CN116345918A - 一种宽功率范围全桥llc谐振变换器并联均流控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法，包括：给定工作开关频率fw，得到占空比D1；得到各台LLC谐振变换器的电流误差，将电流误差送入PI调节器，得到占空比D2；将占空比D2与占空比D1叠加，得到占空比D；生成占空比为D的PWM信号用于驱动开关管Sn1、Sn3，开关管Sn2、Sn4的PWM信号始终保持D＝0.5不变。本发明还公开了一种宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制系统。本发明通过电压电流双环的控制方式，解决了并联全桥LLC谐振变换器因电路参数差异导致的输出电流不均问题；通过定频+PWM的控制方式，解决了变频控制存在的频率范围有限，轻载时并联难以均流的问题，实现了全桥LLC谐振变换器在宽功率范围内的并联均流功能。

Description

一种宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子与电能变换技术领域，尤其是一种宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法。
背景技术
LLC谐振变换器由于具有功率密度高、容易实现软开关等优点得到广泛应用，在大功率场合单台LLC谐振变换器无法满足功率要求，通常使用多台变换器模块并联的形式，然而LLC谐振变换器的电压增益对谐振器件参数较为敏感，实际应用中，由于制造工艺、自然环境等因素影响，各模块的谐振器件参数难以保持一致，进而导致各并联模块输出负载电流的差异，这会严重影响LLC谐振变换器的可靠性及寿命。
目前，有通过移相实现并联均流的控制方法，然而该方法需要设置主机，若主机发生故障，其他从机则无法正常工作。也有通过虚拟阻抗实现LLC谐振变换器并联均流的控制方法，该方法通过调节频率来改变变换器增益的大小，在重载条件下能达到很好的均流效果，然而变换器工作频率范围有限，尤其轻载条件下，难以通过频率的调节实现变换器的均流功能。
发明内容
为解决全桥LLC谐振变换器并联时因电路参数差异导致的输出电流不均、且功率范围有限的缺陷，本发明的目的在于提供一种在全负载范围内各并联模块输出电流均等的宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法。
为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：一种宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法，该方法包括下列顺序的步骤：
(1)给定工作开关频率fw，使LLC谐振变换器工作在定频条件下，在线检测输出电压Uo，将输出电压Uo与给定参考电压Uref做差，得到电压误差ΔU，ΔU＝Uo-Uref，将电压误差ΔU送入PI调节器，得到用于补偿电压误差的占空比D1，以保证变换器输出给定的电压值；
(2)在线检测二极管整流桥输出端的电流ion，对各台LLC谐振变换器的电流求和取平均电流iave，将各台LLC谐振变换器二极管整流桥输出端的电流ion与平均电流iave做差，得到各台LLC谐振变换器的电流误差，将电流误差送入PI调节器，得到用于补偿电流误差的占空比D2；
(3)将占空比D2作为反馈信号，与占空比D1叠加，得到用于调节LLC谐振变换器增益实现均流的占空比D，占空比D＝D1+D2；
(4)生成占空比为D的PWM信号用于驱动开关管Sn1、Sn3，开关管Sn2、Sn4的PWM信号始终保持D＝0.5不变。
在步骤(1)中，所述工作开关频率fw需满足该频率处电压增益Gw大于实际所需电压增益Gr，电压增益Gw与工作开关频率fw的关系为：
Figure BDA0004211764790000021
式中：
Figure BDA0004211764790000022
