CN116345718A - 原边多模块副边多模块的mc-wpt系统及其副边切换方法 - Google Patents

原边多模块副边多模块的mc-wpt系统及其副边切换方法 Download PDF

Info

Publication number
CN116345718A
CN116345718A CN202310332030.1A CN202310332030A CN116345718A CN 116345718 A CN116345718 A CN 116345718A CN 202310332030 A CN202310332030 A CN 202310332030A CN 116345718 A CN116345718 A CN 116345718A
Authority
CN
China
Prior art keywords
module
secondary side
primary
modules
primary side
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202310332030.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN116345718B (zh
Inventor
胡宏晟
郭宏松
苏玉刚
林涛
刘卓然
刘骐铨
赵雷
陈丰伟
孙跃
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Chongqing University
Original Assignee
Chongqing University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Chongqing University filed Critical Chongqing University
Priority to CN202310332030.1A priority Critical patent/CN116345718B/zh
Publication of CN116345718A publication Critical patent/CN116345718A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN116345718B publication Critical patent/CN116345718B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及无线电能传输技术领域，具体公开了一种原边多模块副边多模块的MC‑WPT系统及其副边切换方法，其采用LCC‑S谐振网络，副边端通过高频变压器实现副边模块间的串联，并给出了高频变压器中补偿电容CTσ的参数设计方法，以及给出了副边模块根据后级四管BUCK‑BOOST电路实现投入切出的具体实现步骤，本发明副边模块在整个运行过程中都能实现均压效果；在原边多模块运行时，有效降低了副边各模块的母线电压；通过后级四管BUCK‑BOOST电路，可以有效实现输出电压和输出电流的控制以及副边模块的投入切出，且不影响副边的其他模块；该副边多模块架构有效地增加了系统整体的功率等级，模块的灵活投入切出，提升了系统的模块化程度，增加了系统的可选择性，推动产业化发展。

Description

原边多模块副边多模块的MC-WPT系统及其副边切换方法
技术领域
本发明涉及无线电能传输(Wireless Power Transfer,WPT)技术领域，尤其涉及一种原边多模块副边多模块的MC-WPT系统及其副边切换方法。
背景技术
无线电能传输(Wireless Power Transfer,WPT)技术是指通过不同的软介质，将供电电源的电能以无线传输的方式传输至用电设备。磁耦合无线电能传输(MagneticCoupling Wireless Power Transfer,MC-WPT)技术是目前WPT技术领域的一大研究热门，MC-WPT技术以磁场作为能量载体，通过线圈间高频交流电能与高频交变磁场的相互转换来实现对无线电能的传输。目前，MC-WPT技术已经广泛应用于消费电子、电动汽车、生物医疗、海事应用、矿井、新能源等诸多领域。
随着无线充电系统功率等级的提升，单个逆变器受到开关管功率容量和价格等的限制，往往难以完成需求。对于这种情况，往往采用模块化串并联的方法来提升功率的容量，既能够降低研发周期，也能降低成本，同时还有利于实现系统冗余供电，提高系统稳定性和可靠性。但是模块化串并联的方法存在着轻载效率低，模块数目固定，模块间电压电流不均导致的环流等问题。而且多模块的串并联大多使用在原边，在大功率下，原边多模块的满载运行会造成副边模块开光管两端电压应力过高，造成更多的开关管损耗，更严重可能会超过开关管的电压应力限制，导致系统的不可靠，即原边多模块导致的副边模块母线电压过高以及模块化的投入切出的问题。对应模块化的系统，很有必要保证其安全性以及灵活性。
