CN1161920C - 用于通信系统的快速同步 - Google Patents

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Abstract

不同的用户单元(14)在基站解调器(64)已同步的一个公用频率上发送不同的脉冲串信号给基站(12)。此基站(12)发送常量值α与η，其中α乘以基站基准频率得到基站发送频率，而η乘以此基准频率得到基站(12)接收频率。用户单元(14)同步到此基站发送频率。作为同步处理的结果，用户单元(14)确定一个值β，此值β在乘以用户单元基准频率时得到用户单元同步频率。此用户单元随后确定一个值γ，此值γ与η并与β成正比而与α成反比。将此用户单元基准频率乘以γ，以得到此用户单元(14)发送的频率。

Description

用于通信系统的快速同步
本发明一般涉及其中一个公用基站或小区站与多个用户单元进行双向通信的通信系统。并且更特别地，本发明涉及快速将基站同步到从用户单元接收的信号上。
在诸如本地多点分布系统(LMDS)、点对多点系统或时分多址(TDMA)脉冲串系统的许多无线电通信系统中，许多独立的用户单元数据发送与接收站接入单个基站。在时间分割基础上管理用户单元传输，以便以某一方式在这些用户单元之间分配可利用的基站时间。这些系统的性能在很大程度上取决于执行快速同步与解调的功能的效率。
利用常规的脉冲串模式通信，具有基站接收机到用户单元的返回信道的频率同步问题。此问题至少部分地是由于噪声或涉及接收信号频率的其他不确定性引起的。在基站能成功地从接收的信号中提取数据之前，接收信号不确定使此基站花费过多的时间进行同步。过多的同步或捕获时间演变为低操作效率。由于对于每个脉冲串重复同步时间而在脉冲串模式通信中加剧了这种低操作效率。具有较大数量的简单传输脉冲串的系统比容纳较少数量的较长脉冲串的系统由于同步到较大数量的脉冲串的开销时间而更不有效。
在数字通信系统中，通常在接收机中执行至少两种不同类型的频率同步。载波同步称为其中一般以RF或IF形式利用位于接收机中的反馈环路内的压控振荡器(VCO)将接收振荡器的频率调整为匹配接收信号的频率的一种处理过程。也称为比特同步、比特定时等的波特同步称为用于调整不同的振荡器以确定由接收信号传送的数据的波特率的一种处理。通常利用位于接收机中的反馈环路执行波特同步。在典型的数字通信系统中，在能获得波特同步之前实现载波同步。在成功解调数据之前实现两种类型的同步。
在这两种类型的频率同步之中的每一种类型的频率同步中，接收信号的频率从接收机的内部振荡器的初始频率偏移越远，同步处理花费的时间越长。另外，诸如VCO的可变频率振荡器引入相位噪声。在反馈环路试图跟踪呈现大相位与热噪声的信号时，在窄与宽的环路带宽之间达到不希望的折衷。窄的环路带宽可以减少噪声引起的降级并获得最低可能的误码率，但因为带宽降低并且跟踪未必是好的而使同步时间增加。宽的环路带宽可以成功地跟踪大量的相位噪声和迅速同步，但一部分的相位噪声通过并增加了误码率。
从前面将认识到，在无线电通信系统中有改善同步方法的需要。
因此，本发明的一个优点是提供用于在通信系统中实现快速同步的一种改善方法与设备。
本发明的另一优点允许用户单元发送信号快速同步到基站接收机。
本发明的另一优点是：用户单元调整其载波和/或波特振荡器，以便在基站上要求极少或不要求同步或捕获。
本发明的另一优点是：利用稳定而不是可变的振荡器来减少发送信号中的相位噪声。
根据上面与其他的优点，利用反向信道信号快速同步到基站接收频率的一种方法以一种形式来实现了本发明。基站接收频率与η乘以基站基准频率成正比，其中η是第一值。此方法需要从基站中发送正向信道信号，此正向信道信号呈现与α乘以基站基准频率成正比的基站发送频率，其中α是第二值。在用户单元上计算频率被乘数。此频率被乘数与η成正比并与α成反比。根据此频率被乘数生成用户单元发送频率，并从此用户单元中发送反向信道信号。此反向信道信号呈现此用户单元发送频率。
通过结合附图参阅具体描述与权利要求书可以得到本发明更全面的理解，其中在附图中相同的标号表示类似的部分，并且：
图1表示根据本发明构造的无线电通信系统的方框图；
图2是包括在根据本发明的无线电通信系统中的基站与用户单元的简化方框图；
图3是图2所示的通信系统中的双向通信的定时图；
图4是包括在根据本发明的通信系统中的用户单元的解调器部分的方框图；
图5是由图2所示的通信系统为实现基站接收机同步而执行的任务的流程图；
图6是由图2所示的系统为实现用户单元发送频率快速同步到基站接收频率上而执行的任务的流程图；和
图7表示根据本发明的优选实施例在用户单元中使用的乘法器电路的方框图。
图1表示通信系统10的方框图。系统10包括在下面称为基站12的主机和在下面称为用户单元14的任意数量的客户室内设备。用户单元14地理上与基站12隔开并相互隔开。在优选实施例中，基站12与用户单元14相互位于几英里内，但不同的用户单元距基站12的距离不同。在优选实施例中，由于基站12与用户单元14彼此相对基本上是固定的，所以多普勒(Doppler)关系不大。