k为谐振电感Lr与励磁电感Lm的比值，fn为工作开关频率fw与谐振频率fr的比值，Zo为等效阻抗，Re为变压器副边负载等效至原边电阻，Cr为谐振电容，m为变压器原副边变比值，Ro为变压器副边负载的实际电阻值，Q为品质因数；
实际所需电压增益Gr为：
Figure BDA0004211764790000023
式中：Uo为输出电压，Ui为输入电压值。
在步骤(1)中，所述占空比D1的取值范围为0至0.5。
在步骤(2)中，所述平均电流iave为：
Figure BDA0004211764790000024
式中：ion为第n台LLC谐振变换器二极管整流桥的输出电流，n为LLC谐振变换器台数；
所述各台LLC谐振变换器的电流误差为：
Δion＝iave-ion
式中，Δion第n台LLC谐振变换器输出电流误差，iave为平均电流，ion为第n台LLC谐振变换器二极管整流桥的输出电流。
在步骤(2)中，所述占空比D2的取值为-0.5至0.5。
在步骤(3)中，所述占空比D的取值范围为0至0.5。
在步骤(4)中，所述开关管Sn2、Sn4的驱动信号互补，开关管Sn1、Sn3的驱动信号相位差180度。
本发明的另一目的在于提供一种宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法的系统，包括多个PI调节器、多个PWM控制单元，以及由多个变换器模块并联组成的并联全桥LLC谐振变换器，每个变换器模块的一次侧包含开关管Sn1、Sn2、Sn3、Sn4，谐振电容Crn、谐振电感Lrn和励磁电感Lmn，谐振电容Crn、谐振电感Lrn和励磁电感Lmn共同构成谐振腔，开关管Sn1、Sn2、Sn3、Sn4构成全桥，每个开关管上并联一个二极管和一个电容，谐振电感Lrn的一端与谐振电容Crn的一端串联，串联后谐振电感Lrn的另一端与一次侧全桥左侧桥臂中点An连接，串联后谐振电容Crn的另一端与变压器Tn原边绕组一端连接，变压器Tn原边绕组另一端与全桥右侧桥臂中点Bn连接，励磁电感Lmn并接在变压器Tn原边绕组两端；变换器模块的二次侧包含二极管Dn1、Dn2、Dn3、Dn4，二极管Dn1、Dn2、Dn3、Dn4构成二极管整流桥，变压器Tn副边绕组一端与二极管整流桥左侧桥臂中点Cn连接，另一端与二极管整流桥右侧桥臂中点Dn连接，二极管整流桥输出端并接一滤波电容Con，负载电阻RLoad与滤波电容Con并联；
所述PI调节器由比例环节及积分环节构成，数学表达式为P+I/S，其中P为比例系数，I为积分系数，S为积分器，误差信号通过比例和积分线性组合构成控制量，对被控对象进行控制；控制量为开关管Sn1、Sn3驱动信号的占空比D，通过改变开关管Sn1、Sn3驱动信号的占空比D对被控对象进行控制；将占空比D及给定的工作开关频率fw送入PWM控制单元，PWM控制单元根据工作开关频率fw生成四路开关周期为1/fw的驱动信号gsn1、gsn2、gsn3、gsn4，在PWM控制单元中设置驱动信号gsn2的占空比为0.5，然后通过PWM控制单元的互补模块生成与驱动信号gsn2互补的驱动信号gsn4，设置驱动信号gsn1的占空比为D，通过PWM控制单元的移相模块对驱动信号gsn1移相1/2*fw开关周期便可得到与驱动信号gsn1相差180度的驱动信号gsn3，用驱动信号gsn1、gsn2、gsn3、gsn4分别驱动对应的开关管Sn1、Sn2、Sn3、Sn4，实现输出稳压及各并联模块在宽功率范围内的均流功能。
由上述技术方案可知，本发明的有益效果为：第一，通过电压电流双环的控制方式，解决了并联全桥LLC谐振变换器因电路参数差异导致的输出电流不均问题；第二，通过定频+PWM的控制方式，解决了变频控制存在的频率范围有限，轻载时并联难以均流的问题，实现了全桥LLC谐振变换器在宽功率范围内的并联均流功能。
附图说明
图1是全桥LLC谐振变换器并联的拓扑图；
图2是全桥LLC谐振变换器并联闭环控制框图；
图3是全桥LLC谐振变换器开关管S1～S4的驱动信号波形；
图4是两台LLC谐振变换器并联在5％额定负载下二极管整流桥输出电流仿真波形图；
