CN112821776B - 基于iiop拓扑的双主动全桥dc/dc变换器输出电流控制方法 - Google Patents

基于iiop拓扑的双主动全桥dc/dc变换器输出电流控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN112821776B
CN112821776B CN202110188709.9A CN202110188709A CN112821776B CN 112821776 B CN112821776 B CN 112821776B CN 202110188709 A CN202110188709 A CN 202110188709A CN 112821776 B CN112821776 B CN 112821776B
Authority
CN
China
Prior art keywords
active full
input
output
output current
switch tube
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202110188709.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112821776A (zh
Inventor
张笑天
梁佩佩
张玉林
杨博
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Chint Group R & D Center Shanghai Co ltd
Xian Jiaotong University
Original Assignee
Chint Group R & D Center Shanghai Co ltd
Shanghai Chint Power Systems Co ltd
Xian Jiaotong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Chint Group R & D Center Shanghai Co ltd, Shanghai Chint Power Systems Co ltd, Xian Jiaotong University filed Critical Chint Group R & D Center Shanghai Co ltd
Priority to CN202110188709.9A priority Critical patent/CN112821776B/zh
Publication of CN112821776A publication Critical patent/CN112821776A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112821776B publication Critical patent/CN112821776B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Abstract

本发明涉及一种基于IIOP拓扑的双主动全桥DC/DC变换器输出电流控制方法，所述IIOP拓扑包括N个对称型双主动全桥，N≥2，所有对称型双主动全桥的输入端独立、输出端并联并连接至低压直流电网，所述控制方法采用了一种输出电流上翘的控制方法，通过将输入电压基准值与各模块输入电压实际值之差以一定的上翘系数分别反馈至系统的参考输出电流上，控制输出电流的基准信号随输入电压的增大而增大，实现对系统功率传输大小、方向的控制以及实现各模块的均流。本发明控制结构简单且易于实现，各子模块之间控制无互联，有效的提高了系统的可靠性。