基站12包括接收机16、发射机18、频率生成器20和控制器22。接收机16与发射机18耦合到频率生成器20并耦合到控制器22。同样地，频率生成器20耦合到控制器22。数据可以通过基站12的输出数据端口24和输入数据端口26去到与始自诸如公用交换电信网络的数据网络(未示出)。在控制器22的控制之下，为来自数据网络输入端口26的数据选择路由至发射机18并为来自接收机16的数据选择路由至数据网络输出端口24。另外，控制器22和接收机16与发射机18一起操作，以测量在基站12上接收的信号的质量、给呼叫分配通信容量或带宽、建立与用户单元14通信的调制顺序并执行呼叫建立处理。
基站12在正向RF信道30上从天线28中发送输出信号远离基站12。图1为表示方便而示出仿真双工天线28，但双工天线28不是要求。反向信道32传送从用户单元14中发送的输入信号到基站12的天线28。术语正向信道与反向信道在此只用于相互区分操作。在用户单元14发送给基站12时，这理解为反向信道操作。在基站12发送给用户单元14时，这称为正向信道操作。
驻留在基站12的无线电范围内的任意数量的用户单元14共享正向信道30并具有用于接收正向信道信号的天线34。图1只表示一个用户单元14的方框示意图，这是因为每个用户单元14最好类似于其他的用户单元14进行构造。特别地，每个用户单元14具有构造为接收正向信道信号的接收机36、发射机38、频率生成器40和控制器42。接收机36与发射机38耦合到频率生成器40并耦合到控制器42。频率生成器40也耦合到控制器42。
如下面更具体讨论的，接收机36生成通过控制器42耦合到发射机38的相干信号。这些相干信号使反向信道信号在反向信道32中从各个用户单元14中发送给基站12，以便在时间与频谱上与在正向信道30中广播的正向信道信号相干。
对于每个用户单元14，数据通过输入数据端口44与输出数据端口46。在控制器42的控制之下，为数据从数据端口44中选择路由至发射机38并从接收机36中选择路由至数据端口46。另外，控制器42和接收机36与发射机38一起操作来构造在反向信道32上发送的消息，以响应在正向信道30上广播的输出信号、测量在用户单元14上接收的信号的质量、执行呼叫建立处理并进行通信对话。
在该最佳实施例中，系统10使用分配的宽带本地多点分布系统频谱进行RF通信。在此优选实施例中，此频谱可以具有高达1GHz或更大的带宽并位于或在Ka频带周围。本领域技术人员将认识到此分配的频谱的宽带宽特性允许在短的时间周期中传送大量的数据。构造系统10，以使此带宽同时容纳诸如实时视频的高数据速率应用或更高数据速率应用和诸如话音的低数据速率应用。而且，构造系统10，以使高与低数据速率上的许多同时的通信对话或呼叫可以有效地进行。Ka频带的使用利用基站12与用户单元14之间的固定关系。
系统10使用频率与时间分集来同时容纳许多呼叫。使用频率分集，以使邻近通信在不同的频率上同时进行而不引起干扰。最好，通信在不同的频率上在正向与反向信道30与32上进行，以便同时操作正向与反向信道30与32而不要求大量的开销通信来管理公用频带中的双向通信。
时间分集也阻止同时或并行通信之间的干扰。特别地，在操作在同一频率上的不同用户单元14之间进行的并行通信不相互干扰，这是因为这些用户单元14使用在时帧内分配的不同时隙组进行通信对话。最好地，所有通信是数字RF通信。然而，可以建立不同的通信对话来以不同的调制顺序进行操作。例如，可以进行其中每个单位波特间隔传送1(例如，BPSK)、2(例如，QPSK)、3(例如，8-PSK)、4(例如，16-PSK或16-QAM)或更多比特的并行通信。调制顺序与时隙分配由控制器22进行控制，以便在呼叫之间和在通信对话的不同部分之间改变数据速率。
图2-7表示无线电通信系统10的优选实施例，这提供用户单元发送频率至基站12接收频率的快速同步。虽然图2为方便而只表示一个用户单元14，但任意数量的用户单元14可以与基站12相关，如上所述。
图2表示基站12与用户单元14的方框图。基站基准振荡器48包括在频率发生器20中，以提供基本上稳定的基站基准频率。特别地，振荡器48最好构造为只在单个频率上利用距离那单个频率的最小漂移而不管电压或温度波动如何并利用最小相位噪声进行振荡的晶体控制振荡器。频率发生器20也包括发送载频乘法器50、接收载频乘法器52、发送波特频率乘法器54和接收波特频率乘法器56。
在此最佳实施例中，振荡器48的输出端耦合到每个频率乘法器50、52、54与56的第一输入端。然而，在一个可选择的实施例中，可以从另一稳定的基准振荡器(未示出)而不是从振荡器48中驱动波特频率乘法器54与56。控制器22的第一、第二、第三与第四控制输出端分别耦合到每个频率乘法器50、52、54与56的第二输入端。
每个乘法器50、52、54与56构造为生成是控制器22提供的被乘数与基准振荡器48提供的基准频率的乘积的稳定振荡信号，此被乘数是最好不在给定的信号传输阶段变化的基本上恒定的一个值。这些稳定的振荡信号呈现非常低的相位噪声，这是因为这些信号与振荡器48提供的基准频率相干。然而，不要求由控制器22提供被乘数，并且这些被乘数可以选择地进行硬线连接。本领域技术人员将认识到：根据需要构造乘法器50、52、54与56来合成各个稳定的振荡信号，以使这些信号与基准振荡器相干。因此，这些被乘数可以是大于、等于或小于1的实数。当然，如果构造基准振荡器48以使乘法器50、52、54或56生成的一个稳定振荡信号具有等于基准振荡器48的频率的一个频率，则可以省略用于那个稳定振荡信号的频率乘法器。
因此，频率生成器20生成四个稳定振荡信号。由发送载频乘法器50产生的信号定义基站发送频率。由接收载频乘法器52产生的信号定义其上能进行反向信道32信号的解调的基站接收频率。本领域技术人员将认识到，由发送与接收载频乘法器50与52产生的信号的频率不必等于RF载频，而可以选择地代表随后利用公知技术变换为RF的IF频率。
由发送波特频率乘法器54产生的信号定义用于基站12的发送波特频率，而由接收波特频率乘法器56产生的信号定义用于基站12的接收波特频率。波特频率或简单的波特是单位间隔的倒数。在每个单位间隔期间，系统10发送传送一个单位数据的单个相位点，其中此单位数据包括利用调制顺序确定的许多比特或码元。利用BPSK调制，每个单位间隔传送单个码元，利用QPSK调制每个单位间隔传送两个码元，在8-PSK调制中每个单位间隔传送三个码元，在16-QAM、32-QAM与64-QAM调制中每个单位间隔传送4、5与6个码元等等。
本领域技术人员将认识到，发送与接收波特频率明显低于发送与接收载频。本领域技术人员也将认识到，由频率发生器20生成的4个稳定振荡信号允许发送与接收载频相互不同并允许发送与接收波特频率相互不同。然而，不要求系统10具有不同的发送与接收波特频率。
发射机18包括调制器58与上变换器60。发送载频乘法器50的输出端耦合到上变换器60的第一输入端。控制器22具有耦合到调制器58的控制总线并提供将在正向信道30信号中发送的数据，此数据可以在控制器22内为了控制系统10而生成或从输入数据端口26中获得。来自发送频率波特振荡器54的稳定振荡信号也耦合到调制器58，以定义发送波特频率。调制器58的输出端耦合到上变换器60的第一输入端。来自发送载频振荡器50的稳定振荡信号耦合到上变换器60的第二输入端，以定义正向信道信号的基站发送频率。上变换器60的输出端耦合到天线28。当然，本领域技术人员将认识到，乘法器50与上变换器60可以选择地构造为在多级中而不是如图2的方框图所示在单级中相互协调。
上变换器60发送RF信号给天线28，此天线28从控制器22中传送选择路由至调制器58的数据。此信号的数据部分呈现发送波特频率，并且此信号的载波部分呈现基站发送频率。在从天线28将此信号辐射给用户单元14时，生成正向信道信号。
基站12的接收机16包括下变换器62和解调器64。接收载频乘法器52的输出端耦合到下变换器62以定义基站接收频率。下变换器62也从天线28中接收信号。虽然图2将基站12表示为具有单独的发送与接收天线28，但本领域技术人员将认识到，单个天线在许多应用中可能足以。下变换器62的输出端耦合到解调器64的第一输入端。接收波特频率乘法器56的输出端耦合到解调器64的第二输入端以定义接收波特频率。如下面更具体讨论的，反向信道信号在传输之前在用户单元14中构造为基本上呈现基站接收载频与基站接收波特频率。
解调器64的输出端耦合到控制器22的输入端。为响应由下变换器62在基站接收频率上接收的反向信道信号，解调器64提取利用此反向信道信号传送的数据并将此数据传送给控制器22。此数据随后可以由控制器22用于系统开销目的或通过输出数据端口24进行传送。
用户单元14的频率发生器40具有类似于12的频率发生器20的结构。因而，用户单元振荡器66包括在频率发生器40中以提供基本上稳定的用户单元基准频率。振荡器66最好是为响应温度或电压变换而最小变化的晶体控制振荡器。频率发生器40也包括发送载频乘法器68、接收载频乘法器70、发送波特频率乘法器72和接收波特频率乘法器74。
每个乘法器68、70、72与74构造为生成是控制器42提供的被乘数与基准振荡器66提供的基准频率的乘积的稳定振荡信号。乘法器68、70、72与74在需要时构造为合成各个稳定振荡信号，并且这些被乘数可以是大于、等于或小于1的任何实数。这些被乘数最好基本上是常数值。
因此，频率发生器40生成4个稳定的振荡信号。利用发送载频乘法器68产生的信号定义用户单元载波发送频率。利用接收载频乘法器70产生的信号提供用户单元接收载频的粗略或不确切的定义。利用发送波特频率乘法器72产生的信号定义用户单元14的发送波特频率，并且利用接收波特频率乘法器74产生的信号提供在下面称为用户单元14的抽样频率Fs的接收波特频率的粗略或不确切的定义。如下面更具体讨论的，在用户单元14同步到正向信道信号时在用户单元14中进行的解调处理期间提供接收载频与波特频率的精确或准确定义。
在接收机36内，下变换器76从天线34中接收正向信道信号。接收载频乘法器70的输出端耦合到下变换器76。下变换器76的输出端最好提供接近基带信号并耦合到解调器78的第一输入端，并且接收波特频率乘法器74的输出端耦合到解调器78的第二输入端。此接近基带信号的频率距离基带的频率差在正向信道30的载频与利用接收载频乘法器70生成的频率之间。当然，下变换器76可以利用在产生接近基带信号之前首先下变换为IF频率的两步处理。
解调器78提取并提供利用正向信道30传送的数字数据而且在数据与控制总线上提供控制信号给控制器42。这些控制信号包括为响应将用户单元14同步到正向信道信号而确定的上述相干信号。同样地，在此控制与数据总线上从控制器42提供控制信号给解调器78。下面结合图4更具体讨论解调器78。
在发射机38内，从控制器42中提供将在反向信道32上发送的数据给调制器80的第一输入端。此数据可以从输入数据端口44中传送通过控制器42或在控制器42内为控制系统10而生成。利用来自用户单元发送波特乘法器72的输出端的时钟信号建立用户单元发送波特频率，此频率提供给调制器80的第二输入端。调制器80每个单位间隔生成一个新的相位点数据，其中此单位间隔利用用户单元发送波特频率来定义。数字通信领域的技术人员将认识到，这些相位点数据最好构造为数字正交信号。
为此相位点数据流选择路由至数字脉冲形成器82。在此优选实施例中，脉冲形成器使用诸如公知的根奈奎斯特函数的合适滤波函数对此相位点数据进行滤波，以便在时间上扩展每个单位间隔的相位点，以使反向信道32呈现希望窄的带宽。
脉冲形成器82的输出端提供数字正交信号，这代表脉冲形成的相位点数据，为此数据选择路由至数字内插器(NTRP)84的第一输入端。内插器84的第二输入端从控制器42中接收控制信号。内插器84构造为选择地将脉冲形成的相位点数据延迟利用从控制器42中接收的控制数据建立的一个时间量。
内插器84的输出端提供加到上变换器86的第一输入端的数字正交信号。上变换器86的第二输入端从用户单元发送载频乘法器68中接收发送载频信号。上变换器86将来自内插器84的数字正交信号变换为模拟信号，此模拟信号与载波信号混频以产生RF反向信道信号。当然，上变换器86可以使用两步处理，首先变换为IF频率并随后变换为最后的RF频率。从天线34中广播RF反向信道信号。虽然图2将用户单元14表示为具有单独的发送与接收天线34，但本领域技术人员将认识到，单个天线在许多应用中可能足以。
由基站1 2发送的正向信道与由不同的用户单元14发送的反向信道之间的示例性定时关系表示在图3中。参见图2-3，基站12发送连续的正向信道30给一组用户单元14，并且每个用户单元14根据其分配的时隙88发送短的反向信道32脉冲串。只要一个用户单元14结束其发送，另一用户单元14就可以开始发送。
来自用户单元振荡器66的基准频率信号的准确频率在不同的用户单元14之间大不相同。用户单元14之间频率的这些变化一般由于不同的振荡器66而引起。最好，在用户单元14中使用低成本振荡器，这样的低成本振荡器可能呈现差的精度与频率漂移。另外，附加的长期漂移可能源于温度变化和寿命周期成分退化。
本发明的最佳实施例的正向信道30特征表示基站12连续发送给用户单元14。虽然不要求正向信道30上的连续传输，但在此优选实施例中正向信道信号30的周期实际上超过任何单个反向信道32脉冲串的周期。
通常的同步技术要求用于基站解调器64(图2)“锁定”到反向信道32的用户单元发送频率上的开销处理时间。如果信噪比低或如果在用户单元发送频率与基站接收频率之间具有过多的变化，实现同步所花费的开销时间是不能用于传送用户数据的时间。基站接收频率可以理解为可以解调反向信道32信号而首先不要求大量的频率同步的频率。由于在不同的用户单元14之间具有固定与频繁的反向信道32的转换，所以最好将同步时间保持为最小，以便有效地使用分配的频谱。最好，基站12尽可能在新时隙88开始时同步到不同的用户单元14。
使用通常的锁相环同步技术，在基站解调器64上试图快速同步是不实际的，这是因为信号特征由于脉冲串模式信号特征的内在特性而太不确定以致不允许根据小的样值大小进行准确的频率估算。换句话说，短的脉冲串未传送足够的信息来解决接收信号的不确定问题并随后传送大量的用户数据。常规的相干解调技术在可以提取有用的数据之前要求通过对于不希望长的时间监听接收信号获得的大样值大小。某些不同的解调技术可能允许快速同步，但对于给定的接收信号只以高达3dB信噪比的不良后果为代价。
总之，系统10提供某些数据给用户单元14，允许用户单元14调整其发送频率，以使基站12从不同的用户单元14中接收的反向信道32信号已与基站解调器64频率同步。因而，基站12不必执行大量的费时的频率同步任务。
图4表示每个用户单元14的接收机36内的解调器78的方框图。解调器78包括相位比较器90、环路滤波器92、数字控制振荡器(NCO)94与数据检测器96。下变换器76的输出端连接到相位比较器90的第一输入端。NCO 94的输出端连接到相位比较器90的第二输入端。相位比较器90的输出端连接到数据检测器96的输入端并连接到环路滤波器92的输入端。环路滤波器92的输出如前所述提供解调器78的相干控制信号输出之一。环路滤波器92的输出端也连接到NCO 94的输入端。
相位比较器90、环路滤波器92和NCO 94形成锁相环98，这对于数字解调器领域的技术人员是公知的电路并用于与接收信号实现频谱相干。虽然为简便起见表示下变换器76的单个输出端，但此优选实施例中的锁相环98正交工作。如下面更具体讨论的，锁相环98将解调器78同步到正向信道30的基站发送频率上。同步之后准确等于基站发送频率的所得到的用户单元接收频率是利用乘法器70(图2)定义的粗略载频与利用NCO 94定义的信号的频率之和。利用NCO 94生成的信号的频率以环路滤波器92输出的控制信号为特征，此控制信号在此称为(beta-fine)(βf)，并且它用作从解调器78提供给控制器42的一个相干信号。
当锁相环98锁定到正向信道30的基站发送频率上时，相位比较器90输出的信号是基带信号。此基带信号在数据检测器96的模拟-数字(A/D)变换器100上进行抽样。由乘法器74提供的抽样频率Fs加到A/D 100的时钟输入端和NCO 102的时钟输入端。此稳定频率最好稍大于(例如，1.1-1.6倍)正向信道30所示的预期波特率。
A/D 100的输出端耦合到内插器104的数据输入端，并利用NCO 102的输出驱动内插器104的控制输入端。内插器(NTRP)的输出端耦合到判决(DCSN)电路106的输入端。判决电路106的输出用于正向信道30上发送的数据的控制器42硬判决。定时检错器108的第一与第二输入端耦合到判决电路106的输入与输出端，并且定时检错器108的输出端耦合到环路滤波器110的输入端。环路滤波器110的输出端耦合到NCO 102的控制输入端并提供与NCO 102生成的波特时钟信号的频率成正比的数据。
内插器104、判决电路106、定时检错器108、环路滤波器110和NCO 102一起形成锁相环112。最好，锁相环112中的所有组成部分是数字部分。锁相环112将解调器78同步到正向信道30的发送波特频率上。NCO 102的输出信号代表在此称为FI的利用内插器104建立的基站发送波特频率与抽样频率FS之比(即，FI/FS)。此输出信号以环路滤波器110输出的控制信号为特征，此控制信号在此称为(beta-fine-prime)(βf’)并用作从解调器78提供给控制器42的另一相干信号。下面结合图6讨论使用户单元发送频率优选同步到基站12接收频率中βf与βf’的使用。
图5表示由基站12为实现解调器64(图2)与自用户单元14的反向信道32的频谱同步而执行的任务的图。在执行发送或接收操作之前，基站12执行初始任务114。任务114计算两个常数值α与η用作载频被乘数并计算两个常数值α’与η’用作波特频率被乘数。为了目前的讨论，省略符号(’)以便一起表示载波被乘数和表示波特载波被乘数。
值α用于发送载频乘法器50定义正向信道30的发送载频。值η用于接收载频乘法器52定义可以解调反向信道32而不首先要求大量的频率同步的载频，此频率可以理解为基站接收载频。值α’用于发送波特频率乘法器54定义正向信道30的发送波特频率。值η’用于接收波特频率乘法器56定义可以解调反向信道32而不首先要求大量的波特频率同步的频率，此频率可以理解为基站接收波特频率。
在计算与应用α、η、α’与η’之后，基站控制器22执行任务116以便在正向信道30上与其他数据一起发送频率调整常数给用户单元14。这些频率调整常数在此优选实施例中由用于载频调整目的的α与η和用于波特频率调整目的的α’与η’组成。控制器22发送除了频率调整常数之外还包含发送给用户单元14的数据的数字数据流。虽然此优选实施例在任务116期间发送α、η、α’与η’，但其他实施例可以发送基于用于载频调整目的的α与η和基于用于波特频率调整目的的α’与η’的其他频率常数。这样的其他常数可以是α与η值的比率或α与η值的其他函数。
在反向信道接收操作期间，基站控制器22执行接收同步任务118。解调器64在每个反向信道时隙88开始时将已大部分频率同步到反向信道32(参见图4)，并且将不丢失数据。然而，反向信道32将不必在反向信道时隙88开始时进行相位同步。块解调或本领域技术人员熟悉的类似方案能用于在解调器64上实现相位同步而不丢失数据。
本领域技术人员将认识到，具有控制器22执行的许多其他的任务，如图5中的椭圆所示。这样的任务与本发明的优选实施例无关。
图6表示用户单元14为了其发送的反向信道32优先频率同步到基站解调器64而执行的任务的流程图。用户单元控制器42的初始任务120提供粗略的载频常数βc给接收载频乘法器70(图2)并提供粗略的波特频率常数βc’给接收波特频率乘法器74(图2)。
确定粗略载频常数βc，以响应正向信道30的预期载频和基准振荡器66的频率。用户单元14通过将振荡器66的用户单元基准频率乘以常数βc来将正向信道30信号变换为接近基带。用户单元14现在已经实现与正向信道30极其粗略的同步。用户单元基准频率乘以βc的乘积与实际接收的正向信道30之间的频率差在此称为“偏移”频率或“频率差错常数”。
如任务122中所示，解调器78同步到接近基带形式的正向信道30。在解调器78锁定到或与正向信道30的载频同步时，以下等式保持为真：αfbs＝βfsref，其中fbs是基站基准频率，而fsref是用户单元基准频率。换句话说，α乘以基站基准振荡器48的频率(fbs)的乘积等于β乘以用户单元基准振荡器66的频率(fsref)的乘积。解调器78(图4)的锁相环98只通过变得锁定到接近基带正向信道信号来确定此偏频的值。利用环路滤波器92生成的常数值βf以此偏移为特征并在任务124中发送给控制器42。
同样，确定粗略的波特常数βc’，以响应正向信道30的预期波特频率和基准振荡器66的频率。用户单元14以等于振荡器66的用户单元基准频率乘以常数βc’的抽样速率Fs抽样正向信道30。如上所述，此抽样速率最好稍大于预期的波特率。如任务122中进一步所示的，解调器78同步到附加抽样形式的正向信道30信号。在解调器78锁定到或与正向信道30信号的波特频率FI同步时，以下等式保持为真：αfbs’＝βfsref’，换句话说，α’乘以基站基准振荡器48的频率(fbs)的乘积等于β’乘以用户单元基准振荡器66的频率(fsref)的乘积。解调器78(图4)的锁相环112确定在乘以抽样频率FS时等于解调器78已变得同步的基站发送波特频率的值FI/FS。利用环路滤波器110生成的常数值βf’以此比值为特征，此比值在任务124中也发送给控制器42。
用户单元载波β等于βc与βf之和或β＝βc+βf。然而，βf或β的瞬时值可能太容易出错而不进行滤波。因此，由控制器42在任务126期间执行βf的数字滤波和/或统计平均。
同样，用户单元波特常数β’等于βc’与βf′的乘积或β′＝(βc’)(βf’)。虽然βc’是一个常数值，但利用锁相环112的操作连续调整βf’以跟踪环路112与正向信道30之间的相位与频率差。因此，在任务126期间也由控制器42执行βf’的数字滤波和/或统计平均。此附加滤波在产生频率内容的稳定表示的同时除去βf’的相位内容。
一旦载频与波特频率同步发生，用户单元解调器78能成功地从基站12在正向信道30中发送的数字数据流中提取数据。数据从解调器78中传送给控制器42以便进行处理。此数字数据流包含诸如呼叫建立参数、调制顺序、时隙块分配和定时偏差的开销信道信息以及包括用户单元消息与上述频率调整常数的数据。
在任务128期间，频率调整常数α、η、α’与η’由解调器78从输入的数字数据流中提取并与利用正向信道30传送的其他数据一起提供给控制器42。控制器42随后在任务130期间使用值βf与βc计算用户单元接收载频值β并使用βf’与βc’计算接收波特频率值β’。
一旦用户单元控制器42接收到α与η的值并计算β值，它就执行任务132，其中它计算频率常数值γ和γ’。为了保证用户单元发送载频与基站接收载频的基本匹配，γ应等于β与α的比值乘以η的乘积，或γ＝βη/α。同样，为了保证用户单元发送波特频率与基站接收波特频率的基本匹配，γ’应等于β’与α’的比值乘以η’的乘积，或γ’＝β’η’/α’。
在任务134期间，控制器42分别提供γ与γ’给乘法器68与72，以使用户单元基准频率乘以γ与γ’而得到基站解调器64已经同步的载波与波特频率。
在任务136期间，控制器42提供发射机38调制到载波信号上的数据。此载波信号“传送”它被调制时的信息。由发送载频乘法器68提供用户单元载波信号。在任务138期间，从天线34中发送发射机38的输出，作为反向信道32。在用于当前时隙88的数据已发送给基站12时，发送操作138结束。
又参见任务134，因为控制用户单元发送载频的值γ与β并与η成正比而只与α成反比，所以γ可以呈现一个大值。在一个实施例中，γ可以呈现数千的值。因此，实施发送载频乘法器68，以使用户单元基准频率能准确地乘以此γ的大值而不引起过多的相位噪声。乘法器68的一个希望实施以方框图的形式表示在图7中。
图7表示乘法器68划分为数字组成部分140与模拟组成部分142。数字部分140包括全复合直接数字合成器143，此合成器143数字合成具有利用从控制器42接收的数字输入控制的频率的复合振荡信号。合成器143与包括在模拟组成部分142中的模拟合成器144均可以利用振荡器66的基准频率或与此基准频率相干的信号来驱动。
最好，合成器143构造为在相对小的频率范围和相对小的频率步长进行操作。例如，合成器143能构造为以1Hz或更小的步长操作在0-1MHz的范围上。合成器143的输出端耦合到又从内插器84中接收将进行调制的数据的全复合数字乘法器电路146。作为乘法器146与合成器143的结果，将数据数字调制为数字“中”频，这表示为复合数字数据流。
从数字乘法器146输出的复合数字数据流提供给乘法器68的模拟组成部分142。特别地，将此数据流提供给数字-模拟变换器(DAC)148的输入端，在DAC 148中将此数据变换为模拟IF信号。此模拟IF信号与来自模拟合成器144的频率基准信号都提供给上变换器电路86的模拟混频器150。
与数字合成器143相比，模拟合成器144构造为在相对大的频率范围和相对大的频率步长上操作。例如，合成器144可以构造为以0.9MHz的步长在0-1GHz的范围上操作。利用控制器42提供的数据确定呈现为利用合成器144的频率步长确定的精度的操作的准确频率。
因此，乘法器68使用两级数字与模拟合成处理，以便将振荡器66的用户单元基准频率乘以γ的值。γ的最低有效部分提供给数字合成器143并控制数字合成器143生成的信号的频率。γ的最高有效部分提供给模拟合成器144并控制模拟合成器144生成的信号的频率，所得到的结果表示这两个频率之和。由于合成器143小的步长及其数字实施而基本上没有相位噪声与数字中频数据流相关。非常小的相位噪声与模拟合成器144生成的振荡信号相关，这是因为虽然此信号可以在大范围上变化，但它具有大的步长。大的步长允许模拟合成器144使用较高的频率基准信号，这导致减少的相位噪声。
总之，本发明提供用于在通信系统中实现快速频率同步的一种改善方法与设备。反向信道在时间与频谱上与正向信道相干，以减少开销通信。反向信道在基站解调器已经频率同步的载波频率与波特频率上发送。
上面结合优选实施例描述了本发明。然而，本领域技术人员将认识到，可以在这些优选实施例中进行改变与修改而不脱离本发明的范畴。本领域技术人员将认识到，在基站与用户单元上执行的处理可以分类与排序不同于在此讨论的任务而得到等效的结果。对于本领域技术人员来说是显而易见的这些与其他改变与修改预定包括在本发明的范畴内。

Claims (23)

1.用于反向信道信号快速频率同步到基站接收频率的一种方法，此基站接收频率与基站基准频率乘以接收载波常数成正比，所述方法包括以下步骤：
从基站(12)中发送(116)正向信道信号，所述正向信道信号呈现与所述基站基准频率乘以发送载波常数成正比的基站发送频率；
在用户单元(14)上计算(132)与所述接收载波常数成正比并与所述发送载波常数成反比的频率被乘数；
生成(134)用户单元发送频率以响应所述频率被乘数；和
从所述用户单元(14)中发送(138)所述反向信道信号，所述反向信道信号呈现所述用户单元发送频率。
2.根据权利要求1的方法，还包括以下步骤：
将所述正向信道信号构造(120)为传送响应于所述基站接收频率并响应于所述基站发送频率的频率调整数据；和
在所述计算步骤之前从所述正向信道信号中提取(128)所述频率调整数据。
3.根据权利要求1的方法，其中用户单元接收频率与所述用户单元发送频率均响应于用户单元基准频率。
4.根据权利要求3的方法，还包括将所述用户单元接收频率同步(122)到所述基站发送频率的步骤。
5.根据权利要求3的方法，其中：
所述用户单元接收频率与所述用户单元基准频率乘以用户单元载波常数成正比；和
所述计算步骤(132)包括使所述被乘数与所述用户单元载波常数成正比的步骤。
6.根据权利要求5的方法，其中所述生成步骤(134)包括将所述用户单元基准频率乘以所述被乘数的步骤。
7.根据权利要求6的方法，其中所述相乘步骤包括以下步骤：
在为了响应所述被乘数的载波部分而确定的中间载波频率上合成复合载波信号，所述中间载波频率在载波频率调整范围上能以载波频率步长进行调整；和
在为了响应所述中间载波频率与所述被乘数的波特部分而确定的中间波特频率上产生复合波特信号，所述中间波特频率在大于所述载波频率调整范围的波特频率调整范围上能以大于所述载波频率步长的波特频率步长进行调整。
8.根据权利要求7的方法，其中：
在数字组成部分(143)中执行所述合成步骤；和
在模拟组成部分(144)中执行所述产生步骤。
9.根据权利要求1的方法，其中所述生成步骤(134)生成在所述用户单元发送频率上振荡的波特时钟信号。
10.根据权利要求1的方法，其中所述生成步骤(134)生成在所述用户单元发送频率上振荡的载波信号。
11.根据权利要求1的方法，其中：
所述基站接收频率是一个载频，所述基站发送频率是一个载频，所述基站基准频率是一个载波基准频率，所述频率被乘数是一个载频被乘数，并且所述用户单元发送频率是一个载频；
基站接收波特频率与基站波特基准频率乘以接收波特常数成正比；
基站发送波特频率与所述基站波特基准频率乘以发送波特常数成正比；
所述正向信道信号呈现所述基站发送载频与所述基站发送波特频率；
所述方法还包括在所述用户单元(14)上计算(132)与所述接收波特常数成正比并与所述发送波特常数成反比的一个波特频率被乘数的步骤；
所述方法又包括生成(134)用户单元发送波特频率以响应所述波特频率被乘数的步骤；和
所述反向信道信号呈现所述用户单元发送载频与所述用户单元发送波特频率。
12.根据权利要求1的方法，其中所述基站(12)与所述用户单元(14)基本上彼此相对固定。
13.根据权利要求1的方法，其中：
所述用户单元(14)是多个用户单元(14)之一；
所述多个用户单元(14)之中每一个用户单元执行所述计算步骤(132)、生成步骤(134)和发送步骤(138)；
在所述多个用户单元(14)之中每一个用户单元上执行的所述计算步骤(132)计算对于所述多个用户单元(14)之中每一个用户单元是不同的频率被乘数；和
在所述多个用户单元(14)之中每一个用户单元上执行的所述生成步骤(134)生成基本上相等的用户单元发送频率。
14.在RF数字通信系统(10)中，其中基站(12)快速地将反向信道信号同步到与基站基准频率乘以接收载波常数成正比的基站接收频率，并且其中所述基站(12)发送正向信道信号，所述正向信道信号呈现与所述基站基准频率乘以发送载波常数成正比的基站发送频率，一种RF数字通信用户单元(14)，包括：
解调器(78)，被构造为将用户单元接收频率同步到所述基站发送频率并生成响应于所述用户单元接收频率与用户单元基准频率的差错数据；
控制器(42)，耦合到所述解调器(78)，所述控制器(42)被构造为计算与所述接收载波常数成正比、与所述发送载波常数成反比并响应于所述差错数据的频率被乘数；
频率乘法器电路(68)，耦合到所述控制器(42)，以便将所述用户单元基准频率乘以所述频率被乘数；和
RF电路(86)，耦合到所述频率乘法器电路(68)并被构造为生成所述反向信道信号，所述反向信道信号呈现所述用户单元发送频率。
15.根据权利要求14的RF数字通信用户单元(14)，其中：
构造所述基站(12)，以使所述正向信道信号传送响应于所述基站接收频率并响应于所述基站发送频率的频率调整数据；和
构造所述控制器(42)，以使所述频率被乘数响应于所述频率调整数据。
16.根据权利要求14的RF数字通信用户单元(14)，其中：
所述用户单元接收频率与所述用户单元基准频率乘以用户单元载波常数成正比；
所述用户单元载波常数等于粗略载波常数加上精细载波常数，其中所述精细载波常数是以所述差错数据为特征的；
所述用户单元(14)还包括第二频率乘法器电路(70)，在此电路(70)中所述用户单元接收频率乘以所述粗略载波常数，所述第二频率乘法器电路(70)耦合到所述解调器(78)；和
构造所述控制器(42)，以使所述频率被乘数又与所述用户单元载波常数成正比。
17.根据权利要求14的RF数字通信用户单元(14)，其中所述频率乘法器电路(68)包括：
数字频率合成器(143)，构造为在为了响应所述频率被乘数的载波部分而确定的中间载波频率上合成复合载波信号，所述中间载波频率在载波频率调整范围上能以载波频率步长进行调整；和
模拟频率合成器(144)，构造为在为了响应所述中间载波频率与所述被乘数的波特部分而确定的中间波特频率上产生复合波特信号，所述中间波特频率在大于所述载波频率调整范围的波特频率调整范围上能以大于所述载波频率步长的波特频率步长进行调整。
18.根据权利要求14的RF数字通信用户单元(14)，其中所述频率乘法器电路(68)产生在所述用户单元发送频率上振荡的波特时钟信号。
19.根据权利要求14的RF数字通信用户单元(14)，其中所述频率乘法器电路(68)生成在所述用户单元发送频率上振荡的载波信号。
20.根据权利要求14的RF数字通信用户单元(14)，其中：
所述基站接收频率是一个载频，所述基站发送频率是一个载频，所述基站基准频率是一个载波基准频率，所述频率被乘数是一个载频被乘数，并且所述用户单元发送频率是一个载频；
基站接收波特频率与基站波特基准频率乘以接收波特常数成正比；
基站发送波特频率与所述基站波特基准频率乘以发送波特常数成正比；
所述正向信道信号呈现所述基站发送载频与所述基站发送波特频率；
所述控制器(42)又被构造为计算与所述接收波特常数成正比并与所述发送波特常数成反比的波特频率被乘数；
所述用户单元(14)又包括耦合到所述控制器(42)与所述RF电路(86)以便将所述用户单元基准频率乘以所述波特频率被乘数的第二频率乘法器电路(70)；和
构造所述RF电路(86)，以使所述反向信道信号呈现所述用户单元发送载频与所述用户单元发送波特频率。
21.用于用户单元发送频率快速同步到基站接收频率的一种方法，所述基站接收频率与基站基准频率乘以接收载波常数成正比，所述方法包括以下步骤：
使所述基站接收频率与基站发送频率响应于基站基准频率，所述基站发送频率与所述基站基准频率乘以发送载波常数成正比；
使用户单元接收频率与所述用户单元发送频率响应于用户单元基准频率，所述用户单元接收频率与所述用户单元基准频率乘以用户单元载波常数成正比；
将所述用户单元接收频率同步(122)到所述基站发送频率；
在所述用户单元(14)上计算(132)与所述接收载波常数成正比并与所述用户单元载波常数成正比但与所述发送载波常数成反比的一个乘数；和
生成(134)所述用户单元发送频率以响应所述乘数与所述用户单元基准频率。
22.一种RF数字通信系统(10)，包括：
基站(12)，所述基站具有：建立基站基准频率的振荡器(48)；接收机(16)，被构造为在基站接收频率上接收反向信道信号(32)，其中所述基站接收频率与所述基站基准频率乘以接收载波常数成正比；发射机(18)，被构造为发送正向信道信号(30)，所述正向信道信号呈现与所述基站基准频率乘以发送载波常数成正比的基站发送频率，所述正向信道信号(30)传送响应于所述基站接收频率与所述基站发送频率的频率调整数据；和
多个用户单元(14)，其中每个用户单元被构造为：从所述正向信道信号(30)中提取(128)所述频率调整数据；计算(132)用于该用户单元的频率被乘数，所述频率被乘数与所述接收载波常数成正比并与所述发送载波常数成反比；生成(134)用户单元发送频率以响应所述频率被乘数；和基本上在所述用户单元发送频率上发送(138)所述反向信道信号(32)的一部分。
23.根据权利要求22的RF数字通信系统(10)，其中：
该用户单元(14)包括振荡器(66)，所述振荡器在用于该用户单元的用户单元基准频率上振荡，并且用于该用户单元的用户单元基准频率不同于用于其他用户单元的用户单元基准频率；和
用于该用户单元的所述被乘数不同于用于其他用户单元的被乘数，以补偿所述用户单元基准频率和其他用户单元基准频率之间的差。
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