在MC-WPT系统模块化的相关研究中，主要由两种方法实现系统模块的投入切出。第一种方法分析了多模块原边的两种切出方式，断路切出和短路切出，但断路切出即把原边切出模块的开关管直接断开，但这会造成很大的冲击，瞬态响应过大；短路切出即把切出模块同一桥臂的上下管同时短路，使其电流不流过后面电路来实现切出，但是其切出会导致其他模块的失谐。第二种方法提出了一种原边解耦的多模块架构，能够在保持其他模块不失谐的情况下，实现原边模块的投入切出。
而对应多模块母线电压过高的问题，主要通过模块间的串联均压来解决。有文献提出了一种基于多电平拓扑实现串联均压形式扩容的方法，多个逆变模块输出串联，通过各模块的协调控制，使谐振腔输入电压呈现多电平阶梯波的形式。该方案控制较为复杂，且不能实现模块的投入切出。有文献提出了一种高频变压器副边串联拓扑，每个逆变模块输入共直流母线，逆变输出接高频变压器，每一个高频变压器的副边串联后连接至谐振腔。该方案虽然能实现原边投切，但副边仍然为单模块，且切出模块无法完全从电气上切出，影响系统效率。
这几篇文献都没有提出副边多模块，而且这两种投切方法对于副边来说并不现实，因为副边为不可控整流，不能对管子进行恒通或者恒断的操作。而且对应原边多模块导致的副边模块母线电压过高的问题，副边不能直接采用串联多模块的方法，副边的不可控整流会导致多模块失去作用，仍然有着副边母线电压过高的问题。因此需要采取合理的架构及控制策略来实现副边模块的投入切出以及其模块间的均压效果。
发明内容
本发明提供原边多模块副边多模块的MC-WPT系统及其副边切换方法，解决的技术问题在于：如何构建一种原边多模块副边多模块的MC-WPT系统，在原边多模块运行的情况下，实现副边多模块运行过程中每个模块的均压，以减小每个模块间的电压应力；以及如何控制MC-WPT系统在运行过程中在不影响其他模块的前提下，实现灵活投入切出。
为解决以上技术问题，本发明提供一种原边多模块副边多模块的MC-WPT系统，其关键在于：包括原边端和副边端；
所述原边端包括直流电源、发射线圈支路以及并联在所述直流电源与所述发射线圈支路之间的多个原边模块，每个所述原边模块包括顺序连接的逆变器和原边补偿网络，所述发射线圈支路包括发射线圈Lp及其串联补偿电容Cpc-out；
所述副边端包括接收线圈支路、负载电阻RL-NPo以及多个副边模块，每个所述副边模块包括顺序连接的变压器、整流模块、四管BUCK-BOOST电路，每个所述变压器包括初级线圈和次级线圈，多个所述初级线圈顺序串联在所述接收线圈支路的两端，每个所述四管BUCK-BOOST电路的输出端连接所述负载电阻RL-NPo的两端。
优选的，每个所述初级线圈还串联有一个补偿电容CTσ，且CTσ满足：
Figure BDA0004155190330000031
其中，ωs表示所述逆变器的开关角频率，LTm为所述变压器初级侧的励磁电感，σT为所述变压器初级侧或次级侧的漏感LTσ与LTm的比值。
优选的，每个所述初级线圈和所述次级线圈均串联有一个补偿电容CTσ，且CTσ满足：
Figure BDA0004155190330000032
其中，ωs表示所述接收线圈支路的谐振角频率，LTm为所述变压器初级侧的励磁电感，σT为所述变压器初级侧或次级侧的漏感LTσ与LTm的比值。
优选的，所述原边补偿网络包括串联谐振电感Lpr与并联谐振电容Cpr，所述串联谐振电感Lpr、所述并联谐振电容Cpr与所述串联补偿电容Cpc-out共同组成LCC补偿网络，所述原边补偿网络还包括与所述发射线圈Lp串联的解耦电感Lpc。
优选的，所述变压器的匝比为1。
优选的，所述四管BUCK-BOOST电路包括四个MOS管G1、G2、G3和G4，MOS管G1和所述MOS管G2为互补导通，MOS管G3和MOS管G4为互补导通，所述MOS管G1的输入端与前级电路的正极相连，MOS管G2的输出端与所述前级电路的负极相连，所述MOS管G3的输入端与后级电路的正极相连，所述MOS管G4的输出端与所述后级电路的负极相连。
本发明还提供一种原边多模块副边多模块的MC-WPT系统的副边模块控制方法，其关键在于，当需要切出副边模块时，采取以下步骤：
S11、针对需要切出的副边模块，将其四管BUCK-BOOST电路的占空比D以每次增加ΔD而缓慢增加到最大值Dmax；其余副边模块仍保持正常工作时的占空比Dwork运行；
S12、将需要切出的副边模块的MOS管G3关闭，MOS管G4导通；
S13、将需要切出的副边模块的MOS管G1、G2导通，MOS管G3、G4关闭。
进一步地，当需要投入副边模块时，采取以下步骤：
S21、解除需要投入的副边模块的短路状态，回复正常工作模式；
S22、令需要投入的副边模块的四管BUCK-BOOST电路的占空比D＝Dmax；
S23、将需要投入的副边模块的四管BUCK-BOOST电路的占空比D从Dmax以每次减小ΔD而缓慢减小到正常工作时的占空比Dwork；
S24、对投入的副边模块采取集中控制。
本发明提供的一种原边多模块副边多模块的MC-WPT系统及其副边切换方法，其采用LCC-S谐振网络，副边端通过高频变压器实现副边模块间的串联，并给出了高频变压器中补偿电容CTσ的参数设计方法，以及给出了副边模块根据后级四管BUCK-BOOST电路实现投入切出的具体实现步骤，本发明：
1)副边模块在整个运行过程中都能实现均压效果；
2)在原边多模块运行时，有效降低了副边各模块的母线电压；
