CN1162169A

CN1162169A - 数字信号重放装置及方法

Info

Publication number: CN1162169A
Application number: CN96123997A
Authority: CN
Inventors: 小林诚司
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-12-22
Filing date: 1996-12-22
Publication date: 1997-10-15
Anticipated expiration: 2016-12-22
Also published as: US5729518A; KR100460163B1; JP3475627B2; EP0784322B1; RU2228544C2; DE69612726T2; KR970050861A; JPH09181613A; CN1117349C; EP0784322A2; EP0784322A3; DE69612726D1

Abstract

一种用于重放记录在记录介质上的多值信号的数字信号重放装置及方法，它对与坑前边缘和后边缘相对应的信号取样而获得一对重放信号V_X和V_Y，由二维解码器选定并解码具有预定位图的记录数据，估计值计算电路输出与解码输出相对应的估计值V_X’和V_Y’，减法装置和平方计算装置计算实际重放信号和估计值之间的差距(误差向量)，维特比解码电路根据按时间顺序变化的多个误差向量生成被解码的输出数据。其优点是抗噪声能力强。

Description

数字信号重放装置及方法

本发明涉及一种用于重放具有例如坑的边缘位置信息的多值记录的数字信号的数字信号重放装置及方法。

一种记录具有多值渐变位置的坑边缘的系统的实用装置已在如美国专利5557592中公开。在记录和重放多值信息的现有系统中，排除噪声影响的技术已用于记录和重放多值信息的系统。这种技术称为格构编码调制(trellisencoding modulation)。例如，1989年3月的日本《电子情报通信学会学报》第72卷3号第306至316页中(“JOURNAL OF INFORMATIONPROCESSING SOCIETY OF JAPAN”，Vol.72，NO.3，PP.306-316，March 1989)说明了这种技术的概要。在这种格构编码调制中，当记录信号时，卷积码被附加。因此，因为重放信号的组合受限制，用一列重放信号估计校正信号序列，以便排除噪声或类似物的影响。这种格构编码调制系统对如噪声类的随机干扰特别有效。

另一方面，在实际系统中，当信号被记录或重放时，信号可能失真。重放信号的值有时偏离理想值。若记录的信息不具有噪声引起的误差，由畸变引起的误差总是恒定的。格构编码调制在一定程度上具有克服失真误差的作用。然而，由于噪声是任意的，它不足以排除噪声的影响。

因此，本发明目的是提供一种数字信号重放装置以及方法，即使随机噪声和信号失真共存，它也能正确地重放记录的数据。

本发明的第一方面是用于重放在记录介质上记录的多值信号的数字信号重放装置，包括：用于选定记录信息和确定实际记录信息的多个记录信息选定装置；用于估计与实际记录信号相对应的重放信号的振幅的重放信号估计装置；用于计算在估计重放信号和真实重放信号之间的差距的差距计算装置；以及解码装置，用于计算差距计算装置的按时间顺序变化的多个输出之和，从该和中检测最小输出，并输出与检测结果相对应的重放数据。

本发明的第二个方面是用于重放在记录介质上记录的多值信号的数字信号重放方法，包括步骤：选定记录信息并确定实际记录信息；估计与实际记录信息相对应的重放信号的振幅；计算在估计重放信号和实际重放信号之间的差值；以及计算按照时间顺序相互不同且已计算的差距之和，从此和中检测最小值、并输出与检测结果相对应的重放数据。

在例如光盘的记录介质上形成的每个坑的前边缘和后边缘的边缘位置被记录数据调制，记录数据作为多值被记录。当记录数据从光盘重放时，通过采样与每个坑相对应的信号的两个边缘来获得重放信号。在这种情况下，对应于实际记录数据估计重放信号的振幅。因此，计算在估计重放信号和真实重放信号之间的差距。当此差距由最大值似然解码方法(maximum likelihooddecoding method)解码时，记录数据被解码。

按照下面附图中所示的最佳实施例的详细描述，本发明的这些和其它目的、特征及优点将更为明显。

图1是表示记录装置的一个实例的框图；

图2是表示卷积码计算电路的一个实例的框图；

图3是表示记录数据和坑边缘位置数据的映象的一个实例的示意图；

图4A到4C是解释多值记录过程的示意图；

图5是根据本发明的实施例表示重放装置的总体框图；

图6是根据本发明的实施例表示TLT解码器的框图；

图7是表示在低位三比特是000的情况下的记录信息的映象示意图；

图8是表示在低位三比特是000的情况下二维解码区域的示意图；

图9A到9G是表示低位三比特在001到111的范围内的情况下二维编码编组的示意图；

图10是表示TLT解码器的估计值计算电路的实例的框图；

图11是表示TLT解码器的估计值计算电路的实例的框图；

图12是用于说明TLT解码器的维特比(Viterbi)解码电路的格构图；

图13是表示TLT解码器的估计值计算电路的另一个例子的框图；

图14是表示根据本发明的另一实施例的TLT解码器的框图；

接着，参见附图，将描述根据本发明的实施例。图1表示记录数字信号到光盘的记录装置的例子。从信息源10提供的数字信号(包括数字音频信号，数字视频信号等)送至纠错电路11。

