桥臂，另一端连接所述第二桥臂。
所述第一桥臂在MOS管Q2接电容Co的一端接地；
所述第二桥臂在MOS管Q4接电容Co的一端接地。
所述交流电源Vac一端经过所述主开关K1连接在所述第一桥臂上所述MOS管Q1、MOS管Q2的接点；
所述交流电源Vac另一端连接在所述第二桥臂上所述MOS管Q3、MOS管Q4的接点。
如图5、图6所示，交流电源AC正半周时，在接近交流电源AC相位180度的时候PWM1输出脉冲，晶闸管SCR1和晶闸管SCR2同时输出高电平，即向门级输出脉冲电流，但因为晶闸管SCR2的阳极和阴极反偏，所以晶闸管SCR2处于截止状态；相反，晶闸管SCR1的阳极和阴极正偏，所以晶闸管SCR1可触发导通，脉冲电流通过晶闸管SCR1、MOS管Q3的体二极管、电容Co、MOS管Q2的体二极管后回到交流电源AC。当交流电源AC相位大于180度以后，晶闸管SCR1阴阳极反偏，晶闸管SCR1自动截止，完成向电容Co的单脉冲电流预充。当检测到Vout电压和输入电压AC峰值相差30-60V时，即可闭合主开关(继电器)K1，完成对电容Co预充。
所述MOS管Q3、所述电容Co、所述MOS管Q2串联。所述MOS管Q3接交流电，所述MOS管Q2接电容Co的一端接地；
如图7、图8所示，与交流电源AC正半周相反，在接近交流电源AC相位360度的时候PWM1输出脉冲，晶闸管SCR1和晶闸管SCR2同时输出高电平，即向门级输出脉冲电流，但因为晶闸管SCR1的阳极和阴极反偏，所以晶闸管SCR1处于截止状态；相反，晶闸管SCR2的阳极和阴极正偏，所以晶闸管SCR2可触发导通，脉冲电流通过MOS管Q1的体二极管、电容Co、MOS管Q4的体二极管，晶闸管SCR1后回到AC源当AC相位大于360度以后，晶闸管SCR2阴阳极反偏，晶闸管SCR2自动截止，完成向电容Co的单脉冲电流预充。当检测到Vout电压和输入电压AC峰值相差30-60V时，即可闭合主开关(继电器)K1，完成对电容Co预充。
MOS管是场效应晶体管，又称为金属-氧化物半导体场效应晶体管，还可以写作MOSFET管。MOS管是场效应管中的一种，场效应管是利用控制输入回路的电场效应来控制输出回路电流的一种半导体器件。
所述MOS管门级连接驱动电路，包括但不限于MCU、DSP等，接收PWM驱动信号。所述MOS管工作之前是未导通状态，未工作前门级都是低电平，从而保持MOS管为断开状态。
通过上述MOS管的设置，保证了电容Co总是正向充电，同时预充电瞬间的电压不会过大而损坏负载电容Co。使用MOS管的优势在于，其导通电阻低，传导损耗低，开关速度快因此损耗低，适合PWM输出模式。
进一步地：如图3所示，所述驱动电路12包括：
直流电源；变压器T1；MOS管Q5；
所述MOS管Q5门极与所述电阻R2串联后连接所述待连接的DSP，接收所述DSP发送的触发信号；串联电阻R2的作用是，减小瞬间电流值，以免损坏MOS管，同时可以抑制谐振引起的震荡。所述R2的阻值为20欧～200欧。优选为40欧、60欧、80欧、100欧、120欧、140欧、160欧、180欧。
所述MOS管的源极接地，所述MOS管的漏极连接所述变压器T1的原边绕组的一端；所述变压器T1的原边绕组的另一端串联电阻R3后连接所述直流电源；
所述变压器T1的副边绕组连接所述晶闸管的门级。
所述驱动电路12对所述主开关K1连接所述交流电源Vac的一端电压Vin1进行采样；所述DSP根据所述电压Vin1发送触发信号；所述驱动电路12对所述主开关K1连接MOS管Q1的一端电压Vin2进行采样。Vin2采样结果用于环路控制。
优选地，所述触发信号为PWM信号，即图2中所示信号PWM1。
DSP数字信号处理器(Digital Signal Processor)，是通过A/D器件对连续的模拟信号进行采样，转换成离散的脉冲信号，然后对脉冲信号进行量化、编码，再编码为二进制编码从而将模拟信号转换为数字信号的设备。