3)通过后级四管BUCK-BOOST电路，可以有效实现输出电压和输出电流的控制以及副边模块的投入切出，且不影响副边的其他模块；
4)该副边多模块架构有效地增加了系统整体的功率等级，模块的灵活投入切出，提升了系统的模块化程度，增加了系统的可选择性，推动产业化发展。
附图说明
图1是本发明实施例提供的原边多模块副边多模块的MC-WPT系统的电路图；
图2是本发明实施例提供的原边单模块副边单模块的MC-WPT系统的电路图；
图3是本发明实施例提供的图1的第一等效电路图；
图4是本发明实施例提供的图1的第二等效电路图；
图5是本发明实施例提供的变压器部分等效电路图，其中(a)对应方案一，(b)对应方案二；
图6是本发明实施例提供的方案一中失谐率γT关于LTm和模块带载系数pT的关系图；
图7是本发明实施例提供的方案一中阻抗转化系数为τT关于LTm和模块带载系数pT的关系图；
图8是本发明实施例提供的方案二中失谐率γT关于LTm和模块带载系数PT的关系图；
图9是本发明实施例提供的方案二中阻抗转化系数为τT关于LTm和模块带载系数pT的关系图；
图10是本发明实施例提供的图4的等效电路图；
图11是本发明实施例提供的变压器次级侧短路模式下失谐率γT关于剩余模块带载系数PT的关系图；
图12是本发明实施例提供的副边模块短路切出电路图；
图13是本发明实施例提供的副边模块短路切出逻辑图；
图14是本发明实施例提供的副边模块投入逻辑图；
图15是本发明实施例提供的原副边模块在002s一起切出一个模块时三个副边变压器初级侧的电压波形图；
图16是本发明实施例提供的原副边模块在002s一起切出一个模块时副边负载输出电压(上)电流(下)的波形图；
图17是本发明实施例提供的原副边模块在002s一起切出一个模块时发射线圈电流(上)接收线圈电流(下)的波形图；
图18是本发明实施例提供的原副边模块在002s一起投入一个模块时三个副边变压器初级侧的电压波形图；
图19是本发明实施例提供的原副边模块在002s一起投入一个模块时副边负载输出电压(上)电流(下)的波形图；
图20是本发明实施例提供的原副边模块在002s一起投入一个模块时发射线圈电流(上)接收线圈电流(下)的波形图；
图21是本发明实施例提供的原边三模块副边单模块的副边端口电压波形图。
具体实施方式
下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。
本发明实施例提供一种原边多模块副边多模块的MC-WPT系统，如图1所示，在本实施例中，包括原边端和副边端。
原边端包括直流电源、发射线圈支路以及并联在直流电源与发射线圈支路之间的N个原边模块，每个原边模块包括顺序连接的逆变器和原边补偿网络，发射线圈支路包括发射线圈Lp及其串联补偿电容Cpc-out。
副边端包括接收线圈支路、负载电阻RL-NPo以及N个副边模块，每个副边模块包括顺序连接的变压器、整流模块、四管BUCK-BOOST电路，每个变压器包括初级线圈和次级线圈，多个初级线圈顺序串联在接收线圈支路的两端，每个四管BUCK_BOOST电路的输出端连接负载电阻RL-NPo的两端。
具体的，本例MC-WPT系统采用LCC-S谐振网络，原边补偿网络包括串联谐振电感Lpr与并联谐振电容Cpr，串联谐振电感Lpr、并联谐振电容Cpr与串联补偿电容Cpc-out共同组成LCC补偿网络，原边补偿网络还包括与发射线圈Lp串联的解耦电感Lpc。从图1还可以看到，每个原边模块在逆变器的输出端还设有滤波电容CDC，而串联谐振电感Lpr平分为两个部分接入电路中，解耦电感Lpc平分为两个部分接入电路中。
如图1所示，四管BUCK-BOOST电路包括四个MOS管G1、G2、G3和G4，MOS管G1和MOS管G2为互补导通，MOS管G3和MOS管G4为互补导通，MOS管G1的输入端与前级电路的正极相连，MOS管G2的输出端与前级电路的负极相连，MOS管G3的输入端与后级电路的正极相连，MOS管G4的输出端与后级电路的负极相连。从图1还可以看到，四管BUCK_BOOST电路还包括电感L1、输入滤波电容Crec和输出滤波电容CL。
图1为了区分各个模块中的相同的元器件，均用下标“N或-N”作以区分，比如在副边模块1中的四管BUCK-BOOST电路分别为G11、G12、G13和G14，在副边模块N中的四管BUCK-BOOST电路分别为GN1、GN2、GN3和GN4。
本系统原边采用了一种应力解耦多模块并联拓扑，该拓扑相较于普通LCC拓扑增加了解耦电感Lpc-N，通过对解耦电感的合理设计，可以使得该拓扑模块内部的阻抗、电流电压应力与模块数目无关，从而使得原边可以在不失谐的情况下通过相应的投入切出方案实现模块的投切，实现功率模块按需投切的目的，且有效增加了系统能输出的最大功率。
本系统原边实现了对系统的扩容，由于选择的电路为电压型输出，原边系统的扩容会导致副边输出电压增大，而副边的二极管和开关管都是有应力上限的，所以副边也应该对应地实现系统的扩充，所以提出了一种多模块串联拓扑。该拓扑在每个串联模块前加了一个高频变压器来实现电气隔离，从而实现副边在整个运行过程中的均压效果，并通过后级四管BUCK-BOOST电路包括实现对输出电压的升压或降压，来满足实际需求电压。
副边端实现均压的原理如下：
