CN116267028A - 电力系统 - Google Patents

Abstract

一种电力系统经由配电总线从电源向负载提供电力，并且包括与耦合在电源的输出端子和配电总线之间的开关元件网络并联地耦合的DC‑DC转换器。控制器被配置成选择性地激活或停用DC‑DC转换器和每个开关元件，以使电源能够经由配电总线向负载供电。开关元件可以是晶体管，并且二极管可以是晶体管的寄生体二极管。电源可以是电池，诸如可再充电电池。来自电池的输出电压电平可以由控制器作为DC‑DC转换器和一数量的激活或停用晶体管的操作的函数来调节。

Description

电力系统

本申请是2020年4月30日提交的美国专利申请序列第16/760,762号的部分继续申请，该申请是于2017年12月22日提交的国际申请第PCT/US2017/068301号的国家阶段申请，两者均通过引用并入本文。

技术领域

本公开大体涉及电源技术，尤其涉及一种用于在连接到配电总线时监测电池单元并控制其放电的系统。

背景技术

本节旨在介绍本领域的各个方面，这些方面可以与本公开的示例性实施例相关联。本讨论被认为有助于提供框架，以便于更好地理解本公开的特定方面。因此，应当理解，本节应当从这个角度来理解，而不一定作为对现有技术的承认。

现代信息技术和电信系统包含在各种配电总线电压下工作的配电总线。例如，计算机服务器通常将12伏(“V”)分配给该服务器内部子系统，诸如存储器、处理器、存储、冷却风扇和I/O(配电总线将电源电压提供给的此类内部子系统在此称为“负载电路”，或简单地称为“负载”)。有线电信系统通常使用48V配电总线电压电平，而无线电信和蜂窝基站系统通常使用24V作为其内部配电总线电压电平。即使配电总线电压电平不同，所有上述系统共享几个共同的特性：在正常运行时，这些配电总线可以承载数十安培甚至数百安培的电流，并且通常要求对这些总线上的电压进行调节，以确保总线上的最大电压偏移限制在高于或低于所需标称值的固定值。调节的配电总线将具有应用于其标称值的指定电压公差。例如，公差为+/-10％的12V配电总线将具有范围从最大电平13.2V到最小电平10.8V的工作范围。

在过去的十年里，电池系统已经被开发出来，被优化用于在短持续时间内输送非常高的电流。电池系统通常包括一个或多个电池单元(本文中，术语电池(“battery”)和单元(“cell”)可以互换使用)。由于电池系统尺寸小，在一些装备类型中，它们变得很有吸引力，以取代传统的不间断电源(“UPS”)，在AC主电源中断时充当装备的短期电气备份。这些大功率电池系统具有独特的能力，以输送非常高的放电电流，但有一个缺点，仅能够缓慢地接受充电电流。利用目前商业上可获得的技术，该放电电流与充电电流之比可高达30:1，或甚至40:1。

目前用于短时间备份应用的大功率电池系统通常采用DC-DC转换器形式的输出调节器，能够处理高能量(例如，输出DC-DC转换器)以将电池系统的输出电压与配电总线电压相匹配，并防止电流从配电总线回流到电池中，这将导致不安全的充电电流并构成安全隐患。在当今的许多系统中，通过与放电电流分开的路径提供充电电流，并且可以由分开的低功率充电DC-DC转换器提供。因此，如果能消除此类高功率输出DC-DC转换器或者用具有更高电气效率和更低成本的不同方案来取代，同时允许电池系统通过这种改进方案直接地连接到配电总线，则存在降低成本并提高电气效率的机会。

目前已有将电池系统直接连接到电气总线的现有技术，几乎所有这些技术都使用高侧或低侧金属氧化物半导体场效应晶体管(“MOSFET”)对作为开关元件(本文也简单地称为“开关”)来控制充电电流和放电电流的导通/断开。MOSFET通常用于这些应用中，因为根据其制造工艺的性质，它们包含二极管(即，寄生体二极管)，即使在MOSFET断开时，该二极管也允许电流沿一个方向流过MOSFET。该体二极管在许多应用中代表一种问题，但实际上在本公开的实施例中被用作优点。

当今的电池系统中的许多都使用两个背对背放置的开关，开关中的每一个都包括与每一个开关并联的寄生体二极管或跨开关的外部二极管。具有前向二极管(从电池面向负载)的开关被认为是“充电”开关(在其断开状态下，它阻止任何充电电流)，另一个开关是“放电”开关(在其断开状态下，它阻止任何放电电流)。该方案适用于满足以下条件的低功率配电总线：(1)总线的总电流容量(该总线上可用的或耦合到该总线上的负载消耗的)不超过电池的安全充电电流或放电电流，(2)配电总线电压是可控的，使得在需要时可以将其升高到足够高的电压，以便电池在放电后能够完全充电，以及(3)负载电路的可允许工作电压在电池完全放电(即，0％充电状态)时的最小电池端子电压和电池完全充电(即，100％充电状态)时的最大电池端子电压之间，或包括该最小电池端子电压和该最大电池端子电压。然而，当耦合到配电总线的负载电路所需的电压公差需要严格调节，使得供应到配电总线的电压必须保持低于电池的完全充电电压时，使用这种方法是不实际的；当总线上通常可用的电流超过电池的充电电流的安全电平时，也无法使用这种方法。

单单元或多单元电池系统与配电总线的直接连接的行业标准见于低电力系统，诸如在笔记本电脑和平板电脑以及手机中实现。这些设备使用前面提到的单晶体管开关的“背靠背”配置来进行充放电控制。图2示出了开关的“高侧”配置，其中开关Q₁和Q₂(例如，MOSFET)被布置为使得开关连接到电池的高电压侧(+侧)。连接该开关Q₁和Q₂，使得可以取决于这两个开关中的哪一个导通，对电池进行充电和放电。控制器耦合到开关中的每一个，并对开关中的哪些导通、在什么条件下以及在什么持续时间内进行控制。因此，充电控制和放电控制由控制器施加。控制器可以基于电池的健康状态、充电电平、瞬时容量、电压、电流、温度或设计者可以选择的任何其他参数，允许或禁止充电或放电。开关、其寄生体二极管和控制器的组合允许充电控制(禁止电荷从配电总线流向电池)、放电控制(禁止电荷从电池流向配电总线)或电池端子与配电总线的完全电隔离(禁止电荷在任一方向上流动)。

这种双开关控制方案适用于许多电池应用，其中可允许的充电电流、放电电流和可用总线电流的大小接近，或者可允许的充电电流远远高于可用总线电流。膝上型计算机电池具有典型的设计点，其中充电速率大约等于放电速率，例如接近1C(即，标称电池容量C的一倍)。便携式电话电池可以被设计成具有更高的充电率(例如，高达4C)，但是通常具有非常低的放电率。这使得手机可以快速充电，同时一次充电具有较长的操作寿命。在这些低充电率和放电率下，开关的寄生体二极管具有足够的热和功率能力，以最小的温度升高和功率损耗通过必要的充电电流和放电电流。

然而，越来越多的系统的现实示例具有电池充放电不对称性，其中可允许的放电率远远超过可允许的充电率。例如，提供电备份的电池通常设计充电时间为60-90分钟，具有高倍率放电时间，可以在60-90秒内完全耗尽电池。正常充电电流和正常放电电流之间的该巨大差异(即，较大的充放电电流不对称性)使得图2的双开关控制方案不切实际。具体地说，在充电开关Q₁中看到的体二极管完全不适合承载如果使用此类方案其将看到的放电电流，因为其电压降和功率损耗将对系统的操作产生不利影响。此外，在具有锂离子电池作为能量存储设备的严格调节的+12V配电总线的示例中，为此类应用选择的电池将需要尽可能接近+12V(例如，每一个单元充电到4.0V的3或4个串联单元)。如本领域普通技术人员所见，通过具有差正向电压特性的隔离二极管(诸如通常在传统MOSFET的寄生体二极管中看到的)从+12V电源给该电池完全充电是不可能的。

除了前面描述的隔离开关之外，还设计了调节系统，用于在将电池电压从一个电压电平转换到另一个电压电平以安全连接到电源总线时控制电气输出。例如，线性调节器可用于提供特定值或设定点的均匀电压输出。参考图3，示出了反馈电路，该反馈电路包括驱动串通(series-pass)元件(例如，具有并联二极管的晶体管)的运算放大器(“OPAMP)。”在此类调节系统中，图3的电路基本上取代了图2的放电控制开关Q₂，以在负载处提供经调节的电压输出，直到交叉点为止，在该交叉点处，跨串通元件的最小电压降在线性调节器的输入与其输出之间(即，在电池端子和负载端子之间)创建足以使负载端子处的电压低于负载电路的指定工作电压阈值(例如，最低可接受的工作电压电平)的电压降。

此类线性调节器当为低功率设备实现时可能会起作用。然而，随着电源电平的提高，出现许多不足之处。首先，串通元件在其线性模式下工作，其中输入电压和输出电压之间的电压差施加在串通元件上，在高电流的情况下，这会产生非常高的功率损耗和基于V×I的发热。这种产生的热量必须传递到环境中或以其他方式从设备中移除，否则这种热量将集中在串通元件封装内，甚至高功率晶体管也将很快过热并失效。能够处理这种功率损耗产生的热量的封装需要非常大的物理封装，并且需要具有直接安装的散热器和大量气流来冷却设备。大多数高功率电池系统具有物理空间限制和制造约束，这阻碍了这种类型的晶体管封装的使用。此外，很难找到能够通过其印刷电路板(“PCB”)触点耗散足够热量的表面贴装晶体管(“SMT”)来实现。

开关调节器也用于将电池电压转换为固定总线电压，因为由于其工作模式，它们的电气效率更高。通常，降压型或“降压(buck)”转换器需要高于其输出电压的输入电压来进行工作，并且无法产生等于或大于其输入电压的输出电压。降压转换器的典型输入-输出电压关系如图4所示。这就要求串联连接的电池堆具有更高的串联单元计数，以将转换器的输入电压提高到实现高效率和可管理的开关占空比所需的电平。然而，这种更高的单元计数会增加成本、电路复杂度、总电路封装体积以及电池管理系统(“BMS)部件计数和复杂度。”图5中示出了一种替代方案，其中DC-DC转换器被实现为“降压-升压”转换器，其能够产生恒定输出电压，而不管输入电压是否低于、等于或高于恒定输出电压，同时认识到如果输入电压降得太低，转换器操作参数，例如输入电流可能变得太大而无法继续安全操作。因此，大多数降压-升压转换器包括输入欠压保护限值或“UV关断”限值，以防止损坏转换器。降压-升压转换器允许比降压转换器更低的串联单元计数，但是构成降压-升压转换器的控制电路核心的集成电路更难找到，并且通常比降压转换器的控制集成电路(“IC”)更昂贵。降压-升压转换器的典型输入-输出电压关系如图5所示。应该注意的是，无论在当前的现有技术配置中使用哪种DC-DC配置——线性、开关降压或开关降压-升压——DC-DC转换器都必须设计成电气处理和热处理电池系统的最大输出功率。例如，额定输出功率为1500瓦的电池系统需要一个被设计为处理电池所能提供的全部1500瓦功率的DC-DC转换器。这导致大而昂贵的DC-DC转换器必须耦合在电池和负载电路之间这在图6中示出，示出了放置在电池(+)端子和输出电压端子V_o之间的DC-DC转换器。由于从电池输送到输出电压端子V_o的所有功率都必须通过DC-DC转换器进行处理，因此DC-DC转换器的尺寸必须能够安全地处理预期输送的最大功率。

