CN116316624A

CN116316624A - 降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法及装置

Info

Publication number: CN116316624A
Application number: CN202310536655.XA
Authority: CN
Inventors: 安会超
Original assignee: Beijing Hongguang Xingyu Technology Development Co ltd
Current assignee: Beijing Hongguang Xingyu Technology Development Co ltd
Priority date: 2023-05-12
Filing date: 2023-05-12
Publication date: 2023-06-23
Anticipated expiration: 2043-05-12
Also published as: CN116316624B

Abstract

本公开提供一种降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法及装置，其中方法包括：采集无桥PFC母线输出电压Vsimple，将Vsimple进行低通滤波，得到Vbusfb；将Vbusfb与变换器设定的参考电压Vbusref进行比较，得到电压误差量Verror；将Verror输入电压环PI控制器，得到Vctrl信号；将Vctrl信号输入数字陷波器，得到Vctrlpr信号；采集市电电压Vac，并在DSP处理器中对市电电压Vac进行相位延迟处理，得到Vacdelay信号；计算市电电压Vac的均方根值平方倒数，得到

值；将Vctrlpr信号、Vacdelay信号和

值输入乘法器，得到参考值Iref；将市电输入电流反馈值ILfb与Iref比较，得到电流误差量Ierror；将Ierror输入电流环PI控制器，得到Ictrl信号；将Vacdelay信号和Vbusfb，输入市电前馈处理单元，得到前馈控制信号Vff；将Vff和Ictrl相加，得到占空比PWM。

Description

降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法及装置

技术领域

本公开涉及高压直流远供系统控制技术领域，具体涉及一种降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法及装置。

背景技术

在高压直流远供系统中，为了提高整机效率，局端电源前级通常采用单相无桥PFC(功率因数校正）结构，工作在CCM（连续导通）模式。由于CCM模式下，PFC控制环路中输入导纳在低频处存在90°超前，导致CCM模式下的电感电流超前于电网电压相位。由于电感电流超前，在电网电压过零点处，容易产生较大的电流振荡；同时由于采用无桥PFC结构，母线电压会存在100Hz纹波，在采用电压电流双闭环的数字控制过程中，母线电压环的给定值是恒定的，由于母线电压的反馈信号存在100Hz的纹波，这样母线电压环PI控制器的输出就存在100Hz的纹波，电压环的输出经过乘法器运算后得到的电流环的给定值中含有的三次谐波，进而导致输入市电电流中存在严重的三次谐波，对公共电网造成谐波污染，这个三次谐波通过电流环的调节器是去除不掉的。为此，在使用无桥PFC结构电源中，要降低网测输入电流的谐波，需要对输入电流过零点存在的畸变及母线二次纹波电压问题进行处理。

发明内容

本公开提供了一种降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法及装置。

根据本公开实施例的第一方面，提供一种降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法，所述方法包括：

采集无桥PFC母线输出电压Vsimple，并将所述输出电压Vsimple进行低通滤波，得到用于母线电压环控制的反馈值Vbusfb；

将所述反馈值Vbusfb与变换器设定的参考电压Vbusref进行比较，得到电压误差量Verror；

将所述误差量Verror输入电压环PI控制器进行运算，得到Vctrl信号；

将所述Vctrl信号输入数字陷波器，得到Vctrlpr信号；

采集市电电压采样信号Vac，并在DSP处理器中对所述市电电压采样信号Vac进行相位延迟处理，得到Vacdelay信号；其中，所述Vacdelay信号相比于所述市电电压采样信号Vac具有相位延迟；

计算所述市电电压采样信号Vac的均方根值平方倒数，得到

值；

将所述Vctrlpr信号、所述Vacdelay信号和所述

值输入乘法器，得到市电输入电流的参考值Iref；

将市电输入电流反馈值ILfb与所述市电输入电流的参考值Iref进行比较，得到电流误差量Ierror；

将所述电流误差量Ierror输入电流环PI控制器，得到Ictrl信号；

将所述Vacdelay信号和母线电压环控制的所述反馈值Vbusfb，输入市电前馈处理单元，得到前馈控制信号Vff；

将所述前馈控制信号Vff和所述Ictrl信号相加，得到占空比PWM，以用所述占空比PWM驱动无桥PFC结构的MOS开关管。

根据本公开实施例的第二方面，提供一种降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制装置，所述装置包括：