当系统在原边单模块、副边单模块工作时，其电路图如图2所示：
图2中，令后级BUCK-BOOST电路的等效占空比为D1，则该系统副边母线电压Urec、传输功率PL-1P0以及负载电压UL的表达式为(T1采用匝比为1的理想变压器进行分析)：
Figure BDA0004155190330000081
Figure BDA0004155190330000082
Figure BDA0004155190330000083
当系统采用原边N模块、副边N模块的扩容系统时，其电路图如图1所示。传输功率PL-NP0＝N*PL-1P0，负载RL-NP0＝RL-1P0/N。为方便分析副边电流流通路径，将图1简化为如图3所示的等效电路。
该系统电路拓扑为副边恒压输出，故可以将副边输出等效为一个电压源Uoc，从图3可以看出，在Uoc的作用下，N个高频变压器的原边串联，与系统副边谐振腔共同构成一个闭合回路，高频变压器的次级侧与其对应的模块相连接。当系统开始进行能量传输时，副边谐振腔的电流通过N个高频变压器流向N个模块的整流桥。则模块1的电流路径为：T1→Us-1+→D11→Urec1+→RDC-DC→Urec1-→D14→Us-1-→T1，模块N的电流路径为TN→Us-N+→DN1→UrecN+→RDC-DC→UrecN-→DN4→Us-N-→TN，可以看出加了高频变压器后，每个模块的整流桥都有电流输入。
下面对副边N模块应力情况进行分析，将图1简化为如图4所示的等效电路。第i个模块整流输入端等效电阻Rac-i的表达式为：
Figure BDA0004155190330000091
其中，RL-i为RL-NP0在第i个模块上的等效负载，当每个模块的后级BUCK-BOOST的等效占空比都近似相等时，即D1＝...＝Di＝...＝DN时，每个模块的等效负载均相等，其大小为：
RL-i＝NRL-NPo (5)
结合式(4)和式(5)可知，Rac-1＝...＝Rac-i＝...＝Rac-N，可以看出每个高频变压器的次级侧输出电阻均相等，所以其映射到初级侧的阻抗也是相等的，而图4中Ls和Cs是谐振的，故输出电压Uoc可以均压地平分到每个高频变压器的初级线圈上，可以计算得第1个模块的母线电压表达式：
Figure BDA0004155190330000092
第1个模块的负载电压UL表达式：
Figure BDA0004155190330000093
第1个模块的输出功率表达式：
Figure BDA0004155190330000094
通过对比公式(1)和公式(6)，公式(2)和公式(7)，公式(3)和公式(8)，可以得到该结构下的WPT系统，在单模块工作与多模块工作时，副边第1个模块的母线电压、负载电压以及输出功率均相等。当原副边模块按需进行数目的增减时，采用本结构可以实现副边每个模块在工作时保持应力不变。该特性有助于提升系统功率配置的灵活性，同时模块化的技术方案也有助于该技术的产业化推广。
对于如图1所示的拓扑结构，每一个副边模块连接至高频变压器的次级线圈，然后每一个高频变压器的初级侧串联并接入副边谐振腔，以此来实现模块之间的电气隔离，从而实现各模块之间的分压，在上文也提及了其原理。其中，高频变压器的变比可以根据实际需求来定，由于本发明在每个模块的后端加了一级BUCK-BOOST电路，可以根据BUCK-BOOST来调节输出的电压，故可以选取适合于计算的参数，本例匝比暂定为1，其他实施方式可采用其他匝比。
对于高频变压器来说，高频变压器的充磁电感增大，会导致其漏感也相应的增大，这就需要补偿电容CTσN对变压器初级次级侧的漏感去进行补偿。有以下两种补偿方案，如图5所示：
方案一：如图5(a)所示，高频变压器的初级侧接一个串联的补偿电容CTσN，该补偿电容对变压器初级侧的漏感和次级侧映射到初级侧的漏感一起进行补偿；
方案二：如图5(b)所示，高频变压器的初级和次级分别接一个补偿电容CTσN，分别对各种的变压器漏感进行补偿。
图5中，ZTin为高频变压器看过去的整体输入阻抗，LTm为励磁电感，左右LTσ分别为初级侧和次级侧的漏感，n1和n2分别为变压器初级侧和次级侧的绕线匝数，这里取n1＝n2。Rac-1Po为单模块工作时整流输入端满载等效电阻。定义漏感与励磁电感的比值为σT，暂取0.02。定义模块带载系数为PT，满载时为1，半载时为0.5，以此类推。相关的定义表达式为：
Figure BDA0004155190330000101
1)针对方案一
补偿电容CTσN的取值原则为：
Figure BDA0004155190330000102
其中，ωs表示逆变器的开关角频率。
根据图5(a)和公式(9)、(10)可以得到ZTin的表达式为：
Figure BDA0004155190330000111
由公式(11)可知，变压器输入端的阻感性和励磁电感的大小以及带载情况都有关系，先定义变压器输入端的失谐系数γT来描述变压器的阻感性的程度，其表达式为：
Figure BDA0004155190330000112
γT越大，变压器输入端等效的感性成分越大，系统感性越严重，传输功率会受到影响。现画出γT关于LTm以及模块带载系数PT的关系图如下图6所示。