附图说明

图1示出了根据本公开的实施例配置的电路框图。

图2示出了表示耦合到电源和负载的电池的充放电控制系统的现有技术示例的系统。

图3示出了用于调节连接到负载的电池的输出的线性调节器DC-DC转换器的现有技术实现。

图4示出了适于在本公开的实施例中使用的电压下降(降压)转换器的输入电压对输出电压的特性。

图5示出了适于在本公开的实施例中使用的升压/降压(降压-升压)转换器的输入电压对输出电压的特性。

图6示出了将DC-DC转换器与电池和控制器结合使用以向负载提供经调节的输出电压的现有技术系统。

图7示出了在美国公开的专利申请第2020/0350779号中公开的系统的电路框图。

图8示出了示例性锂离子可再充电电池在不同可能负载电流下的电压曲线族对充电状态(“SOC”)的曲线图，其中四个单元串联连接并且电池由锂锰钴化学成分组成。

图9示出了使用在美国公开的专利申请第2020/0350779号中公开的系统中可用的二进制排序方案的控制步骤的非限制性图。

图10示出了示例性锂离子可再充电电池在不同可能负载电流下的电压曲线族对充电状态(“SOC”)的曲线图，其中四个单元串联连接并且电池由磷酸铁锂(“LFP”)化学成分组成。

图11示出了适合在本公开的实施例中使用的DC-DC转换器的输出电流限制特性。

图12示出了根据本公开的实施例的用于控制系统的指定负载电压公差范围以及各种控制阈值和设定点。

图13示出了根据本公开的实施例配置的图1中所示的系统的简化框图。

图14示出了在本公开的实施例中使用的控制元件的非限制性示例的框图，其实现系统状态确定功能、将信号输入到控制元件中以及输出控制元件的信号。

图15示出了根据本公开的实施例的实现状态确定功能的电子电路的非限制性示例的简化示意图。

图16a、16b、16c示出了在本公开的实施例中使用的状态确定元件的非限制性示例中实现的一组真值表，示出了基于输入信号的不同状态的来自控制元件的输出信号电平，以及定义输出信号电平的哪个组合将触发控制动作的真值表。

图17a、17b、17c示出了一组表格，这些表格展示了导致图1中所示的FET/电阻器对的网络的总阻抗的逐步增加或减少的若干非限制性的导通/断开控制序列。

图18示出了根据本公开的实施例配置的过程的流程图。

图19-20示出了时域分析，该时域分析示出了图1所示系统的输出节点V_o处的电压的瞬时电平、输出节点V_o处的电压的斜率(上升或下降)、以及在系统操作期间可能发生的各种示例性情况下所得到的控制信号的瞬时状态。

具体实施方式

应当理解，本文所描述的特定实施例通过图示的方式示出，而不是作为对本发明的实施例的限制。在不脱离本发明范围的情况下，本发明的主要特征可以用于各种实施例中。

按照惯例，电路图和方程式中的电流用符号i表示，并用安培或(“A”)为单位表示。

作为线性或开关调节器的替代，美国公开的专利申请第2020/0350779号中公开的系统提供了一组单独控制的开关，其将电源(例如，电池端子电压)连接到输出端(例如，配电总线)，负载电路可以连接到该输出端(例如，参见图7)。当MOSFET用作开关时，MOSFET可以以预确定的(例如，编程的)方式操作，以利用MOSFET的体二极管的固有正向压降和/或与每一个MOSFET串联耦合的外部电阻(例如，电阻元件)来调节来自电池的输出电压和电流的输送。与在高功率下操作的线性或开关调节器相比，此类电路可以被配置为取代电池放电DC-DC转换器、承受高放电电流和/或在许多操作模式下更有效地操作。

为了理解放电控制开关的并联连接如何能够控制电池放电电压的施加以及提供等效的输出电压调节，现在讨论示例性电池的特性操作。

可再充电电池，诸如基于锂离子(“Li离子”)的可再充电电池，可以由不同的内部材料和特定的化学成分构成，这些材料和化学成分定义了每一个电池单元的工作电压范围、最大放电电流、内部阻抗和比容量。这些参数中的每一个都定义了放电电压族对放电电流曲线(也称为“V-I曲线”)，这些曲线对于每种类型的单元都是独特的。

电池可以被构成具有一定的化学能量容量，该化学能量容量由包含在电池的每个单元内的活性化学材料的有限重量或体积决定。该容量是通过在给定电流下放电和直到达到某最小电压为止的时间测量到的。该容量通常以毫安时(“mAh”)或安时(“Ah”)报告。该容量在此由字母“C”表示，对应于1小时内可从电池获得的连续电流，该电流导致电池从100％充电状态(“SOC”)(即，完全充电到最大允许电压)放电到0％SOC状态(即，完全放电到最小允许电压)。对于任何给定的放电电流，电池的端电压将根据其SOC而下降。当电池的化学容量耗尽时，SOC将从100％减少到0％。

图8示出了使用镍锰钴(“NMC”)化学成分的四个串联连接的锂离子可再充电单元的示例性电池在不同可能负载电流下的电压曲线族对SOC的曲线图(即V-I曲线)。这些曲线定义了示范性工作包络，在该包络内，电池电压可以针对电池电流和SOC的各种条件工作。更具体地，图8中的曲线表示在不同负载电流下电压曲线对SOC的曲线图，其中电池在10A、12A、15A和20A的电流需求期间具有1Ah的容量。

可以很容易看出，给定SOC的电池端子电压将根据电流需求的增加而降低。当电流需求增加时，电压刻度上的曲线之间的距离是由于电池单元的内部电阻或阻抗引起的。内部阻抗越高，对于电池输出端子上存在的给定施加放电电流的电池端子电压就越低。因此，在给定SOC处的电池端子电压不仅取决于SOC，而且还取决于放电电流需求，并且存在于由特性曲线限定的工作包络内。从图8的图示可以理解，典型电池的输出(放电)电压不是恒定的，而是随电池输出端子和SOC处存在的放电电流而可变化的，并且因此典型电池本身不具有在将存储的能量从电池中耗尽而花费的时间内或随着负载电流变化将该电池的放电电压调节或保持在特定电压范围内的固有能力。然而，如前所述，在电力系统中非常常见的是，要求向配电总线馈送电力的任何源调节提供给配电总线的电压，以确保配电总线上的最大和最小电压偏移被限制在高于或低于期望标称值的指定值，即，耦合到配电总线的负载可以容忍的电压允许范围，以确保指定的(例如，无错误的)操作(这里称为“指定负载电压公差范围”)。这是为什么已经实现诸如先前描述的那些的电压调节器或DC-DC转换器以便将(例如由电池或其他源)提供给配电总线的输出电压保持在这样的指定负载电压公差范围内的原因之一。

再次参考图8，为了描述本公开的实施例的目的，放电电池相对于特定负载的工作包络可以被划分为几个区域，并且在该示例中为区域1、2、3和4。区域1区定义位于负载的指定负载电压公差范围之下的电池端子电压对SOC曲线上的操作点。区域2区定义位于指定负载电压公差范围内的电池端子电压对SOC曲线上的操作点。区域3区定义了位于指定负载电压公差范围之上的电池端子电压对SOC曲线上的某些操作点。如本文将进一步描述的，当在该区域3区内操作时，本公开的实施例被配置为利用N个FET/电阻器对网络(例如，参见图9)提供对提供给负载的输出电压的更精细控制。根据本公开的示例性实施例，区域3区的顶部边界位于区域2区的顶部边界之上小于负载电压标称值的约5％(例如，在12V标称负载电压的情况下为0.6V，在24V标称负载电压的情况下为1.2V，等等)。区域4区定义位于区域3区上方的电池端子电压对SOC曲线上的操作点。参考图10描述的示例性电池的工作包络也被划分为类似的区域。

图7示出了在美国公开的专利申请第2020/0350779号中公开的系统700的电路框图。系统700采用电池系统706，该电池系统706被配置为通过定义的开关配置将电池708的输出端子选择性地耦合到配电总线704，该定义的开关配置包括N个(其中N>2)并联连接的放电开关710a…710d(例如，MOSFET)的网络，每个放电开关710a…710d与电阻器750a…750d串联耦合以形成N个FET/电阻器对的网络。

系统700可以用于具有延伸超过指定负载电压公差范围(例如，如由负载705所要求的；例如，参见图8的示例中所示的区域2区)的电池端子电压的电池。如本文所讨论的，典型电池在某些操作点处具有将位于许多负载所要求的这样较窄的指定负载电压公差范围之外的端子电压。因此，即使在电池708的端子处存在的电压高于该区域2区，系统700也可用于基本上在如图8的区域2区中所示的12V+/-5％的该指定负载电压公差范围内调节向配电总线704提供的电压。在一些SOC和电池电流条件下，电池708的端子处存在的电压可以被配置为位于配电总线704的指定负载电压公差范围(例如，参见图8的示例中示出的区域3和区域4区)之上，而在诸如区域2区的其他SOC或电池电流条件下，供应到负载705的电压被调整为基本上匹配配电总线704的指定负载电压公差范围。

电阻器750a…750d中的每一个可以被配置为具有不同的电阻值，并且可以被配置为使得系列750a…750d中的每一个电阻器的电阻值低于该系列中的前一个电阻器(例如，电阻器750b具有低于电阻器750a的电阻值，电阻器750c具有低于电阻器750b的电阻值等)。FET/电阻器对可以通过另一个开关元件(例如，MOSFET)711在电池端子和配电总线704之间并联连接，开关元件711防止直接从配电总线704给电池充电，并且其中N个FET 710a…710d及其成对电阻器以及FET 711中的每一个都是由控制器702经由控制线721a…721e独立地控制。然而，实施例可以用具有基本等效电阻值的一个或多个电阻器750a…750d来实现。

并联连接放电控制FET/电阻器对的数量N可以在从2个到可以由控制器702实际地控制的任何数量的范围内。放电控制FET/电阻器对的数量N通常可由许多因素确定，例如可从电池708获得的最小和最大电压、最小和最大输出电流的预期范围以及所需的最小和最大输出电压范围(例如，由指定负载电压公差范围确定(例如，参见图8的示例中所示的区域2))。

电池708可以通过由控制器702以预定方式(例如，顺序的二进制计数序列或任何其他序列)激活(例如，接通)N个FET 710a…710d中的一个或多个来耦合到配电总线704，例如从FET 710a开始，FET 710a可以与最高电阻值电阻器750a配对。当FET 710a接通时，电流将开始流向负载705，并且电池708的端子电压将根据电池阻抗特性曲线开始下降(例如，参见图8和图10)。如果通过FET/电阻器对710a/750a的串联组合提供给负载705的电流足够高，则FET/电阻器对710a/750a的串联组合上的电压降将增加，直到提供给负载705的电压下降到预定阈值，该预定阈值可以根据负载705的最小调节点规范(例如，指定负载电压公差范围的下限)来设置(例如，在控制器702内)。当该阈值被达到并由控制器702通过输出电压传感器741感测到时，控制器702可以被配置为关断FET/电阻器对710a/750a，并接通与电阻器750b配对的FET，电阻器750b可以具有一系列电阻器750a…750d中的次最高的电阻值。与FET710b串联的电阻器750b可以被配置为具有明显小于电阻器750a的电阻值，并且因此FET 710b和电阻器750b的串联组合的电压降将低于跨FET 710a和电阻器750a的串联组合的电压降。其效果将是将提供给负载705的输出电压增加到高于先前注意到的与负载705的最小调节点规范相关的阈值(例如，指定负载电压公差范围的下限)，并因此保持提供给负载705的输出电压高于该最小预定阈值。这样，提供给负载705的输出电压可由控制器702保持在应用调节窗口内(例如，指定负载电压公差范围(例如，参见图8的示例中所示的区域2区))在改变电池端子电压和负载电流的情况下，如控制器702经由电池电压传感器742所感测的，输出电压传感器741和电流传感器707，通过控制器702选择性地激活N个FET 710a…710d(例如，以向上的二进制计数序列或其他合适的序列)以增加供应给负载705的电压，或者选择性地去激活N个FET 710a…710d(例如，以向下的二进制计数序列)以降低供应给负载705的电压，其中FET 710a与二进制顺序计数器的最低有效位相关联，并且FET 710d(或更高)与最高有效位相关联。

图9描绘了可以在控制器702内实现的调节方案的非限制性示例，其示出了作为由控制器702选择性激活N个FET 710a…710d的二进制计数序列的函数的跨并联连接的FET/电阻器对上的总电压降。可以看出，跨FET/电阻器对网络的电压降可以以N²个离散步长(例如，当N＝4时为16)控制在从基本上0V到某个期望的最大电压(在该示例中，大约3.0V)的范围内。由于其在电池系统706中位于电池708的输出端子和负载705的输入端子V_o之间，因此负载705将其输入电压视为电池708的端子电压减去跨FET/电阻器对网络的电压降。通过这种技术，可以通过由控制器702导通/断开N个FET710a…710d，以调节跨FET/电阻器对网络上的阻抗(即，因此，电压降)，来实现并保持提供给负载705的电压的调节(例如，基本上在指定负载电压公差范围内)。

N个并联放电开关元件(即，N个FET/电阻器对)的这种网络可以被配置为作为高电流数模转换器操作(例如，响应于从控制器702接收的指令)，其中源极电压(即，来自电池708)不随时间恒定(例如，参见图8)，而是随负载电流和SOC变化。在该配置中，来自电压传感器741、742和电流传感器707的信息可以被控制器702用来补偿输入和输出电压(即，电池708和负载705)两者的变化。

由此得到的系统700被配置为N个固定阻抗元件(即，N个FET 710a…710d和相关联电阻器750a…750d)的网络，这些元件可以由控制器702切换入网络和切换出网络，以补偿输入(即，电池708)和输出(即，负载705)上的电压的变化。改变电阻器750a…750d的电阻值将定义个体元件的阻抗。每个FET/电阻器对可以在预先确定的施加电流下配置有特定的电压降。结果，系统700可以被配置为控制在电池708和负载705之间定义可变的、可控的阻抗的元件网络。随着负载705的电压增加，由控制器702调整网络，使得总阻抗增加，输送到负载705的电压降低。当电池708的电压降低时，由控制器702重新配置网络，使得总阻抗降低并且因此也降低跨网络上的电压，用于将输送到负载705的电压保持在期望范围内(例如，基本上在指定负载电压公差范围内)。然后，可以通过控制器702使用任意数量的不同控制技术控制从电池电压中减去的跨网络上的补偿电压降，使得通过对系统700中的各种N个FET/电阻器对的排序来控制输送到负载705的所得的电压，以每当在区域1、2或3操作范围内(例如，如图8所示)存在电池操作点(例如，由于任何原因而漂移)时，提供高分辨率的电压匹配。

因为系统700只能将提供的电池电压降低到负载705所需的某个更低的电压，所以电池特性曲线的某些区域将是不可用的，例如，对应于图8中所示的区域1区。包含在区域1区中的任何能量都无法被系统700使用，并且基本上是滞留的。虽然区域1区仅包含由这一族V-I曲线表示的总电池能量的一小部分，但是其他电池化学类型和配置可以在不可用区域1区中滞留显著更多的能量(例如，参见图10)。

图1示出了根据本发明的实施例配置的系统100的电路框图。系统100可被配置成当主电源发生故障时，经由配电总线从辅助电源向负载提供电力。尽管本公开的实施例不限于这种配置，但主电源可以是耦合到AC电源的电源供应单元，而副电源可以是电池。

在参考图1所示的非限制示例性实施例中，系统100采用电池系统106，该电池系统106被配置为在控制器102的控制下，通过DC-DC转换器170和开关配置选择性地将电池108的输出端子耦合到配电总线104，该开关配置包括N个(其中N≥1)并联连接的放电开关110b…110d(例如，MOSFET)的网络，每个放电开关110b…110d与电阻器150b…150d串联耦合以形成N个FET/电阻器对的网络(在此也称为“N个FET/电阻器对网络”)。

电阻器150b…150d中的每一个可以配置为具有不同的电阻值，并且可以配置成使得系列150b…150d中的每个电阻器的电阻值低于该系列中的前一个电阻器(例如，电阻器150c具有低于电阻器150b的电阻值，电阻器150d具有低于电阻器150c的电阻值等)。然而，实施例可以用具有基本等效电阻值的一个或多个电阻器150b…150d来实现。

N个FET/电阻器对可以并联连接，并通过另一个开关元件(例如，MOSFET)111类似地插入电池108的正极端子和配电总线104之间，这可以实现为防止直接从配电总线104对电池108充电，并且其中N个FET 110b…110d中的每一个以及FET 111由控制器102经由控制线121b…121e选择性地和独立地控制。

并联连接的放电控制FET/电阻器对的数量N的范围可以从1到可以由控制器102实际控制的任何数量，并且通常可以由一个或多个因素确定，例如可从电池108获得的最小和最大电压、最小和最大输出电流的预期范围以及所需的最小和最大输出电压范围(例如，由指定负载电压公差范围确定(例如，参见图8的示例中所示的区域2区))。控制器102可经由电池电压传感器142和电流传感器107感测电池108的端子电压和负载电流的变化。

系统100可用于在有效操作点处具有电池端子电压的电池，该有效操作点延伸到指定负载电压公差范围之上(例如，如负载105所要求的；例如，参见图8的示例中所示的区域2区与整个电池操作点范围的比较，该电池操作点包括那些在区域2区之外的电池操作点，例如那些包含在区域1、3和4中的电池操作点)。如本文所讨论的，典型的电池或串联连接的电池在某些操作点处具有端子电压，该端子电压位于大多数负载所需的几乎每种情况下的更窄且严格限制的指定负载电压公差范围之外。因此，可以采用系统100来将所供应的电池电压基本上调节在该指定负载电压公差范围内。电池108的电压可以被配置成在一些SOC和电池电流条件下位于配电总线104的指定负载电压公差范围(例如，参见图8的示例中所示的区域3和区域4区)之上，并且在其他SOC或电池电流条件下，基本上匹配配电总线104的指定负载电压公差范围(参见图8的示例中所示的区域2区)。

系统100的操作类似于系统700的操作，该系统700具有根据V_输入对V_输出和在系统100内实现的类型的DC-DC转换器170的输出电流限制特性(例如，参见图11)来实现的DC-DC转换器170，并且其可以被配置成能够在负载105需要低电流(即，小于负载105可能需要的最大电流的大约25％)并且电池108在高充电状态(例如，SOC值大于大约70％)下操作时处理向负载105的电流输送，例如，对应于如图8或图10所示的区域4区中的系统100的操作。

DC-DC转换器170可以是这里描述的任何类型(例如，线性调节器、开关降压、开关降压-升压或其他)，包括但不限于参照图4、5和11描述的那些类型。DC-DC转换器170不需要像在现有技术实现中那样被配置(例如，调整大小)以处理电池的最大输出功率，而是可以被配置成使得它可以处理电池的最大输出功率的大约25％到30％，因为，如这里进一步描述的那样，在系统100中，输出功率的平衡由N个FET/电阻器对网络提供。这提供了系统100相对于使用DC-DC转换器的这种现有技术实现的优势，因为DC-DC转换器的相对成本和尺寸实质上高于具有类似功率传输能力的FET/电阻器对的网络的成本和尺寸。

图4示出了开关降压转换器的非限制性示例的输入对输出电压(V_输入对V_输出)特性，其适于实现为系统100内的DC-DC转换器170。注意，对于V_输入>V_输出设定点，DC-DC转换器作为普通降压转换器工作，保持输出电压V_输出与V_输出设定点基本相同。然而，当输入电压V_输入下降到与V_输出设定点相交时，输出电压V_输出允许下降到V_输出设定点以下，并基本上跟踪输入电压V_输入，直到达到某个阈值，在本例中显示为11V。这被称为“低压差”特性，在线性调节器设计中很常见。V_输出设定点在这里也被称为电池DC-DC转换器设定点(例如，参见图12)，并且可以被预定为处于电压电平，在该电压电平处，DC-DC转换器170被配置为在PSU 101的故障之后开始向负载105提供电流，例如在这里参照图12和19进一步描述。

图5示出了降压-升压转换器的非限制性示例的输入对输出电压(V_输入对V_输出)特性，该降压-升压转换器也适于实现为系统100内的DC-DC转换器170，其中不需要上述“低压差”特性，因为当V_输入<V_输出设定点时，DC-DC转换器自动从降压模式(V_输入>V_输出设定点)切换到升压模式，因此不管输入电压V_输入如何，都将输出电压V_输出保持为等于V_输出设定点，直到达到UV关断输入电压。