对于现有光盘，纠错电路11把里德-索罗门(Reed-Solomon)码的纠错码(CIRC)加入到从信息源10提供的数字信号。此纠错码和用在现有紧密盘(CD)中的纠错码相同。这种码是冗余增加的，这样，即使用于盘的缺陷部分重放信号有误差，数据也能正确读取。纠错码以每八比特(1字节)计算。因此，数据以每八比特输出。然而，根据本实施例，因为对每个坑记录五比特的数据，所以用比特数转换电路3把八比特数转换成五比特数据。

比特数转换电路3存储五个八比特数据块(总共40比特)到寄存器。此后，比特数转换电路3从寄存器中输出八个五比特数据块。比特数转换电路3的输出数据送至映象电路1和卷积码计算电路2。定时控制器4提供时钟信号给卷积码计算电路2。卷积码计算电路2计算卷积码并加上作为数据序列的最低有效位的计算码。所得的六比特数据块送至映象电路1。映象电路1将此六比特和每个坑的前边缘和后边缘的边缘位置相映象。每个前边缘和后边缘以八个级别单独调制。前边缘和后边缘的边缘位置表示三比特。因此，对每个坑从映象电路1输出六比特的数据。

六比特信号从映象电路1提供给数据选择器6的两个输入端中的一个。固定图案从固定图案发生电路5提供给数据选择器6的另一输入端。根据定时控制器4提供的控制信号，数据选择器6以预定时间间隔换接。因此，作为基准信号的固定图案插入在数据序列之间。当信号从该盘重放时，根据基准信号，能够检测盘上的坑的状态。时钟信号是用于从盘上重放数据的时间基准，它从基准信号中再现。

六比特数据块信号从选择器6提供给边缘调制电路7。边缘调制电路7调制与六比特数据块相对应的每个坑的边缘位置。边缘调制电路7的输出信号送至控制器(未示出)并由激光束记录在玻璃原模盘上。

以现有原模光盘的同样方式开发数据已记录在其上的原模光盘。此后，涂敷光盘，最终产生模子。对于模子，以如CD的光盘的同样方式复制盘。坑规则地排列在每个复制盘的前表面。以八个级别调制每个坑的前边缘和后边缘的每一个。因此，一个坑表示六比特的数据。由于用多值记录数据，记录密度提高了。

图2表示卷积码计算电路2的一个例子。在图2中，虚线包围的部分表示卷积码计算电路2的部分。卷积码计算电路2由三个触发器21～23和两个“异或”电路26、27组成。在图1中，五比特数据块的输出从比特数转换电路3提供给映象电路1和卷积码计算电路2。然而，实际上正如图2所示，用在卷积码计算电路2中的数据仅是比特数转换电路的输出数据的低位两比特(D1和D0)。

卷积码计算电路2计算每个坑(即，对每个五比特数据块)的卷积码P6并输出结果到映象电路1。对每个坑，三个触发器中触发器21根据触发器23的输出状态改变状态。对每个坑，触发器22根据触发器21的输出信号和比特数转换电路3的第二最低有效位D1的“异或”的输出信号状态改变状态。类似地，触发器23根据触发器22的输出信号和比特数转换电路3的最低有效位D0的“异或”的输出信号状态改变状态。

接着，将描述映象电路1。映象电路1输入比特数转换电路3的五比特D4-D0和卷积码计算电路2的一比特P0并输出比特边缘位置数据PX和PY，每一个由三比特构成。图3表示映象处理的一个例子。在图3中，在每个格点的右上位置的数字00到77代表以八进制记数法(比特边缘位置数据的三比特用0到7表示)表示的六比特输入数据(D4，D3，D2，D1，D0和P0)。在X和Y轴上的数字0到7表示三比特数据PX和PY。

例如，当输入数据的六比特(D4，D3，D2，D1，D0和P0)的值是(0，0，1，0，1，和1)时，以八进制记数法表示的输入数据是13。在这种情况下，查找格点是13的位置，找出的格点的X和Y坐标(PX，PY)变成(7，0)。因为映象电路1根据六比特输入数据来输出六比特数据，用如ROM的存储器IC就能实现映象电路1。