可以看出在方案一中，励磁电感越大，变压器输入端的失谐率越低。当系统传输功率减小时，即带载系数降低时，变压器输入端的失谐率增大。该现象可解释为：当系统满载运行时，励磁电感的感抗远大于Rac，Rac与变压器次级漏感串联后再与励磁电感并联，变压器输入端阻抗的主要成分为Rac和次级漏感，所以满载时，变压器输入端失谐率较低；而当系统功率下降时，Rac增大，逐渐接近并超过变压器励磁电感的感抗，此时变压器输入端阻抗的主要成分为励磁电感、Rac以及变压器次级漏感，所以变压器输入端的失谐率增加。
从上一段的分析可知，当传输功率下降时，变压器励磁电感在变压器输入端阻抗的求解中不可忽略，故还需分析变压器输入端阻抗实部与Rac的关系，定义变压器输入端的阻抗转化系数为τT，其表达式为：
Figure BDA0004155190330000113
τT越接近1，变压器输入端等效的阻性成分越接近于Rac，对系统传输功率的影响越小。基于公式(1)，画出方案一中τT关于LTm以及模块带载系数为pT的关系图如图7所示。
从图7可知，变压器励磁电感越大，变压器输入端阻抗的实部就越接近Rac，而IPT系统传输功率下降时，变压器输入端阻抗的实部与Rac的差异就越大。该现象的产生原因与图6类似，励磁电感越大，其在变压器输入端阻抗中的占比就越大，阻抗实部与Rac的差异就越大。
2)针对方案二
补偿电容CTσN的取值原则为：
Figure BDA0004155190330000121
根据图5(b)和公式(9)、(13)可以得到ZTin的表达式为：
Figure BDA0004155190330000122
同样画出γT关于LTm以及模块带载系数PT的关系图如图8所示。
可以看出方案二和方案一在失谐特性上相似，均为励磁电感越大，变压器输入端的失谐率越低，系统带载越轻，失谐率越高。
基于及公式(13)，画出方案二中τT关于LTm以及模块带载系数为pT的关系图如图9所示。
结合方案一中的图7与方案二中的图9可知，方案二的阻抗转化特性与方案一类似，变压器励磁电感越大，变压器输入端阻抗的实部就越接近Rac，而系统传输功率下降时，变压器输入端阻抗的实部与Rac的差异就越大。但在相同的工况下，相比于方案一，方案二中变压器输入阻抗的实部更加接近Rac。
综上，方案一和方案二均具备可行性，但考虑到方案二比方案一多一个电容，N个模块就多了N个电容，而电容在系统中又是容易老化的无源元件，故选择方案一作为本例最终实施的方案。给出系统相关参考参数如表1所示：
表1副边多模块系统相关参数
Figure BDA0004155190330000131
如图1所示，副边端每一个副边模块都连接一个高频变压器，通过高频变压器的电气隔离特性实现副边功率模块的串联均压特性。在实际的操作中，需要调整模块的数量来满足实际功率的需求，这就需要能够在使用过程中实现模块的投入切出功能。这里给出副边模块的投入切出方案，采取短路切出。
对短路切出影响进行分析，以N模块为例，把图4的电路等效为图10所示。
图10中的变压器输入阻抗ZTin的表达式为：
Figure BDA0004155190330000132
以N＝3个副边模块工作为例，使第i个模块高频变压器次级侧短路时，相当于使得公式(15)中pT-i的取值为0，取变压器励磁电感LTm为3mH，分别不同工作模块数目h下，失谐率γT关于剩余模块带载系数PT的关系图如图11所示。从图11可知，当三个模块工作时，副边模块变压器输入端阻抗的失谐率很低，不影响谐振腔的谐振状态。当模块发生切出，且变压器次级侧做短路处理时，输入阻抗的失谐率γT变化也不大，该方案具有可行性。
副边变压器输出短路的切出方案需要通过后级四管BUCK-BOOST电路来实现。模块切出的电路图如图12所示。
模块的切出方案如下：
剩余工作模块按照原来的策略进行控制，需要切出的模块把对应的后级四开关BUCK-BOOST的占空比缓慢增加到最大值Dmax，此时后级四开关BUCK-BOOST工作在最大增益的Boost模式，输出电压UL由其他模块而钳位在原来的大小，根据增益计算可以得到切出的模块的UrecN的数值极小。为了避免在切出过程中的电流冲击，当D≥Dmax时，令Boost上管关闭，下管导通(即右边桥臂上管关闭，下管导通)，此时电流的流通路径为图12的②号虚线路径，由于电感的存在，可以避免电路中电流的冲击。待切出的模块对应的高频逆变器原边仍串联在接收线圈上，即使模块切出，高频逆变器的副边仍然有电流，即电感LN上仍存在电流。为减小系统损耗，令Buck的两个开关管导通，并关闭Boost的两个开关管，(导通左边桥臂的管子，关闭右边桥臂的管子)，此时电流的流通路径为图12的①号虚线路径，从而完成模块的短路切出过程。
模块的切出流程如图13所示，具体包括步骤：
S11、针对需要切出的副边模块，将其四管BUCK-BOOST电路的占空比D以每次增加ΔD而缓慢增加到最大值Dmax；其余副边模块仍保持正常工作时的占空比Dwork运行；
S12、将需要切出的副边模块的MOS管G3关闭(＝0)，MOS管G4导通(＝1)；
S13、将需要切出的副边模块的MOS管G1、G2导通(＝1)，MOS管G3、G4关闭(＝0)。
当系统功率增大时，就需要对应投入模块，但直接给后级四开关BUCK-BOOST一个较大的占空比信号会导致系统震荡，影响系统整体的安全性，降低效率，故系统需要缓起，模块的投入流程如图14所示，具体包括步骤：