低通滤波模块，用于采集无桥PFC母线输出电压Vsimple，并将所述输出电压Vsimple进行低通滤波，得到用于母线电压环控制的反馈值Vbusfb；

电压比较模块，用于将所述反馈值Vbusfb与变换器设定的参考电压Vbusref进行比较，得到电压误差量Verror；

电压环PI控制器，用于将所述误差量Verror输入电压环PI控制器进行运算，得到Vctrl信号；

数字陷波器，用于将所述Vctrl信号输入数字陷波器，得到Vctrlpr信号；

相位处理模块，用于采集市电电压采样信号Vac，并在DSP处理器中对所述市电电压采样信号Vac进行相位延迟处理，得到Vacdelay信号；其中，所述Vacdelay信号相比于所述市电电压采样信号Vac具有相位延迟；

均方根值平方倒数计算模块，用于计算所述市电电压采样信号Vac的均方根值平方倒数，得到

值；

乘法器，用于将所述Vctrlpr信号、所述Vacdelay信号和所述

值输入乘法器，得到市电输入电流的参考值Iref；

电流比较模块，用于将市电输入电流反馈值ILfb与所述市电输入电流的参考值Iref进行比较，得到电流误差量Ierror；

电流环PI控制器，用于将所述电流误差量Ierror输入电流环PI控制器，得到Ictrl信号；

前馈处理模块，用于将所述Vacdelay信号和母线电压环控制的所述反馈值Vbusfb，输入市电前馈处理单元，得到前馈控制信号Vff；

占空比计算模块，用于将所述前馈控制信号Vff和所述Ictrl信号相加，得到占空比PWM，以用所述占空比PWM驱动无桥PFC结构的MOS开关管。

根据本公开实施例的第三方面，提供一种计算机设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现第一方面中任一项所述的降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法。

根据本公开实施例的第四方面，提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述程序被处理器执行时实现第一方面中任一所述的降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法。

本公开实施例中，采用递次给市电电压采样赋值的方法，间接的实现了对市电电压采样信号的相位滞后处理，解决了在CCM模式下过零点电流震荡问题，减少了因过零点震荡引起的市电电流谐波，同时改善了输入功率因数。通过采用数字陷波器的方式解决了因母线电压含有二次纹波引起的市电电流三次谐波过大的问题。区别于传统方法通过增大直流侧电容或增加LC滤波器消除直流侧二次纹波，本方法能够减小直流侧电容，系统体积和重量大大减小，显著提高电源的功率密度，降低成本。

应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，而非限制本公开。

附图说明

此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于解释本公开的原理。

图1是根据一示例性实施例示出的一种交流型高压远供系统框图；

图2是根据一示例性实施例示出的一种交流型高压直流远供局端拓扑图；

图3是根据一示例性实施例示出的一种平均电流控制PFC结构框图；

图4是根据一示例性实施例示出的一种增加陷波器平均电流控制PFC结构框图；

图5-a是根据一示例性实施例示出的一种数字控制框图；

图5-b是根据一示例性实施例示出的一种降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法流程图；

图6是根据一示例性实施例示出的一种100Hz陷波器伯德图；

图7-a是根据一示例性实施例示出的一种不加相位延迟市电电压电流及电流展开波形图；

图7-b是根据一示例性实施例示出的一种增加相位延迟市电电压电流及电流展开波形图；

图8-a是根据一示例性实施例示出的一种不加数字陷波器处理网测电流谐波FFT分析图；

图8-b是根据一示例性实施例示出的一种增加数字陷波器处理网测电流谐波FFT分析图；

图9是根据一示例性实施例示出的市电电压采样信号Vac的波形图。

具体实施方式

这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的具体方式并不代表与本公开相一致的所有方案。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本公开的一些方面相一致的装置和方法的例子。

在本公开使用的术语是仅仅出于描述特定实施例的目的，而非旨在限制本公开。在本公开和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。还应当理解，本文中使用的术语“和/或”是指并包含一个或多个相关联的列出项目的任何或所有可能组合。