图11示出了在系统100内实现的DC-DC转换器的电流限制特性，其中x轴表示时间。对于处于或低于被称为电流限制转变点的输出电流值(其中DC-DC转换器的输出电压从恒定电压变为恒定电流)的所有DC-DC转换器输出电流I_o，DC-DC转换器被配置为保持DC-DC转换器的输出电压V_输出恒定。当DC-DC转换器的输出电流I_o(由图11中的虚线表示)达到电流限制转变点(I_限制(A))时，输出电压V_输出略微降低，或者被称为“下降”。这表示DC-DC转换器从“恒定电压”模式到“下降电流限制”模式的转变，其中对于I_限制(A)和I_限制(A)加上几个百分点之间的输出电流值的窄范围，允许输出电压V_输出降低到V_输出设定点以下。换句话说，对于从0到I_限制(A)的任何电流值，DC-DC转换器的输出电压V_输出被保持在V_输出设定点。当达到I_限制(A)时，输出电压V_输出开始下降，并且随着输出电流继续上升，这种下降继续加剧(I_限制(A)处的电流斜率看起来平坦，但实际上只是略微为正)。

在诸如PSU 101中的硬件故障或AC断电(这里通常称为PSU 101的故障)的事件期间，导致系统100操作以使得电池108放电到配电总线104中，电池108的电压将随着放电电流的增加而下降(例如，如图8和图10所示)，其中随着通过在越来越低的电压下存在的不同特性曲线跟踪，电流的增量增加。随着电池放电电流的增加，电池108的电压的这种降低可能是由每个电池单元的内阻或阻抗引起的。电池108的压降量将取决于由电池108提供给负载105的电流的大小以及电池108中每个单元的内部阻抗。电池108的单元的化学成分可以根据它们的电压、电流能力和阻抗特性来选择，以能够支持它们所耦合到的配电总线104的全部功率需求，同时保持足够小的电压降，以在放电事件期间将配电总线104保持在其电压限制内(例如，基本上在指定负载电压公差范围内)。

根据本公开的实施例，系统100可以被配置成使得在输送到负载105的电流值低于DC-DC转换器170的电流限制转变点(参见图11中描绘的I_限制(A))时以及在电池108的高充电状态下，根据电池108的V-I曲线族的瞬时操作点，电流可以仅由DC-DC转换器170提供给负载105，或者由DC-DC转换器170结合N个FET/电阻器对网络中的一些预定数量的FET/电阻器对提供给负载105。

现在将相对于系统100的非限制示例性应用和操作来描述本公开的实施例，其中控制器102被配置为在指定负载电压公差范围内向负载105输送功率。这种指定负载电压公差范围在此也可称为应用调节窗口，其限定与特定终端应用相关联的负载可能需要的电压范围。这种指定负载电压公差范围可以由标称的或期望的输出电压V_o和+/-百分比范围组成。

图12示出了可基于期望输出电压V_o(例如，12V)和指定负载电压公差范围(例如+/-5％)在系统100中实现的各种设定点和阈值的非限制性示例的图形表示。仅为了描述本公开的实施例，将参考图8的非限制示例性V-I曲线。示出了指定负载电压公差范围，并且该范围从下调节限制(本例中为12V-5％＝11.4V)延伸至上调节限制(本例中为12V+5％＝12.6V)。根据本公开的实施例，控制器102可被配置为将提供给负载105的电压保持在限定指定负载电压公差范围的上调节限制和下调节限制之间。图12还示出了在上调节限制和下调节限制的范围内，可以在系统100的设计内配置一些其它阈值和设定点可以存在PSU 101的PSU输出电压设定点，其可以在系统100的设计期间预先确定(例如，作为负载的动态特性的函数、PSU控制回路的响应等)，在该示例中，其被选择为12.35V(如图12中描绘的实线2所指定)。PSU 101的PSU输出电压设定点的值可以被选择为由PSU 101提供的正常工作输出电压，并且将被选择为在指定负载电压公差范围内。可以存在DC-DC转换器170的电池DC-DC转换器设定点，其被设置在PSU输出电压设定点以下，在该示例中，该PSU输出电压设定点被选择为12.0V(如图12中描绘的虚线3所指定)。可以有两个控制阈值设定点，上控制阈值(“UCT”)，设置在PSU输出电压设置点和电池DC-DC转换器设置点之间(在本示例中被选择为12.3V)，以及下控制阈值(“LCT”)，其被设置为低于电池DC-DC转换器设定点且高于下调节限制(在该示例中，LCT被选择为11.9V)。参照图14和15进一步描述UCT和LCT值。本文进一步描述了这些阈值和设定点的使用。

电池DC-DC转换器设定点被选择为在指定负载电压公差范围内，低于PSU输出电压设定点，并且高于LCT，并且可以通过分析系统100的动态特性来优化。可以根据负载105的规格和要求来确定上调节限制和下调节限制(即，指定负载电压公差范围)的选择。UCT的值可以被选择在低于PSU输出电压设定点的某个适当值处，使得对低于UCT的输出电压V_o的降低的监测向电池系统106指示PSU 101可能存在故障，或者由电池系统106提供给负载105的输出电压V_o已经增加太多并且可能潜在地增加到指定负载电压公差范围之外。LCT的值可以被选择在低于电池DC-DC转换器设定点的某个适当值处，使得对输出电压V_o低于LCT的降低的监测向电池系统106指示需要经由N个FET/电阻器对网络从电池108向负载105提供更多的电流。由系统100的设计者选择在指定负载电压公差范围内的UCT和LCT的值可以是电池108的特定特性(例如，端电压、特性曲线等)、负载105的动态特性(例如，动态负载电流的大小和上升和下降时间)以及被指定为C_负载160的系统100的有效电容的函数。该系统电容C_负载160可以表示耦合到系统100中的输出节点V_o的电容的总和(例如，存在于PSU 101中的、已经被包括以有助于稳定PSU 101的反馈控制回路的任何输出电容器、存在于DC-DC转换器170的输出处以改善瞬态响应或有助于稳定DC-DC转换器170的控制回路的任何输出电容器、与负载105相关联的任何电容、以及由电池系统106的设计者添加的任何其他电容)。

图13示出了系统100的简化框图，如本文进一步描述的，其被呈现用于描述根据本公开的实施例，控制器102如何利用对输出节点V_o处的电压的监测来调节插入在电池108和负载105之间的阻抗量。电池系统106和PSU 101在输出节点V_o处耦合到配电总线104。负载105和系统电容C_负载160也在输出节点V_o处耦合到配电总线104。

根据众所周知的电路理论，系统中任何节点的任何电流之和必须为零。因此，在节点V_o处存在的电流的总和是：

i_Batt+i_PSU–i_电容–i_负载＝0

求解i_电容:

(i_Batt+i_PSU)–i_负载＝i_电容

考虑电容器的特性方程：

i_电容＝C×dV_电容/dt

其中，dV_电容/dt＝dV_o/dt

从上面的等式可以得出结论，如果(i_Batt+i_PSU)等于i_负载，那么i_电容相对于时间将为零，dV_电容/dt也将为零。因此，输出节点V_o处的电压将是不变的。如果(i_Batt+i_PSU)>i_负载，则i_电容将为正(即，系统电容C_负载160将充电)，dV_电容/dt也将为正，并且输出节点V_o处的电压将相对于时间增加。相应地，如果(i_Batt+i_PSU)<i_负载，则i_电容将为负(即，系统电容C_负载160将放电到负载105中)，dV_电容/dt也将为负，并且输出节点V_o处的电压将相对于时间减小。这些变量，跨系统电容C_负载160的电压(即，V_o)和系统电容C_负载160中的电流(C×dV_电容/dt)代表系统100的一组状态变量，其在如本文所述的本公开的实施例中被利用。注意，C×dV_电容/dt可以是正的或负的，单位为安培(电流)，而dV_电容/dt可以是正的或负的，单位为伏特/时间。还应该注意，dV_电容/dt也等于dV_o/dt，并且代表相同的状态变量。

图14示出了状态确定系统141(参见图1)的非限制性实现的框图，其可被配置为确定表示系统100的状态变量的值(即，V_o和dV_o/dt)。阈值检测器1401接收输出电压V_o作为输入，并将V_o与UCT和LCT限值进行比较(参见图12)。用于阈值检测器1401的操作的真值表在图16的表16a中示出。如果输出电压V_o处于高于UCT的电压电平，则信号上限控制阈值超出(“UCTE”)信号被设置为逻辑电平1，并且在输出电压V_o下降到UCT以下时，UCTE将被重置为逻辑电平0。如果输出电压V_o处于低于LCT的电压电平，则下控制阈值超出(“LCTE”)信号被设置为逻辑电平1，并且在输出电压V_o上升到LCT以上时，LCTE信号将被重置为逻辑电平0。

微分器1402接收输出电压V_o作为输入并确定dV_o/dt的符号，产生每当dV_o/dt>0时被设置为逻辑电平1的dV_o/dt正信号、和每当dV_o/dt>0时被设置为逻辑电平1的dV_o/dt负信号，从而向控制器102提供状态变量dV_o/dt的瞬时符号。用于微分器1402的操作的真值表在图16的表16b中示出。UCTE、LCTE、dV_o/dt负信号和dV_o/dt正信号(在此也统称为“状态确定信号”)经由信号线180从状态确定系统141传送到控制器102。注意，真值表表16a和表16b包含被示为“不允许”或“不可能”的条目。例如，输出电压V_o不可能同时高于UCT和低于LCT，因此条件UTCE＝1和LTCE＝1无法同时发生。

控制器102被配置为接收来自状态确定系统141的状态确定信号，并根据如关于图18的系统和过程1800进一步描述的图16的表16c中所述的真值表执行操作。图15示出了如何用运算放大器(OP1)和电压比较器(CMP 1…CMP 4)实现状态确定系统141以产生图16的表16c中所示的真值表的非限制性示例的简化示意图，其中比较器参考值属于关于图12提供的示例。

考虑用如关于图8所描述的电池108实现的系统100的非限制性示例，当在区域4区中操作时，包括DC-DC转换器170提供了更高的电效率以及在更宽的电流范围内对精确的输入/输出电压差的更高的控制精度、低至零(0)电池放电电流，相对于图7的系统700比先前更可用。通过检查图9，这是明显的。如本文所述，对于任意数量N个FET/电阻器对，有N²个分立控制步骤可用。由于系统700中电阻器710a…710d的电阻器值减小的性质，控制步骤的粒度在操作范围内不是恒定的，并且可以看出，当在区域3区(参见图8)中操作时，可以进行精细控制(注意，在图9中，70％的可用控制步骤存在于0.5V或更小的V_BAT-V_o差值范围内)，但是当在V_BAT-V_o差值范围从0.5V到3.0V的区域4区中操作时，由于可用控制步骤的数量较少，只能进行非常粗糙和不精确的控制。区域4区是电效率差的工作范围，因为当在该范围内时，电阻元件中将存在高V-I损耗。因此，区域4区是通过结合DC-DC转换器170提供输出电压V_o的粗控制的地方，因为DC-DC转换器减轻了这种效率问题，因为它们特别旨在在该区域中具有高效率。因此，系统700在区域4区中具有较差的效率和控制，而系统100通过结合DC-DC转换器170来减轻这些问题，这显著地改善了区域4区中的性能，同时可以通过控制N个FET/电阻器对网络的总阻抗来提供对输出电压V_o的更精细的控制，如将在此参照图18进一步描述的。