Description

基于IIOP拓扑的双主动全桥DC/DC变换器输出电流控制方法
技术领域
本发明涉及一种基于IIOP(Input Independent Output Parallel，输入独立输出并联)的DAB(Dual Active Bridge，双主动全桥)输出电流上翘控制方法，适用于输入侧独立、输出侧并联的模块化电力电子变压器，属于电力电子技术领域。
背景技术
对于AC-DC级采用CHB(Cascaded H Bridge，级联H桥)，DC-DC级采用DAB模块的电力电子变压器，由于前级CHB的特点，该类型的电力电子变压器没有中间级高压直流母线，中间的直流链电容是独立的。因此从DAB级看，所有的DAB模块并不是真正的ISOP(InputSeries Output Parallel，输入串联输出并联)结构，而是IIOP结构。但对DAB级，这两种结构的控制思想大致相同。
双主动全桥模块ISOP拓扑具有承受输入高电压输出大电流的能力，并且具有电气隔离、模块化且功率密度高等特点，能够通过控制实现功率的双向流动，近年来受到了国内外学者的广泛关注。
对于ISOP型电力电子变压器最基本的运行要求是输入侧均压及输出侧均流。对于模块化级联的电力电子变压器，由于模块器件参数存在一定的差异，因此共同占空比控制不能达到理想的模块间功率均衡效果。现有的功率均衡控制策略主要分为基于均压均流环路的控制策略和基于功率的控制策略。基于均压均流环路的控制策略是通过间接控制系统传输功率而实现功率平衡，其控制方法有很多种，如主从控制法、分散控制法、下垂法、上翘法、平均电流法等，这些控制方法都是在最典型的双环控制或三环控制上做出相应的改变，实现不同的控制效果。基于功率的控制策略近年来也受到了关注，其控制方法主要有在线功率积分控制、直接功率控制、虚拟功率控制、模型预测控制等。
对于传统的具有N个子模块的ISOP控制环路，其控制思想为一个输出电压环作为控制外环，其输出量分别与N个输入均压环的输出量叠加，作为N个电流内环的基准值。当系统输出接直流电网时，输出电压环的控制器参数输出为0，此时仅有输入均压环的控制器输出作为输出电流环的基准值，无法对系统的功率大小及传输方向进行有效的控制。
中国专利CN201611001246.6提出一种基于输出电流反馈的ISOP系统输入均压控制方法。该控制方法采用N个电流环和1个输出电压环，电压环的输出分别与N个电流环的输出叠加作为各个子模块控制量。可以理解为当系统子模块输入串联输出并联时，控制部分以输出电压环为主控制器，电压环控制器的输出信号作为主调，而N个电流环的控制器输出作为微调分别叠加至主调，最终的输出信号分别给到N个子模块的调制部分。该控制方法根据系统输入侧电压与输出侧电流的关系，通过对输出电流的均分控制实现输入侧的均压，但当系统输出侧并联接至低压直流电网时，输出电压环失效，控制器的跟踪速度降低，当输入侧电压发生波动时，该控制方法无法实现对输出电流的快速恢复和对输入侧电压波动的有效抑制。
考虑有关ISOP拓扑输出电流反馈的控制，2017年发表在IEEE Transactions onPower Electronics上发表的论文“Output Current-Differential Control Scheme forInput-Series Output-Parallel-Connected Modular DC–DC Converters”提出了一种主从结构输出电流差分控制，该控制每个模块都有独立的电压环，N个电压环输出最高的一相作为系统主模块，该控制方法具备容错能力，使得系统的可靠性提高。由于每个模块具有独立的电压环，因此模块化程度较低；由于采用了主从结构，均流环的参考信号为主模块的输出电流而非系统总输出电流的平均值，因此输出功率控制与理想值会存在一定的偏差。
发表在IEEE Transactions on Power Electronics上发表的论文“Cross-Feedback Output-Current-Sharing Control for Input-Series-Output-ParallelModular DC–DC Converters”给出了一种适用于ISOP拓扑的输出电流交叉反馈方案，其控制思想为将传统的双环控制里电流环的反馈信号更改为除了模块i之外其余N-1个模块的输出电流之和，相互叠加在电流内环上以矫正各模块的功率。但当模块数较多时，多个电流信号相互交叉反馈，容易产生耦合且控制器结构复杂，不便于扩展到模块数较多的场合。
发明内容
本发明的目的是：解决基于IIOP拓扑的DAB系统的子模块之间输出电流不均衡的问题。
为了达到上述目的，本发明的技术方案是提供了一种基于IIOP拓扑的双主动全桥DC/DC变换器输出电流控制方法，所述IIOP拓扑包括N个对称型双主动全桥，N≥2，所有对称型双主动全桥的输入端独立、输出端并联并连接至低压直流电网，其特征在于，所述控制方法包括以下步骤：
通过电压采样得到N个对称型双主动全桥的输入电压Vin1,…,VinN，输入电压Vin1,…,VinN分别与基准电压Vin_ref做差后乘以相应的上翘系数Kc1,…,KcN反馈至系统给定的输出电流基准值Iout_ref上，从而得到N个电流环的基准信号Iout_ref1,…,Iout_refN，使得基准信号Iout_ref1,…,Iout_refN随着输入电压Vin1,…,VinN的增大而增大，从而矫正参考信号，实现输出均流。
优选地，所述对称型双主动全桥由输入电容Cin，带反并联二极管的开关管S1-S4，原边移相电感Lr1，变比为n：1的隔离变压器，副边移相电感Lr2，带反并联二极管的开关管S5-S8以及输出电容Cout组成，其中：
输入电容Cin的正端、开关管S1的集电极、开关管S3的集电极相连于所述对称型双主动全桥的正输入端；输入电容Cin的负端、开关管S2的发射极、开关管S4的发射极相连于所述对称型双主动全桥的负输入端；开关管S1的发射极、开关管S2的集电极相连于移相电感Lr1的一端，移相电感Lr1的另一端相连于隔离变压器原边的正输入端；开关管S3的发射极、开关管S4的集电极相连于隔离变压器原边的负输入端；输出电容Cout的正端、开关管S5的集电极、开关管S7的集电极相连于所述对称型双主动全桥的正输出端；输入电容Cout的负端、开关管S6的发射极、开关管S8的发射极相连于所述对称型双主动全桥的负输出端；开关管S5的发射极、开关管S6的集电极相连于移相电感Lr2的一端，移相电感Lr2的另一端相连于隔离变压器副边的正输出端；开关管S7的发射极、开关管S8的集电极相连于隔离变压器副边的负输出端。
优选地，N个电流环的基准信号Iout_ref1,…,Iout_refN分别与采样得到的N个对称型双主动全桥的输出电流实际值做差作为电流环PI控制器的输入，N个PI控制器的输出分别作为N个对称型双主动全桥单移相控制的移相角，控制N个对称型双主动全桥传输功率的大小及方向。
优选地，第n个所述对称型双主动全桥的输入电压Vinn减去输入电压基准值Vin_ref得到输入电压误差值，n＝1,…,N，该输入电压误差值乘以第n个上翘系数Kcn后与所述输出电流基准值Iout_ref相加得到第n个基准信号Iout_refn，基准信号Iout_refn与第n个对称型双主动全桥的输出电流值Ioutn相减得到输出电流误差值，该输出电流误差值作为PI控制器的输入，PI控制器的输出通过限幅器后输出θ作为控制第n个对称型双主动全桥功率传输大小和方向的移相角。
本发明控制结构简单且易于实现，各子模块之间控制无互联，有效地提高了系统的可靠性。
附图说明
图1为对称型双主动全桥拓扑结构；
图2为双主动全桥IIOP拓扑结构；
图3为基于输出电流上翘控制策略的框图；
图4为单个DAB模块的输出电流上翘控制框图；
图5为采用上翘控制策略下输出电流与输入电压的外特性曲线；
图6为采用不同上翘系数时输出电流与输入电压的外特性曲线；
图7(a)为采用单电流环控制双主动全桥输出电流的基准值波形；
图7(b)为采用单电流环控制双主动全桥两模块输出电流的实际值波形；
图8(a)为采用输出电流上翘控制方法控制输出电流的基准值波形；
图8(b)为采用输出电流上翘控制方法控制双主动全桥两模块输出电流的实际值波形；
图9(a)为采用单电流环控制双主动全桥功率传输时输入电压的均压效果波形；
图9(b)为采用输出电流上翘法控制双主动全桥功率传输时输入电压的均压效果波形。
具体实施方式
下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。
本发明的核心思想是采用了一种输出电流上翘的控制方法，通过将输入电压基准值与各模块输入电压实际值之差以一定的上翘系数分别反馈至系统的参考输出电流上，控制输出电流的基准信号随输入电压的增大而增大，实现对系统功率传输大小、方向的控制以及实现各模块的均流。
下面结合附图对本发明提供的一种基于输入独立输出并联拓扑的双主动全桥DC/DC变换器输出电流控制方法做进一步详细描述。
为达到功率双向流动的目的，本发明采用的是对称型双主动全桥(以下简称“DAB”)。参考图1，DAB由输入电容Cin，带反并联二极管的开关管(本实施例中开关管采用的是IGBT)S1-S4，原边移相电感Lr1，变比为n:1的隔离变压器，副边移相电感Lr2，带反并联二极管的开关管S5-S8以及输出电容Cout组成。具体连接方式是：输入电容Cin的正端、开关管S1的集电极、开关管S3的集电极相连于双主动全桥的正输入端。输入电容Cin的负端、开关管S2的发射极、开关管S4的发射极相连于双主动全桥的负输入端。开关管S1的发射极、开关管S2的集电极相连于移相电感Lr1的一端，移相电感Lr1的另一端相连于隔离变压器原边的正输入端。开关管S3的发射极、开关管S4的集电极相连于隔离变压器原边的负输入端。输出电容Cout的正端、开关管S5的集电极、开关管S7的集电极相连于双主动全桥的正输出端。输入电容Cout的负端、开关管S6的发射极、开关管S8的发射极相连于双主动全桥的负输出端。开关管S5的发射极、开关管S6的集电极相连于移相电感Lr2的一端，移相电感Lr2的另一端相连于隔离变压器副边的正输出端。开关管S7的发射极、开关管S8的集电极相连于隔离变压器副边的负输出端。
本发明最终采用的系统级拓扑结构参考图2，DAB间的具体连接方式为：所有DAB的输入端独立(输入独立端可接CHB子模块输出等)，输出端并联并连接至低压直流电网。
DAB的控制部分参考图3，由于DAB输出侧并联接至低压直流电网，因此控制部分不需要输出电压环，而采用一种输出电流上翘的控制方法。该控制方法通过电压采样得到N个DAB的输入电压Vin1,…,VinN，输入电压Vin1,…,VinN分别与基准电压Vin_ref做差后乘以相应的上翘系数Kc1,…,KcN反馈至系统给定的输出电流基准值Iout_ref上，从而得到N个电流环的基准信号Iout_ref1,…,Iout_refN，使得基准信号Iout_ref1,…,Iout_refN随着输入电压Vin1,…,VinN的增大而增大，从而矫正参考信号，实现输出均流；N个电流环的基准信号Iout_ref1,…,Iout_refN分别与采样得到的N个对称型双主动全桥的输出电流实际值做差作为电流环PI控制器的输入，N个PI控制器的输出分别作为N个DAB单移相控制的移相角，控制N个DAB传输功率的大小及方向。
DAB控制部分的具体连接方式参考图4，本实施例以第一个DAB的控制为例进行说明。第一个DAB的输入电压Vin1减去输入电压基准值Vin_ref得到输入电压误差值，该输入电压误差值乘以上翘系数Kc1后与输出电流参考值Iout_ref相加得到基准信号Iout_ref1，Iout_ref1与第一个DAB的输出电流值Iout1相减得到输出电流误差值，该输出电流误差值作为PI控制器的输入。PI控制器的输出通过限幅器后输出θ作为控制第一个DAB功率传输大小和方向的移相角。
DAB控制部分采用的输出电流上翘控制方法理论分析如下。
DAB传输功率的公式为：
Figure BDA0002944311880000061
式(1)中，P为DAB传输功率，n为变压器变比，Vin为输入电压，Vo为输出电压，fs为开关频率，L为移相电感值，D为半个开关周期内的移相比。
当变压器变比n＝1，DAB输出侧接直流电网时，式(1)可写为
Figure BDA0002944311880000062
式(2)中，Iout为DAB的输出电流。
由式(2)可知输出接直流电网的DAB的输出电流和输入电压呈上翘特性。
参考图3可知，第N个输出电流环的基准值为
Iout_refN＝Iout_ref+KcN(Vin_N-Vin_ref) (3)
当系统运行至稳态工作点时有
Iout_N＝Iout_refN (4)
可得
Iout_N＝KcN·Vin_N+Iout_ref-KcN·Vin_ref (5)
令Iout_cN＝Iout_ref-KcN·Vin_ref，则
Iout_N＝KcN·Vin_N+Iout_cN (6)
以两模块的双主动全桥IIOP拓扑为例，根据图3可知
Iout_ref1-Kc1(Vin1-Vin_ref)＝Iout_ref2-Kc2(Vin2-Vin_ref) (7)
当DAB IIOP系统运行至稳态工作点时，有
Figure BDA0002944311880000071
式(8)中，Vin_all为DAB IIOP的N个DAB块输入电压之和。
结合式(7)和式(8)可得
Figure BDA0002944311880000072
由式(9)可知第1个DAB和第2个DAB的输入电压不平衡度为
Figure BDA0002944311880000073
由式(10)可知DAB的输入电压不平衡度与输出电流环基准值之间的波动与下垂系数有关，当实现各模块输出电流环基准值一致时可实现电压不平衡度为0，即输出均流时即可实现输入均压。
当系统稳定运行时，可得
Figure BDA0002944311880000074
结合式(9)和式(11)可得
Figure BDA0002944311880000075
当Kc1＝Kc2＝Kc时，由式(12)可得
Figure BDA0002944311880000076
由式(13)可以看出，第1个DAB和第2个DAB的DAB IIOP系统的梯度增益只与上翘系数有关。
根据式(6)可得图5所示的输出电流与输入电压的外特性曲线。由图5可知该控制器实现了控制各个双主动全桥模块的输出电流与输入电压外特性呈上翘特性，即各模块的输出电流基准信号随输入电压的增大而增大，从而矫正参考信号，实现双主动全桥模块的输出均流。在稳定状态下，各模块输入电压相等，均工作在稳态工作点。当输入电压受到一定的扰动时，假设子模块1的输入电压移动至A点，此时第1个DAB输入电压Vin_A<Vin_ref，根据输出电流与输入电压呈现正特性，可知第1个DAB的输出电流Iout_A<Iout_ref，因此移相角将被调节增大第1个DAB的输入功率，输入电流将被增大，流过输入电容的电流将被增大，然后第1个DAB的输入电压将被增大，使得第1个DAB的工作点从A点向上移动，最终稳定在O点。假设第2个DAB的输入电压受到扰动移动至B点，同样经过调整移相角会使得第2个DAB的工作点最终恢复至O点。
图6为上翘系数不同时的输入电压与输出电流的外特性曲线图，由图可知模块的上翘系数越大，输入电压的均分效果越好，但输出电流的调节特性会越差；模块的上翘系数越小，输入电压的均分效果越差，但输出电流的调节特性会得到改善。因此在选择上翘系数时，需要同时考虑输入电压的均分效果和输出电流的调节特性，选择合适的上翘系数。
图7(a)及图7(b)为传统输出电流环控制双主动全桥模块均流的效果，图7(a)为控制器电流参考值Iref为恒定值，图7(b)为控制器控制输出电流跟随基准值效果。可知在稳态时可达到较好的跟踪效果以及较小的纹波，但当0.6s投入功率正向运行时，由于输出电流与输入电压相互影响，突然增大的输出电流导致输入电压的跌落，输入电压的跌落导致功率传输最大时(即半开关周期的移相占空比D＝0.5)输出电流仍然达不到基准值的大小，从而导致输出电流控制器较低的跟踪速度。而当输入电压控制器控制输入电压恢复至稳态值附近时，由于输出侧电流控制器跟踪速度的限制，0.7s-0.75s时双主动全桥模块仍工作在最大功率传输点运行，控制器饱和，导致输出电流出现较大的超调，最终产生了系统从投入功率运行到稳定运行过程中的输出电流较长的恢复时间以及输出电流较大的超调量。
图8(a)及图8(b)为采用输出电流上翘控制方法时双主动全桥模块的输出均流效果。图8(a)为控制器将系统投入功率运行时刻输入电压的动态变化过程叠加至输出电流的基准值上时效果波形，图8(b)为控制器控制输出电流跟随基准值效果。可见在系统投入功率运行时输入电压的跌落过程叠加至输出电流的基准值上，导致输出电流基准值产生一定跌落，此刻输出电流环控制器控制输出电流跟踪基准值实现无静差，系统没有工作在最大功率点，控制器没有饱和，改善了输出电流控制器的跟踪速度，使得恢复时间相较图7(b)明显缩短，并且有效抑制了输出电流的超调。
图9(a)及图9(b)为采用输出电流上翘控制方法前后的均压效果。图9(a)为采用传统电流环控制时输入电压Vin1和Vin2的波形图，可见系统在稳定运行一段时间后两模块的输入电压开始震荡发散，均压效果极不理想。图9(b)为采用输出电流上翘控制时的输入电压波形，可见在系统稳定运行5s时间内，输入电压均分效果较好，Vin1和Vin2的偏差极小。因此当选取合适的上翘系数时，输出电流上翘控制同样能够达到较好的输入均压效果。