所述DSP还可以替换为MCU等，不限于上述类型。
PWM脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation)的缩写，简称脉宽调制，是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的技术。
上述各值如Vin1相位角、电压值，发出的触发信号PWM1均通过DSP计算，使得交流电压瞬时值为0V的同时，晶闸管SCR1与SCR2此刻导通，且主电路中Q1、Q2、Q3、Q4也是正常运行状态。这样就保证了预充电瞬间的电压不会过大而损坏负载电容Co。
晶闸管导通时间越短，负载两端得到的交流电压有效值越少，通过所述DSP控制发出的触发信号PWM1的占空比、脉宽等可以改变晶闸管的导通时间，从而改变负载上的电压。所述占空比D＝10％-20％；
所述DSP或MCU通过对Vin1的电压采样，计算出对晶闸管SCR1和SCR2的驱动频率fsw；
其中，驱动频率fsw与Vin1的关系为：
fsw＝f*K1*Vin1
其中，f是基准频率20k-50kHz，K1为补偿系数，
Figure BDA0004128304970000061
当Vin1输入电压不一样时，通过使用计算SCR驱动频率的方法，从而保证了预充电时间的一致性。
进一步地：所述电阻R3连接所述直流电源的一端串联电容C4后接地。
进一步地：所述MOS管Q5的漏极通过电容C3接地；
所述MOS管Q5的门极和源极之间并联电容C2且并联电阻R1。所述电阻R1阻值为1千欧～100千欧。优选为10千欧、30千欧、50千欧、70千欧、90千欧。
并联电阻R1的作用是提供放电回路，从而避免MOS管的GS极间积累静电荷而导致MOS误通，损坏MOS管的情况；同时提供固定偏置，在G极电路开路时，保证MOS管的有效关断。并联电容C2作用是调整GS极间电容的充放电时间，同时降低MOS管GD极之间电容的米勒效应。
进一步地：所述变压器T1的原边绕组两端并联稳压电路21；所述稳压电路21包含稳压二极管。
进一步地：所述稳压电路21由稳压二极管Z1、稳压二极管Z2和二极管D1串联而成；所述稳压二极管Z1、所述稳压二极管Z2同向串联后的阳极连接所述二极管D1的阳极；所述二极管D1的阴极与所述变压器T1的所述原边绕组连接所述直流电源的一端连接；所述稳压二极管Z1、所述稳压二极管Z2串联后的阴极连接所述变压器T1的原边绕组的另一端。
稳压二极管Z1、稳压二极管Z2的使用是为防止变压器电感与C3谐振而产生过高的电压而做钳位。
进一步地：所述变压器T1的副边绕组串联二极管和电阻后连接所述第一晶闸管的门级。
如图3所示，使用二极管D2、二极管D3，当MOS管Q5导通时二极管D2、二极管D3正向导通，SCR1与SCR2才会产生触发信号；当MOS管Q5关断后二极管D2、二极管D3反向截至，保证了不再有触发信号给到晶闸管。
所述副边绕组数量等于所述晶闸管开关电路1中所述晶闸管的数量。
本发明的电路只需占用一路DSP引脚提供PWM驱动，通过增加变压器副边数量，便可以为多个晶闸管提供驱动，不占用过多DSP引脚，驱动电路中也无需另外设置驱动芯片对多个晶闸管进行驱动。此驱动电路用变压器作为正激电路为晶闸管的驱动，只需要设置一个脉冲信号给到MOS管Q5，使其导通，相应的信号SCR1与SCR2就会同时生成一个脉冲驱动电压驱动晶闸管的导通。同时使用时只需要将机器本身的一个12V直流电源引入驱动电路即可，无需引入新的电源。
进一步地：所述电阻为1个；
或，所述电阻为2个或2个以上的并联电阻。
进一步地：所述晶闸管开关电路11由反向并联的2个晶闸管构成。反向并联的2个晶闸管的作用是，在交流电的正半周或负半周均有一个晶闸管承受正向电压，此时如果给其门极施加正向电压，晶闸管就会导通。所述反向并联的两个晶闸管也可以替换为一个双向晶闸管，可以根据需要进行设计，不限于上述设计。
如图2、图3所示，所述副边绕组一端经过二极管和并联电阻连接晶闸管的门级，如图中V_SCR1、V_SCR2；所述副边绕组另一端连接所述晶闸管的阴极，如图中所示SCR1_1和SCR2_1。
实施例3
以下对本发明的基于晶闸管的预充电路的原理进行介绍。
如图2-8所示，交流电源Vac上电前，电路中各器件均不导通，主开关K1不吸合，电路中无AC交流电。
AC交流电接入电路后，从图2中所示Vin1处检测交流电压瞬时值Vin1，当交流电压相位角接近180°时，即输入交流电压接近0V时，如图3所示由DSP发出的触发信号PWM1驱动MOS管Q5的导通，从而产生触发(电压)信号SCR1与SCR2同时流入其对应的晶闸管，使其导通。
上述各值与信号通过DSP计算，使得交流电压瞬时值为0V的同时，晶闸管SCR1与SCR2此刻导通，且主电路中MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4也是正常运行状态。这样就保证了预充电瞬间的电压不会过大而损坏负载电容Co。
当机器预充电一段时间后，主开关K1吸合，短接晶闸管SCR1与SCR2，由于晶闸管上无电流流过，晶闸管会很快自己关断。此时充电机也完成了预充电功能，进入正常充电模式。
如图3所示，在驱动电路12中：
交流电源Vac处于正半周时，当检测到Vin1交流电压相位角接近180°时，DSP生成触发信号PWM1，随着Vout电压的不断升高，开通角度按一定步长不断减小。PWM1为一帧信号驱动MOS管Q5的开通，随着MOS管Q5的开通，变压器原边形成回路。
变压器副边随着原边的导通感应出电压。因为触发信号PWM1只是一帧PWM波，MOS管Q5在开通后会立即关断，于是变压器副边电压也是一帧电压脉冲信号，输入到晶闸管SCR1与SCR2的门极G，驱动晶闸管的导通，此时电流Ic逐渐线性增大到Imax即降低为0，如图4所示。Vac负半周时，当检测到Vin1交流电压相位角接近360°时，发PWM1驱动信号，动作同上所述不再赘述。图4中示出了AC正半周驱动时序波形和AC正半周驱动时序波形。从图4、图6、图8中可以看到在AC波形周期中，触发信号PWM、预充电路中电流Ic的变化关系。
如图5、图6所示，交流电源AC正半周时，在接近交流电源AC相位180度的时候PWM1输出脉冲，SCR1和SCR2同时输出高电平，即向门级输出脉冲电流，但因为晶闸管SCR2的阳极和阴极反偏，所以晶闸管SCR2处于截止状态；相反，晶闸管SCR1的阳极和阴极正偏，所以晶闸管SCR1可触发导通，脉冲电流通过晶闸管SCR1、MOS管Q3的体二极管，电容Co，MOS管Q2的体二极管后回到交流电源AC。当交流电源AC相位大于180度以后，晶闸管SCR1阴阳极反偏，晶闸管SCR1自动截止，完成向电容Co的单脉冲电流预充。当检测到Vout电压和输入电压AC峰值相差30-60V时，即可闭合主开关(继电器)K1，完成对电容Co预充。
如图7、图8所示，与交流电源AC正半周相反，在接近交流电源AC相位360度的时候PWM1输出脉冲，晶闸管SCR1和晶闸管SCR2同时输出高电平，即向门级输出脉冲电流，但因为晶闸管SCR1的阳极和阴极反偏，所以晶闸管SCR1处于截止状态；相反，晶闸管SCR2的阳极和阴极正偏，所以晶闸管SCR2可触发导通，脉冲电流通过MOS管Q1的体二极管，电容Co，MOS管Q4的体二极管，晶闸管SCR1后回到AC源当AC相位大于360度以后，晶闸管SCR2阴阳极反偏，晶闸管SCR2自动截止，完成向电容Co的单脉冲电流预充。当检测到Vout电压和输入电压AC峰值相差30-60V时，即可闭合主开关(继电器)K1，完成对电容Co预充。
在本发明的实施例中，本发明的基于晶闸管的预充电路可以用于电动车充电系统的预充电路中，可以理解，所述基于晶闸管的预充电路不限于上述应用，还可以用于任何需要预充电路的场景中。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换或改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于晶闸管的预充电路，其特征在于：包括：
预充电路(10)、晶闸管开关电路(11)、驱动电路(12)；
所述预充电路包括：
交流电源Vac、主开关K1、电容Co；
所述晶闸管开关电路(11)包含晶闸管；
所述晶闸管开关电路(11)与所述主开关K1并联；
所述驱动电路(12)电性连接所述晶闸管的门级，通过发送触发信号到所述晶闸管的门极，从而控制所述晶闸管的导通。
2.如权利要求1所述的电路，其特征在于：
所述预充电路还包括：
无桥PFC电路(13)，所述无桥PFC电路(13)包含：
第一桥臂：所述第一桥臂由串联的MOS管Q1、MOS管Q2组成；
第二桥臂：所述第二桥臂由串联的MOS管Q3、MOS管Q4组成；
所述第一桥臂和所述第二桥臂并联后连接于所述电容Co的两端；
所述交流电源Vac一端经过所述主开关K1连接所述第一桥臂，另一端连接所述第二桥臂。
3.如权利要求1所述的电路，其特征在于：
所述驱动电路(12)包括：
直流电源；变压器T1；MOS管Q5；
所述MOS管Q5门极与电阻R2串联后连接所述待连接的DSP，接收所述DSP发送的触发信号；
所述MOS管的源极接地，所述MOS管的漏极连接所述变压器T1的原边绕组的一端；
所述变压器T1的原边绕组的另一端串联电阻R3后连接所述直流电源；
所述变压器T1的副边绕组连接所述晶闸管的门级；
所述驱动电路(12)对所述主开关K1连接所述交流电源Vac的一端电压Vin1进行采样；所述DSP根据所述电压Vin1发送触发信号。
4.如权利要求3所述的电路，其特征在于：
所述电阻R3连接所述直流电源的一端通过电容C4接地。
5.如权利要求3所述的电路，其特征在于：
所述MOS管Q5的漏极通过电容C3接地；
所述MOS管Q5的门极和源极之间并联电容C2且并联电阻R1。
6.如权利要求3所述的电路，其特征在于：
所述变压器T1的原边绕组两端并联稳压电路(21)；所述稳压电路(21)包含稳压二极管。
7.如权利要求6所述的电路，其特征在于：
所述稳压电路(21)由稳压二极管Z1、稳压二极管Z2和二极管D1串联而成；所述稳压二极管Z1、所述稳压二极管Z2同向串联后的阳极连接所述二极管D1的阳极；所述二极管D1的阴极与所述变压器T1的所述原边绕组连接所述直流电源的一端连接；所述稳压二极管Z1、所述稳压二极管Z2串联后的阴极连接所述变压器T1的原边绕组的另一端。
8.如权利要求3所述的电路，其特征在于：
所述变压器T1的副边绕组串联二极管和电阻后连接所述晶闸管的门级；
所述副边绕组数量等于所述晶闸管开关电路(11)中所述晶闸管的数量。
9.如权利要求8所述的电路，其特征在于：
所述电阻为1个；
或，所述电阻为2个或2个以上的并联电阻。
10.如权利要求1所述的电路，其特征在于：
所述晶闸管开关电路(11)由反向并联的2个晶闸管构成。
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CN116780867A (zh) * 2023-08-04 2023-09-19 石家庄金硕电子科技有限公司 一种多路输出直流隔离可控硅驱动电路

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