图5是两台LLC谐振变换器并联在100％额定负载下二极管整流桥输出电流仿真波形图；
图6是两台LLC谐振变换器并联在5％额定负载下谐振腔电流仿真波形图；
图7是两台LLC谐振变换器并联在100％额定负载下谐振腔电流仿真波形图。
具体实施方式
一种宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法，该方法包括下列顺序的步骤：
(1)给定工作开关频率fw，使LLC谐振变换器工作在定频条件下，在线检测输出电压Uo，将输出电压Uo与给定参考电压Uref做差，得到电压误差ΔU，ΔU＝Uo-Uref，将电压误差ΔU送入PI调节器，得到用于补偿电压误差的占空比D1，以保证变换器输出给定的电压值；
(2)在线检测二极管整流桥输出端的电流ion，对各台LLC谐振变换器的电流求和取平均电流iave，将各台LLC谐振变换器二极管整流桥输出端的电流ion与平均电流iave做差，得到各台LLC谐振变换器的电流误差，将电流误差送入PI调节器，得到用于补偿电流误差的占空比D2；
(3)将占空比D2作为反馈信号，与占空比D1叠加，得到用于调节LLC谐振变换器增益实现均流的占空比D，占空比D＝D1+D2；
(4)生成占空比为D的PWM信号用于驱动开关管Sn1、Sn3，开关管Sn2、Sn4的PWM信号始终保持D＝0.5不变。
在步骤(1)中，所述工作开关频率fw需满足该频率处电压增益Gw大于实际所需电压增益Gr，电压增益Gw与工作开关频率fw的关系为：
Figure BDA0004211764790000051
式中：
Figure BDA0004211764790000052
k为谐振电感Lr与励磁电感Lm的比值，fn为工作开关频率fw与谐振频率fr的比值，Zo为等效阻抗，Re为变压器副边负载等效至原边电阻，Cr为谐振电容，m为变压器原副边变比值，Ro为变压器副边负载的实际电阻值，Q为品质因数；
实际所需电压增益Gr为：
Figure BDA0004211764790000053
式中：Uo为输出电压，Ui为输入电压值。
在步骤(1)中，所述占空比D1的取值范围为0至0.5。
在步骤(2)中，所述平均电流iave为：
Figure BDA0004211764790000061
式中：ion为第n台LLC谐振变换器二极管整流桥的输出电流，n为LLC谐振变换器台数；
所述各台LLC谐振变换器的电流误差为：
Δion＝iave-ion
式中，Δion第n台LLC谐振变换器输出电流误差，iave为平均电流，ion为第n台LLC谐振变换器二极管整流桥的输出电流。
在步骤(2)中，所述占空比D2的取值为-0.5至0.5。
在步骤(3)中，所述占空比D的取值范围为0至0.5。
在步骤(4)中，所述开关管Sn2、Sn4的驱动信号互补，开关管Sn1、Sn3的驱动信号相位差180度，如图3所示。
如图1、2所示，本系统包括多个PI调节器、多个PWM控制单元，以及由多个变换器模块并联组成的并联全桥LLC谐振变换器，每个变换器模块的一次侧包含开关管Sn1、Sn2、Sn3、Sn4，谐振电容Crn、谐振电感Lrn和励磁电感Lmn，谐振电容Crn、谐振电感Lrn和励磁电感Lmn共同构成谐振腔，开关管Sn1、Sn2、Sn3、Sn4构成全桥，每个开关管上并联一个二极管和一个电容，谐振电感Lrn的一端与谐振电容Crn的一端串联，串联后谐振电感Lrn的另一端与一次侧全桥左侧桥臂中点An连接，串联后谐振电容Crn的另一端与变压器Tn原边绕组一端连接，变压器Tn原边绕组另一端与全桥右侧桥臂中点Bn连接，励磁电感Lmn并接在变压器Tn原边绕组两端；变换器模块的二次侧包含二极管Dn1、Dn2、Dh3、Dn4，二极管Dn1、Dn2、Dn3、Dn4构成二极管整流桥，变压器Tn副边绕组一端与二极管整流桥左侧桥臂中点Cn连接，另一端与二极管整流桥右侧桥臂中点Dn连接，二极管整流桥输出端并接一滤波电容Con，负载电阻RLoad与滤波电容Con并联；