Claims (2)

1.一种基于IIOP拓扑的双主动全桥DC/DC变换器输出电流控制方法，所述IIOP拓扑包括N个对称型双主动全桥，N≥2，所有对称型双主动全桥的输入端独立、输出端并联并连接至低压直流电网，所述对称型双主动全桥由输入电容Cin，带反并联二极管的开关管S1-S4，原边移相电感Lr1，变比为n:1的隔离变压器，副边移相电感Lr2，带反并联二极管的开关管S5-S8以及输出电容Cout组成，其中：输入电容Cin的正端、开关管S1的集电极、开关管S3的集电极相连于所述对称型双主动全桥的正输入端；输入电容Cin的负端、开关管S2的发射极、开关管S4的发射极相连于所述对称型双主动全桥的负输入端；开关管S1的发射极、开关管S2的集电极相连于移相电感Lr1的一端，移相电感Lr1的另一端相连于隔离变压器原边的正输入端；开关管S3的发射极、开关管S4的集电极相连于隔离变压器原边的负输入端；输出电容Cout的正端、开关管S5的集电极、开关管S7的集电极相连于所述对称型双主动全桥的正输出端；输入电容Cout的负端、开关管S6的发射极、开关管S8的发射极相连于所述对称型双主动全桥的负输出端；开关管S5的发射极、开关管S6的集电极相连于移相电感Lr2的一端，移相电感Lr2的另一端相连于隔离变压器副边的正输出端；开关管S7的发射极、开关管S8的集电极相连于隔离变压器副边的负输出端，其特征在于，所述控制方法包括以下步骤：
通过电压采样得到N个对称型双主动全桥的输入电压Vin1,…,VinN，输入电压Vin1,…,VinN分别与基准电压Vin_ref做差后乘以相应的上翘系数Kc1,…,KcN反馈至系统给定的输出电流基准值Iout_ref上，从而得到N个电流环的基准信号Iout_ref1,…,Iout_refN，使得基准信号Iout_ref1,…,Iout_refN随着输入电压Vin1,…,VinN的增大而增大，从而矫正参考信号，实现输出均流；
N个电流环的基准信号Iout_ref1,…,Iout_refN分别与采样得到的N个对称型双主动全桥的输出电流实际值做差作为电流环PI控制器的输入，N个PI控制器的输出分别作为N个对称型双主动全桥单移相控制的移相角，控制N个对称型双主动全桥传输功率的大小及方向。
2.如权利要求1所述的一种基于IIOP拓扑的双主动全桥DC/DC变换器输出电流控制方法，其特征在于，第n个所述对称型双主动全桥的输入电压Vinn减去输入电压基准值Vin_ref得到输入电压误差值，n＝1,…,N，该输入电压误差值乘以第n个上翘系数Kcn后与所述输出电流基准值Iout_ref相加得到第n个基准信号Iout_refn，基准信号Iout_refn与第n个对称型双主动全桥的输出电流值Ioutn相减得到输出电流误差值，该输出电流误差值作为PI控制器的输入，PI控制器的输出通过限幅器后输出θ作为控制第n个对称型双主动全桥功率传输大小和方向的移相角。
CN202110188709.9A 2021-02-19 2021-02-19 基于iiop拓扑的双主动全桥dc/dc变换器输出电流控制方法 Active CN112821776B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110188709.9A CN112821776B (zh) 2021-02-19 2021-02-19 基于iiop拓扑的双主动全桥dc/dc变换器输出电流控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110188709.9A CN112821776B (zh) 2021-02-19 2021-02-19 基于iiop拓扑的双主动全桥dc/dc变换器输出电流控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112821776A CN112821776A (zh) 2021-05-18
CN112821776B true CN112821776B (zh) 2023-01-17

Family

ID=75865520

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110188709.9A Active CN112821776B (zh) 2021-02-19 2021-02-19 基于iiop拓扑的双主动全桥dc/dc变换器输出电流控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112821776B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114285109B (zh) * 2021-11-23 2024-05-28 合肥工业大学 基于dab的isop型蓄电池检测电源的控制方法、装置及系统
CN114070091B (zh) * 2021-11-24 2022-10-25 广东电网有限责任公司广州供电局 基于isop-dab结构的直流变压器控制方法及装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103312150A (zh) * 2013-05-21 2013-09-18 东南大学 一种输入串联输出并联组合变换器的均压控制方法
CN104993694A (zh) * 2015-07-09 2015-10-21 哈尔滨工业大学 模块化组合直流变换器输入均压控制方法
CN110601544A (zh) * 2019-09-16 2019-12-20 湖南大学 基于两级变换结构的模块化组合式中压直流变换器及控制方法

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101345490B (zh) * 2008-08-26 2012-01-18 南京航空航天大学 输入串联输出并联组合变换器全负载输入均压的控制方法
CN106357109A (zh) * 2016-11-14 2017-01-25 东南大学 一种基于输出电流反馈的isop系统输入均压控制方法
CN108809103B (zh) * 2018-06-05 2019-11-01 合肥工业大学 级联双有源桥dc-dc变换器的最小电流应力控制方法
CN109245557B (zh) * 2018-09-06 2021-10-01 南京南瑞继保电气有限公司 一种模块式变流装置、组合型换流器以及控制方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103312150A (zh) * 2013-05-21 2013-09-18 东南大学 一种输入串联输出并联组合变换器的均压控制方法
CN104993694A (zh) * 2015-07-09 2015-10-21 哈尔滨工业大学 模块化组合直流变换器输入均压控制方法
CN110601544A (zh) * 2019-09-16 2019-12-20 湖南大学 基于两级变换结构的模块化组合式中压直流变换器及控制方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
双有源桥DC-DC变换器性能优化及其串并联系统均压控制研究;高帅;《中国优秀博硕士学位论文全文数据库 工程科技Ⅱ辑》;20210215(第2期);第6页，图1-6 *
输入串联输出并联移相全桥变换器控制策略的研究;韩波;《中国优秀博硕士学位论文全文数据库 工程科技Ⅱ辑》;20180215(第2期);第6页，图1-6 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN112821776A (zh) 2021-05-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107947588A (zh) 具有自然均压特性的isop系统及其控制方法
CN112821776B (zh) 基于iiop拓扑的双主动全桥dc/dc变换器输出电流控制方法
CN101777775A (zh) 一种高频隔离单相光伏并网系统及其控制方法
CN113315141A (zh) 用于脉冲负载船舶的统一电能质量调节器及其控制方法
Ahmed et al. A high-frequency isolated multilevel cascaded-type bipolar direct PWM AC–AC converter for utility voltage compensation
CN113437879B (zh) 一种直流变换器及其控制方法
Wang et al. Analysis and implementation of a transformerless interleaved ZVS high-step-down DC-DC converter
CN111817412B (zh) 一种基于串联数字化稳压器的中高压充电系统控制方法
TWI750649B (zh) 高低頻補償轉換裝置及其方法
CN112117913A (zh) 一种功率变换器及其控制方法
CN114362537B (zh) 一种基于dpc-sdc的dab变换器双重优化控制策略
Lu et al. Unified phase shift control strategy to optimize transient current response in a dual active bridge DC-DC converter during unidirectional and bidirectional power flow changes
CN109004844B (zh) 串联阻抗源变换器的光储协调与输出均压综合控制方法
CN115733370A (zh) 基于模块数和移相角调节的模块化多电平直流变换器调压方法
CN115085557A (zh) 一种基于模型预测控制的多模块直流变换器功率平衡方法
CN111756262B (zh) 一种基于功率交互的并联逆变器下垂控制方法
Kashyap et al. Fault tolerant peak current mode controlled flyback converter for solar PV modules
Antony et al. A Study on a Compact Single Input Dual Output Non-isolated DC-DC Converter With Low Switching Stresses
CN113394764A (zh) 一种基于fpga的功率波动抑制装置
Ranjan et al. Analysis of Dual Active Bridge Converter in Dual-Phase-Shift mode using Pulse-Width Modulation Technique
Yang et al. Research on different balance control strategies for a power electronic traction transformer
Cane et al. Design and Analysis of PI Controller for Isolated Bidirectional DC-DC Converter
CN112117912A (zh) 一种功率变换器及其控制方法
de Oliveira et al. Study and implementation of a high gain bidirectional dc-dc converter for photovoltaic on-grid systems
Aghajani et al. An Optimized Hybrid Model-Based Unified-Phase-Shift Control Strategy for Single-Phase Dual Active Bridge DC-DC Converter

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20230823

Address after: Room 501, Building 53, No. 505 Wuning Road, Putuo District, Shanghai, 200062

Patentee after: Chint Group R & D Center (Shanghai) Co.,Ltd.

Patentee after: XI'AN JIAOTONG University

Address before: 201600 block B, building 4, 3255 Sixian Road, Songjiang District, Shanghai

Patentee before: SHANGHAI CHINT POWER SYSTEMS Co.,Ltd.

Patentee before: XI'AN JIAOTONG University

Patentee before: Chint Group R & D Center (Shanghai) Co.,Ltd.

TR01 Transfer of patent right