应当理解，尽管在本公开可能采用术语第一、第二、第三等来描述各种信息，但这些信息不应限于这些术语。这些术语仅用来将同一类型的信息彼此区分开。例如，在不脱离本公开范围的情况下，第一信息也可以被称为第二信息，类似地，第二信息也可以被称为第一信息。取决于语境，如在此所使用的词语“如果”可以被解释成为“在……时”或“当……时”或“响应于确定”。

随着5G大规模的建设和推广，使得5G站点数倍增。由于单个5G基站系统功耗是4G基站的3~4倍，5G基站的整体功耗远远大于4G基站的功耗。由于5G基站供电需求与4G不同，原有基站功能已不能满足5G基站的需求。在一些不具备市电引入条件或引入费用较高地方（如偏远山区、隧道、高速公路等），常引入高压直流远供系统，如图1所示。

目前交流型高压直流远供的局端多采用两级式结构，如图2所示。为提高整机效率，前级采用无桥PFC结构，后级采用隔离型LLC结构，前后级之间为母线支撑电容，PFC采用平均电流控制模式，工作在CCM模式，如图3所示。

由于CCM模式下PFC控制环路中输入导纳在低频处存在90°超前，导致CCM模式下的电感电流超前于电网电压相位。由于电感电流超前，在电网电压过零点处，电感电流先过零后改变方向，导致开关管流过的电流方向发生改变，其体二极管会产生非常高的反向电流应力，容易产生较大的电流振荡。

同时在CCM模式的控制下，由于市电输入功率是50Hz电压乘以50Hz电流，所以交流功率为100Hz的脉动功率，导致中间母线上会存在100Hz的纹波，这样母线电压采样的信号中就会存在100Hz的纹波，在进行PI控制时，母线电压环的给定值是恒定的，由于母线电压的反馈信号存在100Hz的纹波，这样母线电压环PI的输出就存在100Hz的纹波。

母线电压环的输出经过乘法器运算后作为电流环的给定，导致输入市电电流中存在严重的三次谐波，对公共电网造成谐波污染，且这个三次谐波通过电流环的调节器是去除不掉的。

为此，在使用无桥PFC结构电源中，要降低网测输入电流的谐波，需要对输入电流过零点存在的畸变及母线二次纹波电压问题进行处理。

在解决无桥PFC市电电流过零畸变问题上，相关技术中的一种方案为过零点软启动方式。在电压过零后的最初一段时间内逐渐放开占空比，以限制反向恢复电流尖峰，这种处理方式和无桥PFC拓扑有关。另一种相关技术中，使用占空比前馈的方式补偿电网电压对电网电流造成的干扰，来解决过零点畸变。

在硬件上，相关技术中减少直流侧纹波电压的方法，主要为在直流侧并联电解电容或与谐波源并联LC低通滤波器。这种方法实现容易，但会增大系统体积，增加设备成本，降低功率密度。

在软件控制算法中，相关技术采用在调制波中注入三次谐波的方法，实现减少市电输入侧电流的谐波含量。这种方法需要对谐波的幅值和频率进行跟踪，正弦信号的幅值需要根据负载和输入电压等工作条件进行动态调整，从而可最大限度地提高抑制效果。但由于在实际应用中负载及电网存在较大的波动，CPU需要根据运行工况动态计算最优的三次谐波幅值和相位，使各工况下可实现的调制比最大化，这样就占用了CPU大量计算资源，同时，受采样准确度的限值，影响要补偿的三次谐波准确度。

基于以上，本公开提供一种降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法，该方法把采集市电电压信号Vac经过递次给相关变量赋值，间接的把市电电压采集信号Vac做了相位延迟处理，得到相比于Vac具有相位延迟的信号Vacdelay。通过控制，Vacdelay能直接影响电感电流的相位，使电感电流稍滞后交流输入电压，解决了由于在CCM模式下PFC控制环路中输入导纳在低频处存在90°超前，导致CCM模式下的电感电流超前于电网电压相位，在电网电压过零点处容易产生较大的电流振荡的问题，并且降低了因过零点畸变引起的输入电流谐波。

同时，在本公开中，利用陷波器在中心频率处信号无限衰减、其他频率处增益为1、不影响输入信号的相位、对外部干扰不敏感的特点，把PFC母线电压环PI控制器输出的控制量进行陷波处理，把数字陷波器加在母线电压环PI调节器之后，乘法器运算之前，如图4所示。

陷波器的中心频率设置在100Hz，使陷波器能够对母线电压环PI控制器输出控制量信号中的二次谐波分量进行消减或滤除，这样陷波器输出控制量经过乘法器运算后得到的电流环的给定Iref含有的三次谐波幅值减小，从而降低电网输入电流的三次谐波含量及提高了系统的功率因数。

本公开实施例中，选定如图2的拓扑结构，采用双向开关交错无桥PFC+LLC的两级结构，前级无桥PFC采用平均电流模式控制，系统工作在CCM模式下（连续电流模式），输入输出电流纹波小，EMI小，滤波器体积小。对交流型高压直流远供的局端的前级PFC，采用传统的平均电流数字控制模式，采用电压电流双环控制，工作在CCM模式，如图3所示。外环电压环稳定母线输出电压，电压环通过调节平均输入电流来控制直流总线电压，电流环控制交流输入电流使之跟踪输入电压。电流环作为内环，响应速度应比电压环的速度快，为使电流环工作稳定，并使输入电感平均电流有较好的动态跟踪能力，电流环须设计成有较高的低频增益、较宽的中频带宽及较强的开关纹波抑制能力。

如图5-a所示，高压直流远供局端电源前级PFC数字控制框图，采用传统的平均电流数字控制模式，采用电压电流双环及占空比前馈相结合数字控制，工作在CCM模式，外环电压环稳定母线输出电压，电压环通过调节平均输入电流来控制直流母线电压，电压外环的输出与市电输入电压采样信号Vin 经相位延迟后信号相乘，乘积作为电流控制环节的基准信号，通过调节电流基准信号的平均幅值，使得输出电压保持恒定。电流环控制交流输入电流使之跟踪输入电压，使之波形上跟随输入电压的波形变化，使得从变换器的输入端看进去，负载呈纯阻性。电流环作为内环，响应速度应比电压环的速度快，为使电流环工作稳定，并使输入电感平均电流有较好的动态跟踪能力，电流环须设计成有较高的低频增益、较宽的中频带宽及较强的开关纹波抑制能力。电压环和电流环共同控制实施如下：

参见图5-b，图5-b是本公开提供的实施例示出的一种降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法流程图。如图5所示，该流程包括：

步骤101，采集无桥PFC母线输出电压Vsimple，并将所述输出电压Vsimple进行低通滤波，得到用于母线电压环控制的反馈值Vbusfb；

步骤102，将所述反馈值Vbusfb与变换器设定的参考电压Vbusref进行比较，得到电压误差量Verror；

步骤103，将所述误差量Verror输入电压环PI控制器进行运算，得到Vctrl信号；

步骤104，将所述Vctrl信号输入数字陷波器，得到Vctrlpr信号；

步骤105，通过采样获取市电电压采样信号Vac，并在DSP处理器中对所述市电电压采样信号Vac进行相位延迟处理，得到Vacdelay信号；其中，所述Vacdelay信号相比于所述市电电压采样信号Vac具有相位延迟；

步骤106，通过市电电压采样信号Vac计算所述市电电压的均方根值平方倒数，得到

值；

步骤107，将所述Vctrlpr信号、所述Vacdelay信号和所述

值输入乘法器，得到市电输入电流的参考值Iref；

步骤108，将市电输入电流反馈值ILfb与所述市电输入电流的参考值Iref进行比较，得到电流误差量Ierror；

步骤109，将所述电流误差量Ierror输入电流环PI控制器，得到Ictrl信号；

步骤110，将所述Vacdelay信号和母线电压环控制的所述反馈值Vbusfb，输入市电前馈处理单元，得到前馈控制信号Vff；

步骤111，将所述前馈控制信号Vff和所述Ictrl信号相加，得到占空比PWM，以用所述占空比PWM驱动无桥PFC结构的MOS开关管。

在步骤101至步骤104中，采集无桥PFC母线输出电压Vsimple，并将母线输出电压采样值Vsimple进行低通滤波后得到用于母线电压环控制的反馈值Vbusfb，并将反馈值Vbusfb与变换器设定的参考电压Vbusref进行比较，获得电压误差量Verror；将误差量Verror送入电压环PI控制器经运算获得Vctrl信号；将Vctrl信号送入数字陷波器中获得Vctrlpr信号。

在一些可选实施例中，在母线电压含有二次纹波的情况下，PFC采用电压电流双闭环控制，在母线电压环后输出串入一个数字陷波器，将所述数字陷波器的陷波频率设置在100Hz，用来降低电压环输出控制量含有的二次谐波分量，进而减少电压环输出控制量经乘法器运算后得到的电流环给定值含有的三次谐波。

陷波器是一种特殊的带阻滤波器，其阻带在理想情况下只有一个频率点，因此也被称为点阻滤波器，这种滤波器主要用于消除某个特殊的频率干扰，在滤波过程中基本不改变其他频率成份。陷波器的传递函数：

（1）

式中，

，B=/>

，其中/>

为陷波器的中心频率，/>

为数字陷波器的带宽。在本公开实施例中/>

=100Hz,/>

=5Hz,带入（1）中可得

（2）

如图6所示，为100Hz的伯德图，可见，在100Hz附近的幅值增益很小，其对100Hz的纹波抑制作用很强。

使用双线性变换

对式（2）进行Z变换离散化，/>

为采样周期时间，通过离散化可得100Hz数字陷波器的差分方程：

（3）

如图8-a所示，为不加数字陷波器处理时市电电流的谐波含量；图8-b所示，为增加数字陷波器处理时市电电流的谐波含量。从两个图对比可以看出增加数字陷波器处理后，网测电流的三次谐波明显下降。

由于母线电压存在100Hz纹波，造成该设备在电网侧的主要低次谐波为3、5、7等奇次谐波，其中3次谐波幅值较大。

本公开实施例中，利用陷波器在中心频率处信号的幅值造成大幅度衰减特点，设计一个数字陷波器，设置中心频率100Hz,使陷波器能够对母线电压环PI控制器输出量Vctrl信号中的二次谐波分量进行消减或滤除，这样陷波器输出的控制量经过乘法器运算后得到的电流环的给定Iref含有的三次谐波幅值大大减小，从而达到了降低电网侧输入电流三次谐波的有益效果。

在步骤105中，获取市电电压采样信号Vac，并在DSP处理器中对所述市电电压采样信号Vac进行相位延迟处理，得到Vacdelay信号；其中，所述Vacdelay信号相比于所述市电电压采样信号Vac具有相位延迟。

由于电感电流超前，在电网电压过零点处，容易产生较大的电流振荡。该步骤中，通过对市电输入采样电压相位移相处理后，使电感电流稍滞后交流输入电压，解决了过零点输入电流波形畸变问题，降低了因过零点畸变引起的输入电流谐波。

在一些可选实施例中，所述在DSP处理器中对所述市电电压采样信号Vac进行相位延迟处理，得到Vacdelay信号，包括：

将所述市电电压采样信号Vac进行递次给相关变量赋值，以实现对所述市电电压采样信号Vac进行相位延迟处理；

其中，将所述市电电压采样信号Vac进行递次给相关变量赋值，包括：

Vacdelay=Vbackn;

Vbackn=Vbackn-1;

Vbackn-1=Vbackn-2;

…

Vback2=Vback1;

Vback1=Vac；

其中，将Vac的采样周期视为当前周期，Vback1是指前一采样周期的所述市电电压采样信号……Vbackn是指前n个采样周期的所述市电电压采样信号。图9展示了送入DSP处理器AD采样口的市电电压采样波形，Vac表示本次DSP采样周期AD采样的市电电压值；Vback表示相对于VAC前一次DSP采样周期AD采样的市电电压值；Vback1表示相对于Vback前一次DSP采样周期AD采样的市电电压值，也即相对于Vac前第二次DSP采样周期的AD采样的市电电压值；Vback2表示相对于Vback1前一次DSP采样周期AD采样的市电电压值，也即相对于Vac前第三次DSP采样周期的AD采样的市电电压值；Vbackn表示相对于Vbackn-1前一次DSP采样周期AD采样的市电电压值，也即相对于Vac前第n+1次DSP采样周期的AD采样的市电电压值。

具体的，获取市电电压采样信号Vac，把Vac在DSP处理器中给以下几个变量递次赋值，即存在以下关系：

Vacdelay=Vbackn;

Vbackn=Vbackn-1;

Vbackn-1=Vbackn-2;

…

Vback2=Vback1;

Vback1=Vac;

最后，使用Vacdelay信号量作为乘法器及前馈处理单元的输入信号。通过递次赋值，Vacdelay相比于Vac有了一定的相位延迟；同时，电网电压在过零点附近幅值很小。Vbackn赋值与采样频率、BUS电压升压比及PFC电感值有关，需要根据实际控制参数来确定。Vbackn延迟可能是几个采样周期时间，也可能是10几个采样周期时间，即Vbackn可以为Vback3或Vback4也可以为Vback7或Vback8，甚至更大。

使用相对于Vac有相位滞后的Vacdelay作为控制信号，主要因为交流型高压远供局端电源使用无桥PFC结构；PFC采用平均电流控制模式，工作在CCM模式。由于CCM模式下PFC控制环路中输入导纳在低频处存在90°超前，导致CCM模式下的电感电流超前于电网电压相位。

由于电感电流超前，在电网电压过零点处，电感电流先过零后改变方向，导致开关管流过的电流方向发生改变，其体二极管会产生非常高的反向电流应力，容易产生较大的电流振荡。

如图7-a所示，为不加相位延迟市电电压电流及电流展开波形图。通过对市电输入采样电压相位移相处理后，使电感电流稍滞后交流输入电压，解决了过零点输入电流波形畸变问题，降低了因过零点畸变引起的输入电流谐波。如图7-b所示，为添加相位延迟市电电压电流及电流展开波形图。可以看出，在市电过零点，明显的比不加相位延迟的图形更加圆滑，其波形更接近于正弦波。

在步骤106中，通过市电电压的采样信号Vac计算所述市电电压的均方根值平方倒数，得到

值。

在一些可选实施例中，所述计算所述市电电压的均方根值平方倒数，得到

值，包括：

在所述DSP处理器的ROM中建立均方根值平方倒数的数值表；

基于所述数值表，利用插值法计算得到所述市电电压采样信号Vac的均方根值平方倒数，得到

值。

在平均电流控制时，乘法器的输入需要市电电压均方值平方的倒数。使用定点的DSP处理器计算除法耗时非常长，占用大量的计算资源，影响其他控制功能。为减少DSP处理器计算时间，可在DSP的ROM中建立均方根值平方倒数的数值表，然后根据插值法计算出市电电压均方根平方的倒数。这样把除法计算转换成乘法计算，节省了DSP处理器大量的计算时间，用于处理其他控制任务。

在步骤107中，把Vctrlpr信号、Vacdelay信号和

值送入到乘法器中，经运算获得市电输入电流的参考值Iref。在乘法器中引入输入电压前馈/>

，可以使控制电路的环路增益，不再受到输入电压变化的影响，更容易实现全输入电压范围内的正常工作，提高了系统的稳定性。

在步骤108和步骤109中，将市电输入电流反馈值ILfb与变换器设定的电流参考值Iref进行比较获得电流误差量Ierror；将电流误差信号Ierror送入电流环控制器后得到Ictrl。

在步骤110中，将Vacdelay信号和母线电压环控制的反馈值Vbusfb送入市电前馈处理单元，获得前馈控制信号Vff。通过添加占空比前馈，可以在比较广泛的频率范围内实现输入端阻性负载，使得功率因数更加接近于 1，从而更好的实现功率因数校正的目的。

在步骤111中，将获得前馈信号Vff和电流环控制器后得到Ictrl相加得到占空比PWM，PWM用来驱动无桥PFC的MOS开关管。

本公开实施例，采用递次给市电电压采样赋值的方法，间接的实现了对市电电压采样信号的相位滞后处理，解决了在CCM模式下过零点电流震荡问题，减少了因过零点震荡引起的市电电流谐波，同时改善了输入功率因数。通过采用数字陷波器的方式解决了因母线电压含有二次纹波引起的市电电流三次谐波过大的问题。区别于传统方法通过增大直流侧电容或增加LC滤波器消除直流侧二次纹波，本方法能够减小直流侧电容，系统体积和重量大大减小，显著提高电源的功率密度，降低成本。