如图2所示，所述PI调节器由比例环节及积分环节构成，数学表达式为P+I/S，其中P为比例系数，I为积分系数，S为积分器，误差信号通过比例和积分线性组合构成控制量，对被控对象进行控制；控制量为开关管Sn1、Sn3驱动信号的占空比D，通过改变开关管Sn1、Sn3驱动信号的占空比D对被控对象进行控制；将占空比D及给定的工作开关频率fw送入PWM控制单元，PWM控制单元根据工作开关频率fw生成四路开关周期为1/fw的驱动信号gsn1、gsn2、gsn3、gsn4，在PWM控制单元中设置驱动信号gsn2的占空比为0.5，然后通过PWM控制单元的互补模块生成与驱动信号gsn2互补的驱动信号gsn4，设置驱动信号gsn1的占空比为D，通过PWM控制单元的移相模块对驱动信号gsn1移相1/2*fw开关周期便可得到与驱动信号gsn1相差180度的驱动信号gsn3，用驱动信号gsn1、gsn2、gsn3、gsn4分别驱动对应的开关管Sn1、Sn2、Sn3、Sn4，实现输出稳压及各并联模块在宽功率范围内的均流功能。
图4、5表明两台变换器输出电流峰值大小相同，轻载及重载条件下均实现了并联均流效果。
图6、7表明轻载两台变换器谐振腔内电流峰值大小相同，轻载及重载条件两台变换器的电压增益大小相等。
综上所述，本发明通过电压电流双环的控制方式，解决了并联全桥LLC谐振变换器因电路参数差异导致的输出电流不均问题；通过定频+PWM的控制方式，解决了变频控制存在的频率范围有限，轻载时并联难以均流的问题，实现了全桥LLC谐振变换器在宽功率范围内的并联均流功能。

Claims (8)

1.一种宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法，其特征在于：该方法包括下列顺序的步骤：
(1)给定工作开关频率fw，使LLC谐振变换器工作在定频条件下，在线检测输出电压Uo，将输出电压Uo与给定参考电压Uref做差，得到电压误差ΔU，ΔU＝Uo-Uref，将电压误差ΔU送入PI调节器，得到用于补偿电压误差的占空比D1，以保证变换器输出给定的电压值；
(2)在线检测二极管整流桥输出端的电流ion，对各台LLC谐振变换器的电流求和取平均电流iave，将各台LLC谐振变换器二极管整流桥输出端的电流ion与平均电流iave做差，得到各台LLC谐振变换器的电流误差，将电流误差送入PI调节器，得到用于补偿电流误差的占空比D2；
(3)将占空比D2作为反馈信号，与占空比D1叠加，得到用于调节LLC谐振变换器增益实现均流的占空比D，占空比D＝D1+D2；
(4)生成占空比为D的PWM信号用于驱动开关管Sn1、Sn3，开关管Sn2、Sn4的PWM信号始终保持D＝0.5不变。
2.根据权利要求1所述的宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法，其特征在于：在步骤(1)中，所述工作开关频率fw需满足该频率处电压增益Gw大于实际所需电压增益Gr，电压增益Gw与工作开关频率fw的关系为：
Figure FDA0004211764780000011
式中：
Figure FDA0004211764780000012
k为谐振电感Lr与励磁电感Lm的比值，fn为工作开关频率fw与谐振频率fr的比值，Zo为等效阻抗，Re为变压器副边负载等效至原边电阻，Cr为谐振电容，m为变压器原副边变比值，Ro为变压器副边负载的实际电阻值，Q为品质因数；
实际所需电压增益Gr为：
Figure FDA0004211764780000021
式中：Uo为输出电压，Ui为输入电压值。
3.根据权利要求1所述的宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法，其特征在于：在步骤(1)中，所述占空比D1的取值范围为0至0.5。
4.根据权利要求1所述的宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法，其特征在于：在步骤(2)中，所述平均电流iave为：
Figure FDA0004211764780000022