在固定图案作为基准数据插入后，边缘位置数据PX和PY输入到边缘调制电路7。正如图4A所示，每个坑的前边缘的位置随PX值逐渐增加，而且，后边缘的值随PY值逐渐增加。

图4B表示在映象电路1的输入数据和相应的记录坑的形状之间的关系的一个例子。在图4B中，以八进制记数法记录的数据是64。参见图3，映象电路1得到与64相对应的PX＝7和PY＝7。因此，坑的前边缘和后边缘两个都设定成最大的坑长度。在图4C所示的例子中，以八进制记数法记录的数据是13。在这个例子中，坑的前边缘移到最大位置，而坑的后边缘设定成最短位置。

如上所述，在本发明中，多值作为数据被记录，以便调制每个坑的前边缘位置和后边缘位置。图5表示根据本发明的实施例的光盘重放装置。在图5中，参数21是从原模盘复制的光盘，数据由上述控制系统记录在原模盘上。参数23是主轴马达，以CLV(恒定线速度)或CAV(恒定角速度)转动光盘21。拾光装置22照射激光束到光盘21。在拾光装置22中的光检测器转换反射光量成电信号并获得通过前置放大器24的重放RF信号。

拾光装置22由伺服电路25控制。主轴马达23同主轴伺服电路26控制。在图5中，伺服电路25表示成一方框。然而，伺服电路25包括聚焦伺服(使拾光装置22正确聚焦)，跟踪伺服(调节光点到正确轨迹)，滑动伺服(移动拾光装置22到合适的径向位置)等等。聚焦误差信号和跟踪误差信号通过计算例如四分检测器的输出信号而形成。当必要时，可提供APC(自动功率控制)电路27，以便保持适当的激光功率。

重放RF信号送至PLL电路28。PLL电路28产生时钟信号并提供给整个系统。A/D转换器29将重放的RF信号从模拟信号转换到与时钟信号同步的八比特数字信号。此后，偏置波动排除电路30和AGC电路31补偿在盘的制造过程中由于各种原因产生的相对于基准信号的偏置和增益的波动，基准信号间隔地记录在各个数据之间。偏置波动排除电路30参照在各个数据之间形成的基准信号电平来排除整个重放信号的垂直波动(即，偏置的波动)。AGC电路31参照基准信号排除增益的波动(即，重放信号的振幅波动)。

AGC电路31的输出信号送至均衡器32。均衡器32排除在记录信号之间的码间干扰。均衡器32的输出信号是一对信号V_X和V_Y。信号V_X通过取样每个坑的前边缘而获得。信号V_Y通过取样每个坑的后边缘来获得。均衡器32的输出信号提供给TLT解码器33。正如后面将描述的，利用已加入到记录数据中的卷积码信息来排除信号失真和随机噪声的影响的方法，TLT解码器33解码均衡器32的输出信号。如上所述，因为卷积码是用于排除噪声等影响而增加的冗余信息，对每个坑能获得已去除卷积码的五比特信息。

在TLT解码器33解码输入数据成五比特数据块后，比特数转换电路34转换五比特数据块成八比特数据块。此过程通过存储八个五比特数据块到移位寄存器并由此读取五个八比特数据块来完成。比特数转换电路34提供八比特数据块给纠错电路35。纠错电路35除去了光盘上缺陷的影响并输出重放数据。为控制上述盘重放装置的操作，设置有控制器(CPU)36。

接着，将描述TLT解码器33的结构的一个例子。每个坑的两个边缘都被取样的信号V_X和V_Y输入到TLT解码器33。偏置波动排除电路30去除偏置的波动。AGC电路31标准化信号的振幅。因此，因为记录系统和重放系统的不完美产生的失真以及由于在记录过程和重放过程中的任何原因引入的噪声的影响已经从输入信号V_X和V_Y中除去，它们具有与位置(PX和PY)相一致的值，该位置(PX和PY)就是记录坑边缘的位置。

AGC电路31的增益和偏置波动排除电路30的偏置值能由设计者设定。然而，在本发明中，偏置波动排除电路30和AGC电路31设计成当噪声和失真未发生时，信号V_X和V_Y满足下面关系式。

V_X＝32·PX+16…(1)

V_Y＝32·PY+16…(2)

例如，当信号从前边缘和后边缘的位置(PX和PY)已记录成(0和7)的坑重放时，到TLT解码器33的输入信号(V_X和V_Y)具有值(16和240)。由于到TLT解码器33的输入信号(V_X和V_Y)受噪声和失真的影响，这些值稍微偏离。TLT解码器33能正确解码稍微偏离理想值的信号。

图6表示TLT解码器33的结构的一个例子。八个二维解码器41～48获得与输入信号(V_X和V_Y)相对应的八个解码值。八个二维解码器41～48的解码值的低位三比特值是000到111。二维解码器41～48是选择记录数据并确定实际记录信息的记录信息选定装置。例如，最上面的解码器电路41与输入信号的低位三比特是000的情况相对应。二维解码器41选择解码低位三比特是000的数据。

有八种低位三比特是000的数据式样。图7表示仅八个信号被抽取的映象。从图7清楚可见，低位三比特是000的记录数据的八种式样设定成每个记录数据在映象二维平面上相互最大地间隔开。在已知记录数据的低位三比特是000的情况下，当重放信号V_X和V_Y在每个信号相互足够分开的二维平面上按临界值分开时，能够解码高位三比特。换句话说，低位三比特是000的数据的解码区域是由线表示的临界值形成。正如图8所示，当信号V_X和V_Y解码成与二维平面上确定的临界值相对应，因为临界值间的差距足够大，即使在一定程度上存在失真和噪声，也能解码高位三比特。

类似地，最上面第二个二维解码器42解码选定记录数据的低位三比特是001的数据。当记录数据的低位三比特是001时，正如低位三比特是000的情况，与高位三比特相对应的信息点设定成其差距相互最大地间隔开。因此，用临界值设定在图9A所示的二维平面上的二维解码器42，就能获得高位三比特的值。

图9B表示与低位三比特是010的情况相对应的二维解码器43的解码区域。图9C表示与低位三比特是011的情况相对应的二维解码器44的解码区域。图9D表示与低位三比特是100的情况相对应的二维解码器45的解码区域。图9E表示与低位三比特是101的情况相对应的二维解码器46的解码区域。图9F表示与低位三比特是110的情况相对应的二维解码器47的解码区域。图9G表示与低位三比特是111的情况相对应的二维解码器48的解码区域。

因此，因为二维解码器设置成与低位三比特的全部组合相对应，除非噪声和失真的影响太大，八个解码器41～48中之一能输出正确数据。然而，不能确定这些解码器41～48中的哪个输出正确数据。为了解决这个问题，TLT解码器33选定全部解码器41～48都输出正确数据并对所有二维解码器41～48进行处理。

估计值计算电路51～58连接到八个二维解码器41～48的输出。估计值计算电路51～58是重放信号估计装置，它估计与实际记录信息相对应的重放信号的振幅。高位三比特的解码数据送至八个估计值计算电路51～58。八个估计值计算电路51～58设置成与数据的低位三比特的全部组合相对应。每个估计值计算电路获得在一个坑内记录的六比特数据的全部。用此六比特数据，每个估计值计算电路能计算完全没有噪声等引起的随机误差的重放信号的值。这些值称为估计值(V_X’和V_Y’)。

图10表示最易实现的估计值计算电路51的一个例子。在图10中，二维解码器41的三比特输出数据提供给映象电路101。映象电路101输出低位三比特是(0，0，和0)的坑边缘位置数据(PX和PY)。映象电路101同映象电路1具有同样功能。映象电路101能由存储器IC或类似物实现。利用坑边缘位置PX和PY，计算电路111和121进行方程(1)和(2)表示的计算，从而获得重放信号的估计值V_X’和V_Y’。

其它估计值计算电路52～58具有同估计值计算电路51的同样结构。通过改变输入到映象电路的低位三比特的格式，这些估计值计算电路52～58就能实现。图11表示低三比特是(0，0，和1)的估计值计算电路42的最简单结构的一个例子。正如估计值计算电路51，估计值计算电路52～58的每yi个由映象电路102和计算电路112、122组成。

减法电路61～68计算在估计值(V_X’和V_Y’)和真正重放信号(V_X和V_Y)的八种方式之间的差值。减法结果输入到平方计算装置71～78。平方计算装置71～78输出误差向量E0，E1，E2，E3，E4，E5，E6和E7。减法电路61～68和平方计算装置71～78是计算在估计重放信号和真正重放信号之间差距的差距计算装置的一个例子。换句话说，计算装置71～78获得与下面等式相应的误差向量值。

误差向量值＝(V_X-V_X’)²+(V_Y-V_Y’)²

获得的作为误差向量的信号与在真正重放信号和估计值之间的“偏离”量成正比。如上所述，八个二维解码器41-48中仅一个表现为正确的低位三比特。因此，估计值计算电路中仅一个输出正确的估计值(V_X’和V_Y’)。当噪声的影响忽略时，认为正确估计值最接近重放信号。因此，除非有噪声影响，选择八个平方计算装置71～78中输出最小误差向量的一个。选定当相应的二维解码器的输出信号确定时，能获得具有最大似然的解码输出。然而，实际上总是有噪声影响。当解码重放信号时，如果此时大振幅的噪声进入信号，解码误差产生。

为解决此问题，在本发明的实施例中，用按时间顺序相互不同的几个取样观察八个误差向量E0～E7。这些具有最大似然的误差向量E0～E7中一个被认为是一解码输出。对于此解码输出，噪声已被排除。在本实施例中，当记录数据时，对此加入卷积码。因此，由重放信号计算的误差向量表示在如图12所示的格构图上。

假设在图12中，在左上位置误差向量E0的数据已被记录，紧接着的数据具有误差向量E0，E2，E4或E6。因此，很清楚不会获得其它值。因为正如图12所示可能的路径受限制，以误差向量的和变成最小的方式选择一路径。因此，即使大噪声进入特定取样，具有最大似然的平方特征计算装置能被确定。

在图6所示的结构中，维特比(Viterbi)解码电路80从可能路径中选择具有误差向量的最小值累积值的路径。当已选择此种路径时，记录数据的高位三比特被确定。记录数据的低位三比特由与该路径对应的二维解码器的输出数据确定。根据此过程，维特比解码电路80输出六比特的最后解码值。

在本实施例中，描述了估计值计算电路51～58的最简单结构。换句话说，在此结构中，选定重放信号是理想的(即，完全没有信号失真)。然而，在真正光盘中，每个坑的形状可随它的尺寸变化。因此，坑的记录数据导致重放信号失真。当重放信号失真时，它偏离理想值。因此，正如噪声进入的情况，当数据解码时，往往产生误差。

为了以排除此信号失真影响的方式解码信号，将描述本发明的另一实施例。为防止信号失真，用图13所示的估计值计算电路51～58代替图6的估计值计算电路。

图13表示仅估计值计算电路51的结构。然而，其它估计值计算电路52～58的结构和估计值计算电路51的结构相同。二维解码器41的输出数据的三比特送至存储器IC131。存储器IC131输出估计值V_X’和V_Y’。因为存储器IC131能存储任何与记录到每个坑的数据的六比特的全部组合相对应的估计值，所以存储器IC131能处理在实际光盘上产生的各种信号失真。另外，当存储器IC131是可重写存储器，而数据正从光盘上重放时，能改变数据的值。在这种情况下，能实现比上述实施例更有益的效果。

图14表示数据正重放时改变存储在估计值计算电路的存储器IC中的值的另一实施例。估计值计算电路90根据解码输出数据计算估计值。减法电路91计算在估计值和由延迟电路92延迟的重放信号之间的差值。因此，估计值计算电路51～58和估计值计算电路90的存储器IC的内容被更新，这样减法电路91的输出数据逐渐减小。在图14所示的实施例中，随时间顺序变化的失真的影响能有效地防止。

在本实施例中，通过调制每个坑的前边缘或后边缘，数字信号记录成多值。在本发明中，如光盘的可写记录介质也用作只读记录介质。

虽然本发明根据其最佳实施例被示出和说明，但本领域技术人员应该明白，对于此实施例可实施的上述的和各种其它变化、省略、以及在形式和细节上的附加，都不脱离本发明的精神和范围。

Claims

1、一种用于重放记录在记录介质上的多值信号的数字信号重放装置，包括：

多个记录信息选定装置，用于选定记录信息和确定实际记录信息；

重放信号估计装置，用于估计与实际记录信号相对应的重放信号的振幅；

差距计算装置，用于计算在估计重放信号和实际重放信号之间的差距；及

解码装置，用于计算所述差距计算装置的随时间顺序变化的多个输出之和，从所述和中检测最小输出，并输出与检测结果相对应的重放数据。

2、如权利要求1所述的装置，其中，

所述的多个记录信息选定装置仅选定部分记录信息；并且

所述的解码装置获得对应重放信号尚未选定的信息。

3、如权利要求1所述的装置，其中，所述的重放信号估计装置计算在所述解码装置的输出和所述解码装置解码的重放信号之间的差值并根据此差值更新估计值。

4、一种用于重放记录在记录介质上的多值信号的数字信号重放方法，包括步骤：

选定记录信息和确定实际记录信息；

估计与实际记录信息相对应的重放信号的振幅；

计算在估计重放信号和实际重放信号之间的差值；以及

计算按时间顺序相互不同且已计算的差距之和，从所述和中检测最小值，并输出与检测结果相对应的重放数据。