S21、解除需要投入的副边模块的短路状态，回复正常工作模式；
S22、令需要投入的副边模块的四管BUCK-BOOST电路的占空比D＝Dmax(此时四管BUCK-BOOST电路工作在最大增益的Boost状态，此时投入的模块的UrecN的数值极小，对系统的影响不大)；
S23、将需要投入的副边模块的四管BUCK-BOOST电路的占空比D从Dmax以每次减小ΔD而缓慢减小到正常工作时的占空比Dwork；
S24、对投入的副边模块采取集中控制。
本例还参照图1在SIMULINK中搭建了原边三模块并联、副边三模块串联的一个模型。对应的参数如下表2所示。
表2多模块系统相关参数
Figure BDA0004155190330000151
切出：原副边在0.02s时一起切出一个模块，其三个副边变压器原边的电压波形如图15所示(从上到下依次为模块1、2、3，0.02s时切出模块1)，副边负载输出电压电流如图16所示(上为电压，下为电流)，发射接收线圈电流如图17所示(上为发射线圈电流，下为接收线圈电流)。从仿真结果可以看出，当在0.02s同时切出原边副边一个模块时，原边电流降低，副边电流以及未切出模块的电压保持不变，负载输出电流电压保持不变，切出方案不影响其他模块，且切出时的冲击较小，短路切出方案有效。且在整个运行过程中，副边模块都能实现均压效果。
投入：原副边在0.02s时一起投入一个模块，其三个副边变压器原边的电压波形如图18所示(从上到下依次为模块1、2、3，0.02s时投入模块1)，副边负载输出电压电流如图19所示(上为电压，下为电流)，发射接收线圈电流如图20所示(上为发射线圈电流，下为接收线圈电流)。从仿真结果可以看出，当在0.02s同时投入原边副边一个模块时，原边电流增加，副边电流以及其他模块的电压稳定后基本保持不变，负载输出电流电压保持不变，投入方案不影响其他模块，且切出时的冲击较小，投入方案有效。且在整个运行过程中，副边模块都能实现均压效果。
单模块对比：
图21为原边三模块副边单模块的副边端口电压，可以看出，副边单模块的端口电压几乎为三模块中单模块的三倍，副边多模块结构可以很好地实现对接收线圈端口电压分压的效果。
综上所述，本发明实施例提供的一种原边多模块副边多模块的MC-WPT系统及其副边切换方法，采用LCC-S谐振网络，副边端通过高频变压器实现副边模块间的串联，并给出了高频变压器中补偿电容CTσ的参数设计方法，以及给出了副边模块根据后级四管BUCK-BOOST电路实现投入切出的具体实现步骤，最后通过仿真验证了系统够实现副边模块间均压，投入切出方案的可行性。本发明：
1)副边模块在整个运行过程中都能实现均压效果；
2)在原边多模块运行时，有效降低了副边各模块的母线电压；
3)通过后级四管BUCK-BOOST电路，可以有效实现输出电压和输出电流的控制以及副边模块的投入切出，且不影响副边的其他模块；
4)该副边多模块架构有效地增加了系统整体的功率等级，模块的灵活投入切出，提升了系统的模块化程度，增加了系统的可选择性，推动产业化发展。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.原边多模块副边多模块的MC-WPT系统，其特征在于，包括原边端和副边端；
所述原边端包括直流电源、发射线圈支路以及并联在所述直流电源与所述发射线圈支路之间的多个原边模块，每个所述原边模块包括顺序连接的逆变器和原边补偿网络，所述发射线圈支路包括发射线圈Lp及其串联补偿电容Cpc-out；
所述副边端包括接收线圈支路、负载电阻RL-NPo以及多个副边模块，每个所述副边模块包括顺序连接的变压器、整流模块、四管BUCK-BOOST电路，每个所述变压器包括初级线圈和次级线圈，多个所述初级线圈顺序串联在所述接收线圈支路的两端，每个所述四管BUCK-BOOST电路的输出端连接所述负载电阻RL-NPo的两端。
2.根据权利要求1所述的原边多模块副边多模块的MC-WPT系统，其特征在于，每个所述初级线圈还串联有一个补偿电容CTσ，且CTσ满足：
Figure FDA0004155190320000011
其中，ωs表示所述逆变器的开关角频率，LTm为所述变压器初级侧的励磁电感，σT为所述变压器初级侧或次级侧的漏感LTσ与LTm的比值。
3.根据权利要求1所述的原边多模块副边多模块的MC-WPT系统，其特征在于，每个所述初级线圈和所述次级线圈均串联有一个补偿电容CTσ，且CTσ满足：
Figure FDA0004155190320000012
其中，ωs表示所述接收线圈支路的谐振角频率，LTm为所述变压器初级侧的励磁电感，σT为所述变压器初级侧或次级侧的漏感LTσ与LTm的比值。
4.根据权利要求1所述的原边多模块副边多模块的MC-WPT系统，其特征在于：所述原边补偿网络包括串联谐振电感Lpr与并联谐振电容Cpr，所述串联谐振电感Lpr、所述并联谐振电容Cpr与所述串联补偿电容Cpc-out共同组成LCC补偿网络，所述原边补偿网络还包括与所述发射线圈Lp串联的解耦电感Lpc。
5.根据权利要求1所述的原边多模块副边多模块的MC-WPT系统，其特征在于：所述变压器的匝比为1。