使用标准降压DC-DC转换器或降压-升压DC-DC转换器的选择可以通过由系统100供电的负载105的要求以及电池108的特定化学性质和配置的V-I曲线来确定。如本文参照图7所述，系统700能够仅在低于电池电压的电压下向负载705输送电流。结果，在许多情况下，电池708中会有无法利用的能量。参照图8，区域1区标识位于负载的指定负载电压公差范围之下的电池操作点。每当电池操作点存在于V-I曲线族的区域1区内时，电池能量就无法被利用。因此，位于该区域1区内的V-I曲线的所得部分非常小，并且仅存在于SOC接近于零的非常低的电荷状态下。对于许多最终用户应用，这种不可用的区域1能量可以简单地忽略。然而，将图8所示的V-I曲线与图10所示的不同电池配置的操作进行比较，图10表示在1A和60A之间的电流下操作的磷酸铁电池单元的四串联单元配置的V-I曲线。可以看出，图10的磷酸铁电池系统的区域4区操作在面积上明显小于图8的镍锰钴系统。注意，这可能有利于12V系统。然而，注意，图10的磷酸铁电池系统的区域1区中存在的曲线的面积明显大于图8的镍锰钴系统的面积(例如，当在60A的最大负载下操作时高达约40％SOC)。这表示如前所述滞留在区域1区中的大量不可用能量，并且对于期望由这种电池系统供电的特定应用可能是不可接受的。潜在的解决方案是用图1中的电池系统106来替换图7中的电池系统706，该电池系统106实现具有用于DC-DC转换器170的适当最大功率和电流限制设置的DC-DC转换器设计(例如，降压-升压DC-DC转换器)，因为这种类型的转换器能够将低于指定负载电压公差范围内的电压的电池电压升压至与指定负载电压公差范围兼容的输出电压。注意，当将降压-升压转换器用于DC-DC转换器170时，可能需要考虑小心，以防止当DC-DC转换器170将输出电压升压到由电池108提供的电压以上时，从输出到电池(输入)的功率循环。为了防止这种情况，DC-DC转换器170的输出的连接点可以移动到晶体管111的漏极侧(与耦合到晶体管111的源极侧的FET/电阻器对110b…110d和150b…150d相比)。当在升压模式下操作时，晶体管111被关断，从而阻止从DC-DC转换器170的输出到电池108的任何功率循环。在升压模式下操作DC-DC转换器170的结果是，当电池108在区域4区中放电时输送的输出功率的100％应该通过DC-DC转换器170而不是通过N个FET/电阻器对网络输送。这意味着系统100在区域4区中的操作应该处于DC-DC转换器170的功率限制和电流限制转换点(I_限制(A))或以下的功率电平。这并不罕见，然而，在系统100用于计算机服务器的应用中，特别允许在低SOC下从电池108进行这种“降低功率”的操作。

图17示出了可根据特定电池和负载特性和要求在控制器102内实现的FET/电阻器激活/去激活序列的几个非限制性示例。表17a表示类似于关于图9描述的二进制计数序列的二进制计数序列，其可以在控制器102内实现。FET 110b、110c和110d可以二进制向上计数序列接通，其中FET 110b表示最低有效位，FET 110d表示最高有效位，并且其中每个后续二进制数字表示N个FET/电阻器对网络的递减总阻抗。因此，一次向上计数一个二进制数字导致N个FET/电阻器对网络的总阻抗减小，而一次向下计数一个数字导致N个FET/电阻器对网络的总阻抗增大。表17b表示顺序序列，其中FET可以按顺序地接通/关断，而不是以二进制计数模式，使得为了降低N个FET/电阻器对网络的总阻抗，第一FET110b被接通，然后FET110c被接通(而不是首先断开FET 110b)，最后FET 110d被接通。同样地，为了增加N个FET/电阻器对网络的阻抗，控制器102可以被配置成在最高有效位位置关断FET，然后在次最高有效位位置关断FET，以此类推，直到所有FET都关断。这种顺序序列导致更少的离散阻抗步长，但当从任何给定阻抗值开始时，更快地到达最小或最大阻抗值。

根据本公开的实施例，当电池108由诸如那些图8中所示的NMC电池单元组成时，表17a中所示的二进制计数序列可以在控制器102内实现，其中由最小电流V-I曲线和最大电流V-I曲线所描绘的区域仅约20％位于区域2区内，并且区域2区外的大部分区域位于区域3和4中的区域2区上方。根据本公开的实施例，当电池108由诸如图10所示的磷酸铁电池单元组成时，表17b的顺序序列可在控制器102内实现。这里，由最小和最大电流V-I曲线描绘的面积大约60％位于区域2区内，并且只有大约30％位于区域3和4中的区域2区之上。

表17c中示出了替代的二进制/顺序或“混合”计数方法，其中二进制计数序列和顺序序列被组合，FET 110b和110c以二进制序列操作，并且在FET110b和110c已经达到最大二进制值之后以顺序序列添加FET 110d。

以下示例进一步图示了本公开的实施例，这些示例被阐述旨在说明本公开的主题，并且不应被解释为限制性的。

现在将描述系统100的实现的非限制性示例。在此12V示例中(V_o＝12V)，上调节限制为12.6V，下调节限制为11.4V，定义了指定负载电压公差范围。示例性电池108基于图10所示的四串联单元磷酸铁电池，具有60安培的最大负载电流和1安培的最小负载电流。DC-DC转换器170被配置为合适的降压DC-DC转换器(具有如图4所示的特性)，如图11所示的电流限制转变点I_限制(A)被选择为15安培，或负载105的最大电流的25％。如图12所示，电池DC-DC转换器设定点被设置为12.0V，PSU输出电压设定点被设置为12.35V，UCT被设置为12.3V，并且LCT被设置为11.9V。控制器102被配置为以如图17的表17b所示的顺序方式使N个FET/电阻器对网络的阻抗上下步进。电阻器150b可以被配置为具有所有电阻器150b…150d中最高的电阻值。根据本公开的实施例，电阻器150b的该电阻值可以由最小和最大负载电流设计点的允许V-I曲线所追踪的电池180的最大电压值来确定。在该示例中，该电阻值可通过图10中所示的点A(13.4V)减去电池DC-DC转换器设定点的值来标识，该设定点为12.0V，并且由图10中所示的点B表示。然后将结果除以DC-DC转换器170的电流限制转变点(I_限制(A)，或15A)，其为电阻器150b提供期望的电阻值。使用这些值，结果是：

元件150b的电阻值150b＝(13.4V–12.0V)/15A

元件150b的电阻值＝93毫欧姆

电阻器150c可以被配置为具有序列中的次最低的电阻值，并且可以被配置为具有等于或略小于电阻器150b的电阻值的1/10的电阻值(例如，9毫欧姆)。电阻器150d可以被配置为具有等于或略小于电阻器150c的1/10的电阻值(例如，0.9毫欧姆)。因此，当所有FET都接通时，N个FET/电阻对网络的总电阻为0.8毫欧姆。在60A的最大负载下，这在N FET/电阻对网络上提供了48毫伏的总电压降。

由于如图10所示，对于高于15A的电流限制转变点I_限制(A)且低于60A的最大限定负载电流的电流值，磷酸铁电池特性V-I曲线很大程度上位于区域2工作范围内，因此系统100可以配置有这样相对低数量的并联FET/电阻器对、顺序FET激活序列以及如前所述的每个顺序对的电阻器值的相对激进的降低。如果系统100配置有由诸如图8所示的NMC单元组成的电池108，则系统100可以配置有更大数量的并联FET/电阻器对、二进制计数序列以及每个顺序对的电阻器值的更渐进的减小，因为如图8所示，V-I曲线的相对更大部分存在于区域2工作范围(即，指定负载电压公差范围)之上。

再次参考图1，当正确操作时(即AC输入功率存在并且在指定的值内，和/或在PSU101内不存在硬件故障)，PSU 101被设计成具有足够的输出电流容量以向负载105提供满载电流。如果PSU 101的AC输入出现故障，或者如果PSU 101内存在硬件故障，PSU 101将停止向负载105提供电流，并且电池系统106将从电池108释放能量以向负载105提供电流。

根据本公开的实施例，电池系统106被配置成在由DC-DC转换器170与N个FET/电阻器对网络组合提供的电流路径之间供应来自电池108的电流，以将输出节点V_o处的电压保持在由上调节限制和下调节限制定界的指定负载电压公差范围内，如图12所示。根据满足负载105的需求所需的电流，电流可以流过DC-DC转换器170和N个FET/电阻器对网络的元件的任何组合。控制器102可以被配置成控制来自放电电池108的输出电流在DC-DC转换器170和N个FET/电阻器对网络之间的平衡，使得供应到负载105的电压在上调节限制和下调节限制之间被调节(即，在指定负载电压公差范围内)。以下描述表示可以作为电流平衡和电压调节过程的一部分发生的示例性转变。

根据本公开的实施例，现在关于图18的系统和过程1800描述用于通过电池系统106从电池108向负载105提供电流的非限制示例性过程，其可以被实现用于在控制器102内操作。在该示例中，DC-DC转换器170根据图4操作，状态确定系统141被配置为根据图16的表16a和16b中列出的真值表操作，并且控制器102被配置为根据图16的表16c中列出的真值表和图17的表17b中列出的FET序列操作。由状态确定系统141根据表16a和16b中列出的真值表生成的信号由控制器102经由信号线180接收。

图19-20示出了时域分析，示出了从电池108和PSU 101向输出节点V_o供应输出电压的系统100的示例性操作，以及从状态确定系统141向控制器102提供的信号的相应转变。图19示出了时间间隔t₀-t₁₀期间的示例性时域分析，而图20示出了时间间隔t₁₀-t₂₁期间的示例性时域分析。参照图19和图20的时间实例描述系统和过程1800的示例性操作，描述在每个时间实例的时刻以及在每个时间实例之间的时间间隔期间发生的情况。注意，图19和图20不是按比例绘制的，并且所示的某些时间间隔可以以微秒来测量，而其他时间间隔可以以秒或分钟来测量。

在过程块1801中，PSU 101正在适当地操作，并且可能已经在某个先前时间段被接通。在该示例中，PSU 101输出电压设定点为12.35V，向负载105提供满载电流。此外，在一些先前的时间段，电池系统106的组件被初始化(由过程块1802-1805周围的虚线表示)。控制器102可在过程块1802中初始化(例如，当其接收到AC_OK信号时)。在过程块1803中，控制器102分别经由信号线171和121b…121d关断DC-DC转换器170和所有FET 110b…101d。在过程块1804中，控制器102可以被配置为验证在输出节点V_o处存在的电压等于PSU输出电压设定点(例如，通过在状态确定系统141内实现的电压传感器，例如以类似于电池电压传感器142的方式，其感测到的输出电压V_o的电平经由信号线180提供给控制器102)，并且信号线112上的AC_OK信号存在(例如，正在接收逻辑电平1)。

在过程块1805中，经由控制信号171接通DC-DC转换器170，由此DC-DC转换器170将其输出稳定到其电池DC-DC转换器设定点(在该示例中为12.0V)。然而，因为输出节点V_o处的电压被PSU 101保持在12.35V，所以没有电流从DC-DC转换器170流出，并且所有流入负载105的电流由PSU 101提供。在DC-DC转换器170已经稳定其输出之后的某个时间点，系统和过程1800前进到过程块1806，并等待由控制器102经由信号线180从状态确定系统141接收的UCTE或LCTE信号的上升沿转变产生的中断。该等待条件表示稳定状态条件，其在该示例中表示为在图19中的时刻t₀所示的系统状态。如将进一步描述的，控制器102可被配置成在接收UCTE信号(例如，参见图19中的1901)或LCTE信号(例如，参见图19和图20中的1902)的上升沿(逻辑电平0到逻辑电平1的转变)时生成中断。该中断将系统和过程1800从过程块1806转换到过程块1807，在过程块1807中，来自状态确定系统141的状态确定信号被评估以确定是否需要任何FET控制动作来向上或向下调节N个FET/电阻器对网络的阻抗，如本文将进一步描述的。

在时间间隔t₀至t₁期间，过程块1806中的该稳态条件继续。控制器102保持FET110b…110d关断。所有负载电流继续由PSU 101提供，PSU 101在高于DC-DC转换器170的电池DC-DC转换器设定点的点处调节提供给输出节点V_o的电压。提供给输出节点V_o的电压高于UCT，因此UCTE信号处于逻辑电平1(参见图16的表16a)，并且由于电压V_o不变化，状态确定系统141将dV_o/dt正信号和dV_o/dt负信号保持在逻辑电平0值(参见图16的表16b)。在过程块1806中没有产生中断，因为控制器102仍在等待UCTE或LCTE信号的上升沿。

对于该示例，考虑在某个后续时间段，PSU 101的AC线路故障或硬件故障发生(其将经由AC_OK信号112被发送信号给控制器102)。这在图19中被指定为时刻t₁。最终，PSU101的输出电压开始从12.35V下降。电压V_o的下降导致的C_负载160现在放电并向负载105提供一些电流，而PSU 101提供剩余的电流。当电压V_o在时刻t₁开始下降时，这将由状态确定系统141感测，导致dV_o/dt负信号从逻辑电平0到逻辑电平1的转变(参见图16的表16b)。在时刻t₁之后，电压V_o充分降低到低于UCT，导致状态确定系统141将UCTE信号从逻辑电平1转变到逻辑电平0。过程块1806仍在等待由UCTE或LCTE信号从逻辑电平0转变到逻辑电平1所引起的中断。电压V_o的降低在时间间隔t₁到t₂期间继续，因为更多的能量可以从C_负载160传输到负载105。

在时刻t₂，电压V_o现在已经下降，直到它已经达到DC-DC转换器170的电池DC-DC转换器设定点，该设定点已经被设置为12.0V。在时间间隔t₂到t₃期间，电流通过DC-DC转换器170从电池108供应，当由DC-DC转换器170供应的电流从时刻t₂的零电流斜变到时刻t₃的电流限制转变点I_限制(A)时，DC-DC转换器170保持电压V_o稳定。响应于在时间间隔t₂至t₃期间输出电压V_o的该不变值，由控制器102从状态确定系统141接收的dV_o/dt负信号回复到逻辑0值(参见图16的表16b)。

当在时刻t₃达到电流限制转变点I_限制(A)时，DC-DC转换器170将进入其电压“下降”模式(参见图11)，并且当C_负载160再次开始向负载105提供能量时，输出电压V_o将开始降低，这可以在图19中的时间间隔t₃至t₄期间被看到。在该时间间隔期间，从状态确定系统141传送到控制器102的dV_o/dt负信号转变到逻辑电平1。然而，在过程块1806中还没有产生中断。因此，控制器102根据图16的表16c的真值表保持FET 110b…110d关断(对应于图17的表17b中所述的阻抗序列0)。

在时刻t₄，输出电压V_o越过低于LCT，使得状态确定系统141将LCTE信号从逻辑电平0转换到逻辑电平1(在时刻t₄的图19中指示为1902)，并且由过程块1806产生中断。系统和过程1800前进到过程块1807，并且由控制器102读取从状态确定系统141接收的状态确定信号的电平。根据图16的表16a和16b的真值表，信号的电平是UCTE＝0，LCTE＝1，dV_o/dt正＝0，和dV_o/dt负＝1。然后，系统和过程1800前进到过程块1808，以确定这些信号电平是否对应于如图16的表16c的真值表中所述的条件2b或3c中的任何一个。因为在该示例中，在时刻t₄，状态确定信号的电平被确定为对应于表16c中的条件3c，所以系统和过程1800前进到过程块1810，其中控制器102确定N个FET/电阻器对网络的阻抗需要降低。由于N个FET/电阻器对网络当前处于阻抗序列0(即，所有FET被关断)，图17的表17b中表示降低的阻抗的下一个步骤被标识为阻抗序列1。在过程块1810中，控制器102经由控制信号121b接通FET110b，以将N个FET/电阻器对网络配置为阻抗序列1的配置。

时间间隔t₄至t₅表示可能存在发送到FET 110b的接通信号沿着控制线121b的传播延迟。这种传播延迟可以由过程块1806在时刻t₄处理中断的处理时间、过程块1807、1808和1810的执行时间、接通信号从控制器102行进到FET 110b所需的信号传播时间以及FET110b的开关时间组成。该传播时间可以相对较短(例如，在微秒的数量级上)，但是在第一次识别阻抗改变的需要时的时刻t₄和当N个FET/电阻器对网络的阻抗状态实际改变并且系统状态变量响应时的时刻t₅之间可以存在可测量的时间延迟。为了防止N个FET/电阻器对网络的过校正，可以可选地包括过程块1811，以在系统和过程1800返回到过程块1807以再次重置状态确定信号的状态之前插入时间延迟(例如，等于传播延迟的最长可能值)。时刻t₅表示传播延迟周期的结束，并且在该时刻可以看到系统状态已经响应于在时刻t₄采取的控制动作(即，电压V_o的增加)。因此，在时刻t₅之后，系统和过程1800返回到过程块1807。

在时刻t₅，过程块1811的可选传播延迟已经完成，并且FET 110b现在被接通。由电池108产生的先前仅通过DC-DC转换器170流向负载105的电流现在具有通向负载105的第二路径，即通过FET 110b和电阻器150b。结果是，随着电流从DC-DC转换器170转移，现在DC-DC转换器170的电流下降到电流限制转变点以下，并且DC-DC转换器170的输出电压以及因此输出电压V_o上升回到其12.0V设定点。

在时刻t₅之后，在过程块1807中，控制器102再次读取状态确定信号并将控制传递到过程块1808。如图19所示的示例所示，在时间间隔t₅至t₆期间，电压V_o低于LCT，然而电压V_o正在上升，并且从状态确定系统141接收的状态确定信号将导致控制器102在过程块1808中确定N个FET/电阻器对网络正在根据条件3b(参见图16的表16c)操作，其对应于从过程块1808退出的“两者都不是”路径。在过程块1812中，针对逻辑电平1，由控制器102对信号UCTE和LCTE中的每一个进行评估。由于LCTE信号保持在逻辑电平1，系统和过程1800将从过程块1812到过程块1807到过程块1808并返回到过程块1812连续循环，直到上升的输出电压V_o超过LCT阈值(指示为发生在时刻t₆)导致LCTE信号从逻辑电平1到逻辑电平0的转变。

在时刻t₆，由于来自DC-DC转换器170的输出电流继续增加，所以输出电压V_o继续上升。在LCTE信号转变到逻辑电平0之后第一次调用过程块1812时，系统和过程1800将退出过程块1812并返回到过程块1806，并重新进入由UCTE或LCTE信号上的上升沿触发的中断的等待状态。

再次参考图19，在时间间隔t₆至t₇的第一部分期间，随着DC-DC转换器170中的输出电流上升，输出电压V_o将继续朝着电池DC-DC转换器设定点12.0V增加。最终，将到达电流限制转变点，其示出在时刻t₆和t₇之间的大约中点处。此时，DC-DC转换器170将再次进入其“下降”模式，并且输出电压V_o将开始下降(参见图11)。在时刻t₆和t₇之间的中间发生的dV_o/dt正和dV_o/dt负的信号电平的变化中示出了dV_o/dt的这种反转。在时间间隔t₆至t₇期间，在UCTE或LCTE信号中的任何一个上都没有上升沿，因此不产生中断，并且系统和过程1800保留在过程块1806中。

在时刻t₇，输出电压V_o越过并下降到LCT以下，LCT在LCTE信号上产生上升沿(在图19中的时刻t₇处指示为1902)和中断，其中系统和过程1800从过程块1806前进到过程块1807，其中控制器102读取从状态确定系统141接收的状态确定信号。然后，系统和过程1800前进到过程块1808以评估状态确定信号，其将指示UCTE＝0、LCTE＝1、dV_o/dt正＝0和dV_o/dt负＝1的组合对应于表16c中的条件3c。结果，系统和过程1800然后前进到过程块1810，其中确定由于N个FET/电阻器对网络根据表17b的真值表以阻抗序列1配置，因此对应于条件3c的阻抗序列中的下一个步骤是阻抗序列2。为了实现这一点，控制器102保持FET 110b接通，经由控制信号121c接通FET 110c，然后退出过程块1810并前进到过程块1811。在时间间隔t₇到t₈期间，系统和过程1800可以保持在过程块1811中，等待FET 110c接通。

在时刻t₈，当FET 110c已经导通时，由电池108产生的电流现在具有通过DC-DC转换器170、FET 110b/电阻器150b对和FET 110c/电阻器150c对的导电路径。通过FET 110c/电阻器150c对的导电路径的增加和该新的导电路径的低得多的阻抗从DC-DC转换器170转移更多的电流，使其电流下降到低于I_限制(A)的电平，并且因此输出电压V_o将再次开始增加，因为现在以减小的电流操作的DC-DC转换器170将试图在其电池DC-DC转换器设定点(在该示例中，12.0V)调节其输出。然后，系统和过程1800将前进到过程块1807，由此控制器102读取状态确定信号。在过程块1808中，控制器102评估状态确定信号的电平，该状态确定信号被确定为UCTE＝0、LCTE＝1、dV_o/dt正＝1和dV_o/dt负＝0。状态确定信号电平的这种组合对应于表16c中列出的条件3b，对于该条件，所需的阻抗动作是“无”。系统和过程1800然后前进到过程块1812，并且由于电压V_o低于LCT，LCTE＝1，并且系统和过程1800将从过程块1812循环到过程块1807，再循环到过程块1808，然后再循环到过程块1812，并且保持在该循环中，直到电压V_o增加到LCT以上。

参照图19，时刻t9指示输出电压V_o已经上升并越过LCT以上，导致LCTE信号重置为逻辑电平0(参见表16a)。在LCTE信号转变到逻辑电平0之后，系统和过程1800将在其下一次通过过程块1812时前进到过程块1806。系统和过程1800将保持在过程块1806中，直到由UCTE或LCTE信号中的任何一个上的上升沿引起的下一个中断。

如图19所示，包含t₈至t₁₀的时间间隔表示稳态条件，其中到负载105的电流保持在恒定电平，并且电池108缓慢放电。控制器102将N个FET/电阻器对网络保持在阻抗条件2配置中。

在该示例中，时刻t₁₀示出在输出电压V_o的轨迹中出现不连续性，其中dV_o/dt从相对较小的正值突然增加到相对较大的正值。可能导致这种不连续性的条件是进入负载105的电流突然减小，导致进入C_负载160的正电流和dV_o/dt的相应变化(增加)。

参照图20，在时间间隔t₁₀至t₁₁期间，输出电压V_o的值增加，并且系统和过程1800在过程块1806中等待中断。

时刻t₁₁表示当输出电压V_o越过UCT以上时的情况，导致UCTE信号上的上升沿(在时刻t₁₁处在图20中指示为1901)并且在过程块1806中产生中断。然后，系统和过程1800前进到过程块1807，并且由控制器102接收从状态确定系统141接收的状态确定信号。在过程块1808中，控制器102评估在该情况下由状态确定系统141(参见图16的表16a和16b)产生的接收信号为UCTE＝1、LCTE＝0、dV_o/dt正＝1和dV_o/dt负＝0。根据表16c，控制器102确定信号的组合处于条件2b中。因此，系统和过程1800前进到过程块1809，其中控制器102确定N个FET/电阻器对网络的阻抗需要增加。由于N个FET/电阻器对网络当前被配置为阻抗序列2(即，FET 110b被接通，FET 110c被接通，FET 110d被关断)，控制器102从表17b确定阻抗的增加将导致N个FET/电阻器对网络被配置为阻抗序列1。因此，控制器102经由控制线121c关断FET110c，以将N个FET/电阻器对网络配置成阻抗序列1的配置。然后，系统和过程1800前进到过程块1811，并进入等于最大传播延迟的可选等待状态，如本文前面所述。

再次参照图20，时刻t₁₂示出了阻抗增加的影响，这导致dV_o/dt改变符号以及dV_o/dt正信号和dV_o/dt负信号的逻辑电平反转。系统和过程1800前进到过程块1807，其中由控制器102接收并读取从状态确定系统141接收的状态确定信号的电平。在过程块1808中，控制器102评估在该情况下由状态确定系统141(参见图16的表16a和16b)产生的接收信号为UCTE＝1、LCTE＝0、dV_o/dt正＝0和dV_o/dt负＝1。根据表16c，控制器102确定信号的组合处于条件2c。过程块1808通过“两者都不是”路径退出，并且系统和过程1800前进到过程块1812。由于UCTE信号保持在逻辑电平1，系统和过程1800然后将循环通过过程块1807、1808，并返回到过程块1812，直到输出电压V_o下降到UCT以下(在图20中的时刻t₁₃指示)，导致UCTE信号从逻辑电平1转变到逻辑电平0(参见表16a)。当接下来处理过程块1812时，由于UCTE或LCTE信号都不是逻辑电平1，系统和过程1800将退出过程块1812并前进到过程块1806，其中系统和过程1800将再次等待中断。

时刻t₁₄表示当输出电压V_o下降到LCT以下导致LCTE信号从逻辑电平0转变到逻辑电平1(在时刻t₁₄处在图20中指示为1902)导致在过程块1806中产生中断的情况。然后，系统和过程1800将前进到过程块1807，其中由控制器102接收并读取从状态确定系统141接收的状态确定信号的电平。在过程块1808中，控制器102评估在该情况下由状态确定系统141(参见图16的表16a和16b)产生的接收信号为UCTE＝0、LCTE＝1、dV_o/dt正＝0和dV_o/dt负＝1。根据表16c，控制器102确定信号的组合处于条件3c。然后，系统和过程1800前进到过程块1810，其中确定由于N个FET/电阻器对网络根据表17b的真值表以阻抗序列1配置，因此对应于条件3c的阻抗序列中的下一步骤是阻抗序列2。为了实现这一点，控制器102保持FET110b接通，并且控制器102经由控制信号121c接通FET 110c，然后退出过程块1810并前进到过程块1811。在过程块1811中，可以出现可选的适当传播延迟时间。

在过程块1807中，控制器102读取刚刚在时刻t₁₅之后从状态确定系统141接收的状态确定信号。在过程块1808中，控制器102评估在这种情况下由状态确定系统141产生的接收信号(参见图16的表16a和16b)，并确定状态确定信号保持在时刻t₁₄的配置中，即UCTE＝0、LCTE＝1、dV_o/dt正＝0和dV_o/dt负＝1。根据表16c，控制器102确定信号的组合保持在条件3c。然后，系统和过程1800前进到过程块1810，其中确定由于N个FET/电阻器对网络被配置为阻抗序列2，因此对应于条件3c的阻抗序列中的下一个步骤是阻抗序列3。为了实现这一点，控制器102保持FET 110b和110c接通，并且控制器102经由控制信号121d接通FET 110d。根据这个非限制性示例，N FET/电阻对网络现在处于其最低阻抗状态。然后，系统和过程1800退出过程块1810并前进到过程块1811，在那里，系统和过程1800可以任选地等待到时刻t₁₆的另一个传播延迟时间间隔。

在时刻t₁₆之后，系统和过程1800从过程块1811前进到过程块1807，并且由状态确定系统141产生的状态确定信号由控制器102接收。在过程块1808中，控制器102评估接收到的信号，并确定状态确定信号为UCTE＝0、LCTE＝1、dV_o/dt正＝1和dV_o/dt负＝0。根据表16c，控制器102确定信号的组合处于条件3b。系统和过程1800不采取阻抗动作，并通过标记为“两者都不是”的路径离开过程块1808，并前进到过程块1812，其中LCTE信号被评估并确定为处于逻辑电平1。然后，系统和过程1800连续地循环通过过程块1807、1808，并返回到过程块1812，直到输出电压V_o越过在时刻t₁₇所指示的LCT之上。此时，LCTE和UCTE信号都处于逻辑电平0，并且在下一次通过过程块1812时，系统和过程1800退出到过程块1806，在那里它等待下一个中断。

时刻t₁₈指示dV_o/dt的变化，其可归因于诸如负载电流增加的事件。由于输出电压V_o在由UCT和LCT设置的范围内，所以在过程块1806中不产生中断，并且系统和过程1800保持在过程块1806中。时刻t₁₉表示当输送到负载105的电流减少时，在系统100的操作期间可能发生的另一事件。由于输出电压V_o仍然在由UCT和LCT设置的范围内，所以在过程块1806中不产生中断。系统和过程1800保持在过程块1806中等待中断。

时刻t₂₀表示当输出电压V_o越过UCT上方时，导致UCTE信号上的上升沿(在图20中的时刻t₂₀处指示为1901)，导致在过程块1806中产生中断。然后，系统和过程1800前进到过程块1807，其中控制器102接收并读取从状态确定系统141接收的状态确定信号的电平。在过程块1808中，控制器102评估在该情况下由状态确定系统141(参见图16的表16a和16b)产生的接收信号为UCTE＝1、LCTE＝0、dV_o/dt正＝0和dV_o/dt负＝0。根据表16c，控制器102确定信号的组合处于条件2b中。过程块1808经由路径2b退出，并且执行过程块1809。在过程块1809中，控制器102确定N个FET/电阻器对网络的阻抗需要增加，并且由于N个FET/电阻器对网络当前根据阻抗序列3配置，所以图17的表17b中表示增加的阻抗的下一步骤被确定为阻抗序列2。因此，控制器102将经由控制线121d关断FET 110d，以根据阻抗序列2配置N个FET/电阻器对网络。系统和过程1800然后前进到过程块1811，以进入等于最大传播延迟(表示为时间间隔t₂₀至t₂₁)的可选等待状态，如本文先前所述。

电池系统106可以继续放电电池108，同时根据系统和过程1800调节输出电压V_o，直到电池108的能量耗尽并且电池系统106关闭，或者直到AC功率恢复并且PSU 101返回操作。根据本公开的实施例，在这种情况下，控制器102可以被配置成递增地增加N个FET/电阻器对网络的阻抗(例如，根据图17的表17b逐步增加)，直到所有的FET被关断。此时，DC-DC转换器170也可以被关断。另外，在某个时间点，可以经由充电器103向电池108恢复充电。在电池108耗尽能量的情况下(例如当通过电压传感器147感测到的电池108的端电压下降到等于位于图10的区域2和区域1的边界处的电压的电平时)，控制器102可以被配置成关断电池系统，例如通过关断N个FET/电阻器对网络中的所有FET，以及关断DC-DC转换器170。

如参照图18的示例性操作所描述的，N个FET/电阻器对网络可以根据一对端子配置来操作。在一种配置中，N个FET/电阻器对网络内的所有FET/电阻器对被关断，导致没有电流流过N个FET/电阻器对网络。例如，当没有电流通过N个FET/电阻器对网络从电池108供应到负载105时，这可能发生在系统100的初始状态期间。在这种情况下，来自电池108的电流将仅通过DC-DC转换器170供应，DC-DC转换器170将输出电压V_o调节为在UCT和LCT之间的范围内，直到供应到负载105的电流增加以达到电流限制转变点I_限制(A)，并且DC-DC转换器170的输出电压下降。当DC-DC转换器170的输出电压下降到LCT以下时，控制器102将降低N个FET/电阻器对网络的阻抗，并且由于N个FET/电阻器对网络内的所有FET/电阻器对被关断，因此N个FET/电阻器对网络具有可用于控制器102的全部阻抗降低动作范围(例如，参见图17的表17a、17b、17c)。当控制器102需要增加N个FET/电阻器对网络的阻抗(例如，响应于所需负载电流的减小)并且UCTE被触发足够次数以使得所有FET/电阻器对被关断时，到负载105的剩余电流可以由DC-DC转换器170提供，因为到负载105的电流已经充分下降，使得DC-DC转换器170可以再次调节输出电压V_o，而无需经由N个FET/电阻器对网络为电流提供任何额外的导电路径。