本公开提供了一种降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制装置，该装置可以执行本公开任一实施例的降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法。该装置可以包括：

值；

乘法器，用于将所述Vctrlpr信号、所述Vacdelay信号和所述

值输入乘法器，得到市电输入电流的参考值Iref；

在一些实施例中，在母线电压含有二次纹波的情况下，PFC采用电压电流双闭环控制，在母线电压环后输出串入一个数字陷波器，将所述数字陷波器的陷波频率设置在100Hz，用来降低电压环输出控制量含有的二次谐波分量，进而减少电压环输出控制量经乘法器运算后得到的电流环给定值含有的三次谐波。

在一些实施例中，所述相位处理模块，用于在DSP处理器中对所述市电电压采样信号Vac进行相位延迟处理，得到Vacdelay信号时，包括：

Vacdelay=Vbackn;

Vbackn=Vbackn-1;

Vbackn-1=Vbackn-2;

…

Vback2=Vback1;

Vback1=Vac。

在一些实施例中，所述均方根值平方倒数计算模块，用于计算所述市电电压采样信号Vac的均方根值平方倒数，得到

值，包括：

在所述DSP处理器的ROM中建立均方根值平方倒数的数值表；

值。

对于装置实施例而言，由于其基本对应于方法实施例，所以相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本公开至少一个实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

本公开还提供了一种计算机设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时能够实现本公开任一实施例的降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法。

本公开还提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述程序被处理器执行时能够实现本公开任一实施例的降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法。

其中，所述非临时性计算机可读存储介质可以是ROM、随机存取存储器（RAM）、CD-ROM、磁带、软盘和光数据存储设备等，本公开并不对此进行限制。

本公开还提供了一种远供系统局端电源设备，包括前级PFC电路、后级LLC电路、DSP处理器及存储在flash中并可在DSP处理器上运行的控制程序，所述处理器执行所述程序时实现第一方面中任一项所述的降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法。

在一些可选实施例中，本公开实施例提供了一种计算机程序产品，包括计算机可读代码，当计算机可读代码在设备上运行时，设备中的处理器执行用于实现如上任一实施例提供的降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法。该计算机程序产品可以具体通过硬件、软件或其结合的方式实现。

本领域技术人员在考虑说明书及实践这里申请的发明后，将容易想到本公开的其它实施方案。本公开旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未申请的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的真正范围和精神由下面的权利要求指出。

应当理解的是，本公开并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本公开的范围仅由所附的权利要求来限制。

以上所述仅为本公开的较佳实施例而已，并不用于限制本公开，凡在本公开的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开保护的范围之内。

Claims

1.一种降低高压直流远供设备网侧电流谐波的控制方法，其特征在于，所述方法包括：

将所述Vctrl信号输入数字陷波器，得到Vctrlpr信号；

计算所述市电电压采样信号Vac的均方根值平方倒数，得到

值；

将所述Vctrlpr信号、所述Vacdelay信号和所述

值输入乘法器，得到市电输入电流的参考值Iref；

将所述电流误差量Ierror输入电流环PI控制器，得到Ictrl信号；

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在母线电压含有二次纹波的情况下，PFC采用电压电流双闭环控制，在母线电压环后输出串入一个数字陷波器，将所述数字陷波器的陷波频率设置在100Hz，用来降低电压环输出控制量含有的二次谐波分量，进而减少电压环输出控制量经乘法器运算后得到的电流环给定值含有的三次谐波。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述在DSP处理器中对所述市电电压采样信号Vac进行相位延迟处理，得到Vacdelay信号，包括：

Vacdelay=Vbackn;

Vbackn=Vbackn-1;

Vbackn-1=Vbackn-2;

…

Vback2=Vback1;

Vback1=Vac；

其中，将Vac的采样周期视为当前周期，Vback1是指前一采样周期的所述市电电压采样信号……Vbackn是指前n个采样周期的所述市电电压采样信号。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述计算所述市电电压采样信号Vac的均方根值平方倒数，得到