6.根据权利要求1～5任意一项所述的原边多模块副边多模块的MC-WPT系统，其特征在于，所述四管BUCK-BOOST电路包括四个MOS管G1、G2、G3和G4，MOS管G1和所述MOS管G2为互补导通，MOS管G3和MOS管G4为互补导通，所述MOS管G1的输入端与前级电路的正极相连，MOS管G2的输出端与所述前级电路的负极相连，所述MOS管G3的输入端与后级电路的正极相连，所述MOS管G4的输出端与所述后级电路的负极相连。
7.权利要求6所述的原边多模块副边多模块的MC-WPT系统的副边模块控制方法，其特征在于，当需要切出副边模块时，采取以下步骤：
S11、针对需要切出的副边模块，将其四管BUCK-BOOST电路的占空比D以每次增加ΔD而缓慢增加到最大值Dmax；其余副边模块仍保持正常工作时的占空比Dwork运行；
S12、将需要切出的副边模块的MOS管G3关闭，MOS管G4导通；
S13、将需要切出的副边模块的MOS管G1、G2导通，MOS管G3、G4关闭。
8.根据权利要求7所述的原边多模块副边多模块的MC-WPT系统的副边模块控制方法，其特征在于，当需要投入副边模块时，采取以下步骤：
S21、解除需要投入的副边模块的短路状态，回复正常工作模式；
S22、令需要投入的副边模块的四管BUCK-BOOST电路的占空比D＝Dmax；
S23、将需要投入的副边模块的四管BUCK-BOOST电路的占空比D从Dmax以每次减小ΔD而缓慢减小到正常工作时的占空比Dwork；
S24、对投入的副边模块采取集中控制。
CN202310332030.1A 2023-03-31 2023-03-31 原边多模块副边多模块的mc-wpt系统及其副边切换方法 Active CN116345718B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310332030.1A CN116345718B (zh) 2023-03-31 2023-03-31 原边多模块副边多模块的mc-wpt系统及其副边切换方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310332030.1A CN116345718B (zh) 2023-03-31 2023-03-31 原边多模块副边多模块的mc-wpt系统及其副边切换方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN116345718A true CN116345718A (zh) 2023-06-27
CN116345718B CN116345718B (zh) 2024-04-16

Family

ID=86882110

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202310332030.1A Active CN116345718B (zh) 2023-03-31 2023-03-31 原边多模块副边多模块的mc-wpt系统及其副边切换方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN116345718B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117784617A (zh) * 2024-02-26 2024-03-29 西安图为电气技术有限公司 模块控制方法、装置、计算机设备、存储介质和产品

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108282035A (zh) * 2018-02-07 2018-07-13 山东大学 适用于抗系统参数宽范围波动的无线电能传输装置及方法
WO2019029250A1 (zh) * 2017-08-09 2019-02-14 广州金升阳科技有限公司 一种电源系统
CN110429720A (zh) * 2019-08-20 2019-11-08 南京航空航天大学 一种实现恒流恒压输出切换的感应式无线电能传输系统
CN110808641A (zh) * 2019-11-01 2020-02-18 南京航空航天大学 一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑
CN114734842A (zh) * 2022-03-16 2022-07-12 昆明理工大学 一种双侧LCC-nT拓扑的低压大电流无线充电系统
CN115848177A (zh) * 2022-12-30 2023-03-28 重庆大学 一种用于自动引导车的抗偏移恒流输出无线充电系统

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019029250A1 (zh) * 2017-08-09 2019-02-14 广州金升阳科技有限公司 一种电源系统
CN108282035A (zh) * 2018-02-07 2018-07-13 山东大学 适用于抗系统参数宽范围波动的无线电能传输装置及方法