式中：ion为第n台LLC谐振变换器二极管整流桥的输出电流，n为LLC谐振变换器台数；
所述各台LLC谐振变换器的电流误差为：
Δion＝iave-ion
式中，Δion第n台LLC谐振变换器输出电流误差，iave为平均电流，ion为第n台LLC谐振变换器二极管整流桥的输出电流。
5.根据权利要求1所述的宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法，其特征在于：在步骤(2)中，所述占空比D2的取值为-0.5至0.5。
6.根据权利要求1所述的宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法，其特征在于：在步骤(3)中，所述占空比D的取值范围为0至0.5。
7.根据权利要求1所述的宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法，其特征在于：在步骤(4)中，所述开关管Sn2、Sn4的驱动信号互补，开关管Sn1、Sn3的驱动信号相位差180度。
8.实施权利要求1至7中任一项所述的宽功率范围全桥LLC谐振变换器并联均流控制方法的系统，其特征在于：包括多个PI调节器、多个PWM控制单元，以及由多个变换器模块并联组成的并联全桥LLC谐振变换器，每个变换器模块的一次侧包含开关管Sn1、Sn2、Sn3、Sn4，谐振电容Crn、谐振电感Lrn和励磁电感Lmn，谐振电容Crn、谐振电感Lrn和励磁电感Lmn共同构成谐振腔，开关管Sn1、Sn2、Sn3、Sn4构成全桥，每个开关管上并联一个二极管和一个电容，谐振电感Lrn的一端与谐振电容Crn的一端串联，串联后谐振电感Lrn的另一端与一次侧全桥左侧桥臂中点An连接，串联后谐振电容Crn的另一端与变压器Tn原边绕组一端连接，变压器Tn原边绕组另一端与全桥右侧桥臂中点Bn连接，励磁电感Lmn并接在变压器Tn原边绕组两端；变换器模块的二次侧包含二极管Dn1、Dn2、Dn3、Dn4，二极管Dn1、Dn2、Dn3、Dn4构成二极管整流桥，变压器Tn副边绕组一端与二极管整流桥左侧桥臂中点Cn连接，另一端与二极管整流桥右侧桥臂中点Dn连接，二极管整流桥输出端并接一滤波电容Con，负载电阻RLoad与滤波电容Con并联；
所述PI调节器由比例环节及积分环节构成，数学表达式为P+I/S,其中P为比例系数，I为积分系数，S为积分器，误差信号通过比例和积分线性组合构成控制量，对被控对象进行控制；控制量为开关管Sn1、Sn3驱动信号的占空比D，通过改变开关管Sn1、Sn3驱动信号的占空比D对被控对象进行控制；将占空比D及给定的工作开关频率fw送入PWM控制单元，PWM控制单元根据工作开关频率fw生成四路开关周期为1/fw的驱动信号gsn1、gsn2、gsn3、gsn4，在PWM控制单元中设置驱动信号gsn2的占空比为0.5，然后通过PWM控制单元的互补模块生成与驱动信号gsn2互补的驱动信号gsn4，设置驱动信号gsn1的占空比为D，通过PWM控制单元的移相模块对驱动信号gsn1移相1/2*fw开关周期便可得到与驱动信号gsn1相差180度的驱动信号gsn3，用驱动信号gsn1、gsn2、gsn3、gsn4分别驱动对应的开关管Sn1、Sn2、Sn3、Sn4，实现输出稳压及各并联模块在宽功率范围内的均流功能。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN117424475A (zh) * 2023-11-16 2024-01-19 山东艾诺智能仪器有限公司 电源组合移相控制电路及控制方法、电源

Cited By (1)

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CN117424475A (zh) * 2023-11-16 2024-01-19 山东艾诺智能仪器有限公司 电源组合移相控制电路及控制方法、电源

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