在另一个终端配置中，当N个FET/电阻器对网络内的所有FET/电阻器对被接通并且控制器无法进一步降低N个FET/电阻器对网络的阻抗时(例如，根据图17的表17a、17b、17c中所述的阻抗序列中的任何一个)，可能会出现这样的情况。例如，这可能发生在高负载电流和/或低电池充电状态的条件下，例如当电池108在V-I曲线上的操作点存在于区域2的下限时(例如，参见图8和10)。在这种情况下，当使用线性调节器或降压转换器作为DC-DC转换器170时，并且电池108的放电已经导致其操作点接近区域2和区域1区之间的边界线时，控制器102可能需要降低供应到负载105的电流或停止系统100的操作，以避免输出电压V_o下降到下调节限制以下(例如，参见图12)。如果降压-升压转换器被用作DC-DC转换器170，则如果提供给负载105的电流被降低到低于电流限制转变点的值，则可以存在附加选项。如果这样做了，系统100的操作可以继续经由DC-DC转换器170对电池108放电，直到电池108的操作点已经到达区域1区的底部边界，该区域1区表示允许的最小电池电压。可能发生这种情况的另一种情况是负载105处的短路或超过系统100的设计点的其他过载，使得电池操作点存在于电池108的允许特性V-I曲线之外的电流电平。如果发生这种情况，系统100可以被配置为通过例如终止电池108和负载105之间的所有电流路径(例如，通过关断N个FET/电阻器对网络内的所有FET/电阻器对)来保护自己。DC-DC转换器170也可以通过其控制线171关断，但这不是严格必要的，因为DC-DC转换器170可以通过其限流特性来被保护。

作为前述描述的结果，可以容易地明白，系统100可以被配置成在电池108放电时将从电池108提供给负载105的输出电压保持在期望的电压范围内，包括将这样的输出电压保持在所需的工作电压范围内(例如，基本上在指定负载电压公差范围内)，以便能够将系统100实现为电压调节器(例如，用作电池备用单元或DC UPS)。

尽管本发明的实施例在本文中公开为利用电池作为电源(例如，出于电池备份目的)，但本发明的实施例可以被配置为利用任何适当类型的电源。相应地，系统100适用于具有未调节输出电压的任何类型的电源(而不是电池)(例如，这种电源的输出电压在特定配电总线及其相关负载的指定负载电压公差范围之外变化)。

如本领域技术人员将认识到的，本公开的各方面(例如，系统和过程1800)可以体现为系统、方法和/或程序产品。相应地，本发明的各方面(例如，系统和过程1800)以及图14中示出的阈值检测和微分器块可以采取完全硬件实施例、完全软件实施例(包括固件、驻留软件、微代码等)的形式，或者结合软件和硬件方面的实施例，这些方面在这里通常都可以被称为“电路”、“线路”、“模块”或“系统”。此外，本公开的方面可以采取体现在其上体现有计算机可读程序代码的一个或多个计算机可读存储介质中的程序产品的形式。(然而，可以利用一个或多个计算机可读介质的任何组合。计算机可读介质可以是计算机可读信号介质或计算机可读存储介质。)

还将注意到，电路框图的每个块和/或图1和18的图中所示的功能、以及电路框图中的块和/或图14和图15的图中所示的功能的组合可以由执行指定功能或动作的基于专用硬件的系统、或者专用硬件和计算机指令的组合来实现。例如，模块(例如，控制器102)可以实现为包括定制的VLSI电路或门阵列、诸如逻辑芯片、晶体管、控制器或其他分立部件的现成半导体的硬件电路。模块(例如，控制器102)也可被实现在可编程硬件设备中，诸如现场可编程门阵列、可编程阵列逻辑、可编程逻辑器件等。

除非另外定义，否则在本文中所使用的所有技术和科学术语具有与本公开主题所属领域的普通技术人员所通常理解相同的含义。术语“一”和“一个”当在包括权利要求书的本申请中使用时表示“一个或多个”。

如本文所使用的，术语“约”用于通过提供给定值可以是“略高于”或“略低于”端点来为数值范围端点提供灵活性。

如本文中所使用的，术语“基本上”指的是动作、特性、性质、状态、结构、物品或结果的完全或近乎完全的范围或程度。例如，“基本上”封闭的对象将意味着该对象是完全封闭的或近乎完全封闭的。在一些情况下，绝对完整性的确切允许偏差程度可以取决于特定的上下文。然而，一般来说，接近完成将具有与获得绝对和完全完成相同的总体结果。当在负面含义中使用以指代动作、特性、性质、状态、结构、物品或结果的完全或近乎完全缺乏时，使用“基本上”是同样适用的。

如本文所使用的，术语“和/或”和当在实体列表的上下文中使用时在两个词之间的“/”字符的使用是指单独或组合存在的实体。因此，例如，短语“A、B、C和/或D”包括单独地A、B、C和D，但也包括A、B、C和D的任何和所有组合和子组合。

如本文所使用的，术语“电耦合的”或术语“耦合的”在用于描述电的或电子电路中的路径时是指在部件之间具有用于电能(即电流)的至少一个方向的导电路径的部件。对于要耦合或电耦合的元件，电流不需要沿着导电路径流动。这些组件可以直接与仅包括低阻抗导线等的导电路径耦合，或者它们可以间接与允许电能沿着导电路径流动的半导体或更高阻抗组件耦合。

Claims (18)

1.一种用于调节供应给配电总线的电功率的方法，包括：

监测输送到所述配电总线的输出电压，其中所述输出电压由第一电源向所述配电总线的电流输送产生；以及

当所监测的输出电压降低到相当于DC-DC转换器的电压调节设定点的电平时，经由所述DC-DC转换器将电流从第二电源输送到所述配电总线，其中所述DC-DC转换器与所述第二电源和所述配电总线之间的N个FET/电阻器对(其中N>1)的网络并联地耦合。

2.如权利要求1所述的方法，还包括当所监测的输出电压降低到低于第一预定阈值时，经由N个FET/电阻器对的网络将电流从所述第二电源输送到所述配电总线。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，在所监测的输出电压降低到所述第一预定阈值以下之前，当所述电流由所述DC-DC转换器输送时，所述N个FET/电阻器对的网络内的所述N个FET被关断，使得在所监测的输出电压降低到所述第一预定阈值以下之前的第一时间段期间，没有电流从所述第二电源输送到所述配电总线。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，在所监测的输出电压降低到所述第一预定阈值以下之后的第二时间段期间，由所述DC-DC转换器和所述N个FET/电阻器对的网络以共享方式输送从所述第二电源输送到所述配电总线的电流。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第二电源是放电电池。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所监测的输出电压的降低是由所述第一电源的故障造成的。

7.如权利要求4所述的方法，其特征在于，当所监测的输出电压降低到低于第一预定阈值时，经由所述N个FET/电阻器对的网络将电流从所述第二电源输送到所述配电总线包括：接通所述N个FET/电阻器对的网络内的所述N个FET中的一个或多个。

8.一种用于调节经由配电总线从电源到负载的电流输送的方法，包括：

监测到所述配电总线的电压供应；以及

通过控制通过并联耦合在所述电源和所述配电总线之间的第一导电路径和第二导电路径中的每一个从所述电源输送到所述配电总线的电流量，将所述电压保持在指定负载电压公差范围内，其中所述第一导电路径包括DC-DC转换器，并且其中所述第二导电路径包括并联耦合在所述电源和所述配电总线之间的N个FET/电阻器对的网络，其中所述N个FET/电阻器对中的每一个包括与电阻器串联耦合的FET。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，将所述电压保持在所述指定负载电压公差范围内包括通过根据预定序列选择性地接通和关断所述N个FET/电阻器对中的每一个来修改所述N个FET/电阻器对的网络的总阻抗。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述N个电阻器各自具有不同的电阻值。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，修改所述N个FET/电阻器对的网络的所述总阻抗包括：

当所述电压小于第一预定阈值并且所述电压随时间减小时，减小所述总阻抗；以及

当所述电压大于第二预定阈值并且所述电压随时间增加时，增加所述总阻抗，其中所述第一预定阈值和第二预定阈值在所述指定负载电压公差范围内。

12.一种用于经由配电总线向负载提供电力的电力系统，其特征在于，所述系统包括：

电源；

N个(其中N>1)晶体管的网络，该N个晶体管的网络耦合在所述电源的输出端子和所述配电总线之间，其中所述N个晶体管中的每一个与电阻器串联耦合；

DC-DC转换器，该DC-DC转换器与所述N个晶体管的网络并联地耦合在所述电源的所述输出端子和所述配电总线之间；以及

控制器，该控制器被配置为选择性地且独立地激活/停用所述DC-DC转换器和所述N个晶体管的网络，以使得所述电源能够经由所述配电总线向所述负载供电，其中输出电压电平作为所述DC-DC转换器和所述N个晶体管的网络的激活/停用的函数来调节。

13.如权利要求12所述的系统，其特征在于，所述电源是包括一个或多个串联连接的单元的电池。

14.如权利要求12所述的系统，其特征在于，所述控制器被配置成通过根据预定序列激活/停用特定数量的所述N个并联连接的晶体管/电阻器对来调节跨所述网络的电压降。

15.如权利要求14所述的系统，其特征在于，所述输出电压电平被调节为在指定负载电压公差范围内。

16.如权利要求15所述的系统，还包括状态确定系统，所述状态确定系统包括：

微分器，该微分器被配置为确定所述输出电压电平是随时间增加还是减少；以及

阈值检测器，该阈值检测器配置为确定所述输出电压电平何时大于第一预定阈值且小于第二预定阈值，其中所述控制器被配置为通过根据所述预定序列选择性地且独立地激活/停用特定数量的所述N个并联连接的晶体管/电阻器对来在所述指定负载电压公差范围内调节所述输出电压电平。

17.如权利要求16所述的系统，其特征在于，所述控制器包括：

配置为当所述输出电压电平小于所述第二预定阈值并且所述输出电压电平随时间减小时降低所述网络的总阻抗的电路；以及

配置为当所述输出电压电平大于所述第一预定阈值并且所述输出电压电平随时间增加时增加所述总阻抗的电路。

18.如权利要求12所述的系统，其特征在于，与N个晶体管的所述网络并联耦合的所述DC-DC转换器被配置成处理小于或等于所述电源的最大输出功率的约30％。

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