CN110429720A (zh) * 2019-08-20 2019-11-08 南京航空航天大学 一种实现恒流恒压输出切换的感应式无线电能传输系统
CN110808641A (zh) * 2019-11-01 2020-02-18 南京航空航天大学 一种基于多频能量并行传输的具有强抗偏移性能的无线电能传输拓扑
CN114734842A (zh) * 2022-03-16 2022-07-12 昆明理工大学 一种双侧LCC-nT拓扑的低压大电流无线充电系统
CN115848177A (zh) * 2022-12-30 2023-03-28 重庆大学 一种用于自动引导车的抗偏移恒流输出无线充电系统

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HONGSHENG HU 等: "A Parallel Topology for Modularized IPT Systems", 《2019 IEEE ENERGY CONVERSION CONGRESS AND EXPOSITION 》, 28 November 2019 (2019-11-28), pages 1245 - 1250 *
孙跃;张路;王智慧;戴欣;蒋成;: "交流包络调制无线电能传输系统的负载稳压输出研究", 电力系统自动化, no. 02, 25 January 2017 (2017-01-25), pages 33 - 37 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117784617A (zh) * 2024-02-26 2024-03-29 西安图为电气技术有限公司 模块控制方法、装置、计算机设备、存储介质和产品
CN117784617B (zh) * 2024-02-26 2024-05-10 西安图为电气技术有限公司 模块控制方法、装置、计算机设备、存储介质和产品

Also Published As

Publication number Publication date
CN116345718B (zh) 2024-04-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109617190B (zh) 基于恒流-恒压复合拓扑的可抗偏移电池无线充电系统
CN109130903B (zh) 一种双侧lccl-t拓扑的低压大功率无线充电系统
US6160374A (en) Power-factor-corrected single-stage inductive charger
CN109617250B (zh) 一种基于组合型拓扑的抗偏移无线电能传输系统
CN112087061B (zh) 一种可自动恒流-恒压切换的三线圈电池无线充电系统
KR20200018244A (ko) 충전 회로의 위상 시프트 제어 방법
CN113659684A (zh) 副边cl/s恒流恒压ipt充电系统及其参数设计方法
CN103166474B (zh) 原边串联副边串并联补偿非接触谐振变换器
CN110266194B (zh) 一种对称谐振腔的双向dc-dc变换器
CN116345718B (zh) 原边多模块副边多模块的mc-wpt系统及其副边切换方法
CN104578820B (zh) 一种高功率密度交流大电流发生器
CN111740510B (zh) 基于移相调节控制的无线充电方法及系统
CN113162167A (zh) 一种恒流恒压自主切换的无线充电系统
CN112003387B (zh) 一种基于改进型s/s补偿网络的恒压恒流无线充电系统
CN115173717B (zh) 输入串联输出并联的固态变压器系统及辅助电源获取与输入电压均压的方法
CN110504836A (zh) 基于STC电路与谐振Buck电路的降压变换器
CN207612192U (zh) 一种高功率密度电源模块的集中器
CN113364265B (zh) 一种野战用多模电源转换器及控制方法
CN115912931A (zh) 一种双向升降压四象限部分功率变换器及其控制方法
CN115549254A (zh) 一种基于半桥驱动的无线电能传输控制系统及方法
CN114734842A (zh) 一种双侧LCC-nT拓扑的低压大电流无线充电系统
CN216134292U (zh) 副边cl/s恒流恒压ipt充电系统
Luo et al. A primary shunt inductor compensated inductive power transfer system with natural ZVS for battery charging application
CN112600415B (zh) 双向谐振网络、双向直流变换器及其参数设计方法
US20230202319A1 (en) On-Board Charging Device for Electric Vehicle, System, and Methods for Wirelessly Charging Electric Vehicle

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant