CN116094894A - 一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法和装置 - Google Patents

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CN116094894A CN202310013838.3A CN202310013838A CN116094894A CN 116094894 A CN116094894 A CN 116094894A CN 202310013838 A CN202310013838 A CN 202310013838A CN 116094894 A CN116094894 A CN 116094894A
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Abstract

本申请涉及一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法和装置，该方法包括基于离散哈特利变换正交频分复用(DHT‑OFDM)的数据调制的发送机系统和基于离散傅里叶变换(DFT)的接收机系统。本申请使用实信号作为输入，降低了复数运算的复杂度，为了克服离散哈特利‑正交频分复用(DHT‑OFDM)方法由于载波间耦合而导致的数据速率下降问题，本申请基于循环前缀和索引调制技术，对现有方法进行改进，实现了一个可靠的水下通信系统，而且在不损失信道估计精度的情况下，减少了50％的导频开销，不但提高了频谱效率，还增强了系统的误码率性能和对载波频率偏移的鲁棒性。

Description

一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法和装置
技术领域
本申请涉及通信技术领域，尤其是涉及一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法和装置。
背景技术
水声通信技术是海洋领域中具有重要地位的核心技术，由于海洋环境受到多径效应、多普勒效应、载波频率偏移(CFO)等因素的影响，水声通信系统(UWA)是最复杂的通信系统之一。水声信道传输状态多变、海洋作业环境恶劣，对通信算法和设备可靠性有较高要求，水下通信传输速率、传输带宽、传输距离等因素限制了当前水下通信技术的应用。
正交频分复用技术(Orthogonal frequency division multiplexing,OFDM)，作为多载波传输方式的一种，其将子信道频谱相互重叠进行并行数据传输，在无需高速均衡器的情况下就可以在对抗窄带脉冲噪声与多径衰落的同时，极大提高了信道的利用度，满足了日益增长的数据传输容量需求，因此可以作为下一代宽带通信的关键技术，但是，在高速场景下，子信道间的正交性会受到多普勒频移的破坏而引起载波间干扰，并且OFDM多个子信道信号叠加也会导致较高的峰均比，这些缺点时OFDM不适用于高速场景。
这是因为考虑信道效应在每个符号持续时间期间是恒定的和UWA信道的稀疏性所代表的两个主要假设，UWA通信系统被认为是不可信系统，其中信道可以随时间变化，并且不能总是假设稀疏性。因此，标准OFDM-UWA通常插入频域导频音以跟踪信道效应，而牺牲所获得的频谱效率。在地面无线通信中，基于实信号的OFDM进行了广泛研究，证明了其在许多方面优于DFT-OFDM，例如：计算复杂度降低、保证正交性的最小子载波间隔减少、与DFT-OFDM相比在相同占用带宽内的子载波数量增加了一倍，并且对CFO效应具有更高的鲁棒性。存在两种主要的基于实信号的OFDM，它们是离散余弦变换OFDM(DCT-OFDM)和DHT-OFDM。
在MCM和SCM系统中，DHT-OFDM优于其他不同的三角变换。与DFT-OFDM不同，除了通过将镜像对称子载波上的信号相互耦合，DHT-OFDM不能直接对多径信道进行对角化。这种缺陷称为载波间耦合(ICC)，导致数据速率下降一半。因此，DFT-OFDM仍然被认为是时变信道中最流行的方案，因为它提供了在接收端准确执行估计任务的特性。
最近，基于实际信号的OFDM(如DCT-OFDM)也与索引调制(IM)结合，以实现更高的频谱效率和/或增强误码率(BER)性能，使其成为下一代无线通信的有前景的高频谱多载波技术。不幸的是，由于估计任务变得更加复杂，这些系统不能直接用于信道随时间变化的实际通信系统。与DFT-OFDM相比，基于实信号的MCM中的估计任务不能可靠地执行。这是因为DFT矩阵提供的信道对角化的吸引人的特性使得能够使用低复杂度和精确的频域信道估计。然而，现有技术试图研究使用时域对称训练符号的DCT-OFDM信道估计，但仍然需要将保护间隔加倍，并且在信道延迟较长的通信系统(如UWA系统)中，将再次提出前面讨论的IBI问题。因此，为UWA通信启用基于真实信号的OFDM具有现实意义。一方面，实现对海洋环境影响具有高鲁棒性的可靠UWA。另一方面，增强UWA频谱效率而不需要任何额外的硬件或性能恶化。由于UWA信道的特性，UWA通信中的数据速率增强被认为是主要的挑战性任务之一。
发明内容
本发明提出一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法和装置，在复杂海洋环境下的水下通信环境，克服离散哈特利-正交频分复用(DHT-OFDM)方法由于载波间耦合而导致的数据速率下降问题，基于循环前缀和索引调制技术，对现有方法进行改进，实现了一个可靠的水下通信系统，而且在不损失信道估计精度的情况下，减少了50％的导频开销，不但提高了频谱效率，还增强了系统的误码率性能和对载波频率偏移的鲁棒性，包括如下：
第一方面，本申请提出了一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法，所述方法采用了基于离散哈特利变换正交频分复用的数据调制的发射器系统和基于离散傅里叶变换的接收器系统，并且所述方法包括：
在发射器系统中：
对原始数据经过编码器和交织器分配到子载波；
对处理后的数据进行数字调制和索引调制；
对序列数据加入保护间隔并使用N点IDFT映射到时域获取时域数据；
将时域数据经过上变频过程后传入UWA信道；
在接收器系统中：
对从发射器接受的经过多普勒补偿的数据流进行下变频；
对去除循环前缀的数据流进行DFT过程；
对进行DFT过程后的数据流同时进行CFO补偿和信道均衡；
对处理后的数据进行索引解调并最终解码。
优选的，在所述发射器系统中，输入信号比特流的数据调制基于
Figure BDA0004038642430000031
实三角变换来执行；
其中，N和E分别表示DHT-OFDM子载波的数目和DHT-OFDM符号持续时间，变换矩阵对应于DFT矩阵的实部和虚部之和，DHT-OFDM中的正交性满足最小载波间隔
Figure BDA0004038642430000032
使得
Figure BDA0004038642430000033
优选的，在所述接收器系统中，DFT-OFDM中使用声学通信傅里叶指数函数的复基对数据进行调制，该复基具体为：
Figure BDA0004038642430000034
其中，N和T分别表示DFT-OFDM子载波和符号周期的数量；
当使用基于离散傅里叶变换的接收器系统时，得到的时域调制数据都是复杂的，当使用DFT-OFDM时，得到的时域调制数据都是复杂的，这导致所需子载波间隔的增加，以保证子载波之间的正交性，具体为：
Figure BDA0004038642430000035
优选的，在所述接收器系统中，用N个DFT-OFDM子载波间隔FΔ占用可用的UWA带宽B对应于用N个DHT-OFD子载波间隔δΔ占用相同的带宽，使得FΔ＝2δΔ，n＝2N；
从调制X(0)、X(1)…、X(n)获得的数据符号分别使用DFT-OFDM和DHT-OFDM进行调制，具体为：
Figure BDA0004038642430000041
Figure BDA0004038642430000042
其中，Xr(n)是X(n)的实部，由任何实调制顺序Mr调制。
优选的，所述对处理后的数据进行数字调制和索引调制包括：
假设B比特是需要在长度为N的一个符号内传输的信道编码器的输出，该信息比特B使用M元PAM调制方法进行调制；
将导频音与数据复用，数据Xr(n)＝Xr,d(n)+Xr,p(n)被转发到IDHT中以如下等式获得调制数据x(t)：
Figure BDA0004038642430000043
优选的，所述对序列数据加入保护间隔并使用N点IDFT映射到时域获取时域数据包括：
为了避免ISI，增加了应该比信道的最大延迟更长的保护间隔，通带上变频信号x(t)可以表示如下：
Figure BDA0004038642430000044
其中TG和T分别表示保护间隔时间和符号数据间隔时间，然后，通带信号通过UWA信道传输，具体为：
Figure BDA0004038642430000045
优选的，所述对从发射器接受的经过多普勒补偿的数据流进行下变频包括：
在接收端，通带接收信号y(t)可以表示为如下：
Figure BDA0004038642430000046
信道和CFO估计基于以下内容执行：
Figure BDA0004038642430000047
优选的，所述对进行DFT过程后的数据流同时进行CFO补偿和信道均衡包括：
使用最小二乘公式估计信道，所述最小二乘公式基于表示频域接收导频音的向量Rp和矩阵D(Xp)表示发射机和接收机已知的导频音向量Xp的对角矩阵，信道的估计时域脉冲响应由下式给出：
Figure BDA0004038642430000051
该方法中的信道频率响应
Figure BDA0004038642430000052
通过上述公式中的估计信道
Figure BDA0004038642430000053
进行N点快速傅立叶变换来获得，在不丧失通用性的情况下，用最小均方误差频域均衡器用于计算系数
Figure BDA0004038642430000054
Figure BDA0004038642430000055
第n个子载波y(n)中的信号被均衡如下：
Figure BDA0004038642430000056
第二方面，本申请还提出了一种适用于水下通信的实信号正交频分复用装置，其特征在于：所述装置包括基于离散哈特利变换正交频分复用的数据调制的发射器系统和基于离散傅里叶变换的接收器系统；
在发射器系统中，对原始数据经过编码器和交织器分配到子载波；
在发射器系统中，对处理后的数据进行数字调制和索引调制；
在发射器系统中，对序列数据加入保护间隔并使用N点IDFT映射到时域获取时域数据；
在发射器系统中，将时域数据经过上变频过程后传入UWA信道；
在接收器系统中，对从发射器接受的经过多普勒补偿的数据流进行下变频；
在接收器系统中，对去除循环前缀的数据流进行DFT过程；
在接收器系统中，对进行DFT过程后的数据流同时进行CFO补偿和信道均衡；
在接收器系统中，对处理后的数据进行索引解调并最终解码。
综上所述，本申请至少包括以下有益技术效果：
1.本发明基于循环前缀和索引调制技术，对现有方法进行改进，实现了一个可靠的水下通信系统，而且在不损失信道估计精度的情况下，减少了50％的导频开销，不但提高了频谱效率，还增强了系统的误码率性能和对载波频率偏移的鲁棒性；
2.本发明与传统的IM-DFT-OFDM相比，基于实信号的OFDM方案(例如IM-DCT-OFDM)提供了更高的数据速率，可以克服基于真实信号的OFDM受到的信道估计限制并为UWA通信获得更高的带宽效率；
3.本发明使用实信号作为输入，降低了复数运算的复杂度，为了克服离散哈特利-正交频分复用(DHT-OFDM)方法由于载波间耦合而导致的数据速率下降问题，本发明基于循环前缀和索引调制技术，对现有方法进行改进，实现了一个可靠的水下通信系统，而且在不损失信道估计精度的情况下，减少了50％的导频开销，不但提高了频谱效率，还增强了系统的误码率性能和对载波频率偏移的鲁棒性。
附图说明
包括附图以提供对实施例的进一步理解并且附图被并入本说明书中并且构成本说明书的一部分。附图图示了实施例并且与描述一起用于解释本申请的原理。将容易认识到其它实施例和实施例的很多预期优点，因为通过引用以下详细描述，它们变得被更好地理解。附图的元件不一定是相互按照比例的。同样的附图标记指代对应的类似部件。
图1是本申请一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法的流程示意图。
图2是本申请一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法的PAPR性能对比示意图。
图3是本申请一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法的BER性能对比示意图。
图4是本申请一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法的不同CFO影响的BER性能对比示意图。
图5是本申请一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法的不同IM效应的BER性能对比示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本申请作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释相关发明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与有关发明相关的部分。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。
图1示出了本申请一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法的流程示意图，结合参考图1，该方法包括基于离散哈特利变换正交频分复用(DHT-OFDM)的数据调制的发送机系统和基于离散傅里叶变换(DFT)的接收机系统。使用实信号离散哈特利变换代替傅里叶变换，使用循环前缀技术解决DHT-OFDM方法可能导致的载波间耦合问题，在实信号变换中使用索引调制提高频谱效率和误码率，并且为了进一步提高实现的频谱效率，将改良的IM-DHT-OFDM用于UWA通信，该方法具体包括以下步骤：
步骤S1，在发射器系统中，对原始数据经过编码器和交织器分配到子载波；
步骤S2，在发射器系统中，对处理后的数据进行数字调制和索引调制；
在基于离散哈特利变换正交频分复用(DHT-OFDM)的数据调制的发送机系统，副载波持续时间减少到DFT-OFDM的一半，这在CFO、BER和数据速率性能方面提供了许多优势。
假设B比特是需要在长度为N的一个符号内传输的信道编码器的输出，该信息比特B使用M元PAM调制方法进行调制，因为DHT-OFDM是产生Xr(n)的实信号，然后映射到N＝2Nd+Np个副载波，而由PAM调制数据Xr,p(n)表示的导频音映射到Np个子载波。
与地面无线通信不同，将导频音与数据复用是保证每个子载波的精确环境效应跟踪所必需的。导频音以特定的持续时间等距分布，以使信道估计具有较小的频谱效率损失，如稍后解释的。因此，数据Xr(n)＝Xr,d(n)+Xr,p(n)，被转发到IDHT中，以如下等式获得调制数据x(t):
Figure BDA0004038642430000071
步骤S3，在发射器系统中，对序列数据加入保护间隔并使用N点IDFT映射到时域获取时域数据；
为了避免ISI，增加了应该比信道的最大延迟更长的保护间隔，通带上变频信号x(t)可以表示如下：
Figure BDA0004038642430000072
其中TG和T分别表示保护间隔时间和符号数据间隔时间，然后，通带信号通过UWA信道传输，公式如下所述：
Figure BDA0004038642430000081
步骤S4，在发射器系统中，将时域数据经过上变频过程后传入UWA信道；
使用额外的导频分组来准确地执行信道估计来缓解UWA通信受到多径、CFO效应和环境噪声的影响，通常，导频音用于估计任务，其代价是所获得的数据速率破坏了带宽效率。
在步骤S1到S4的发射器系统中，所包含的系统使用了基于CP的DHT-OFDM，使用实信号离散哈特利变换代替傅里叶变换，使用循环前缀技术解决DHT-OFDM方法可能导致的载波间耦合问题，并且为了进一步提高实现的频谱效率，将改良的IM-DHT-OFDM用于UWA通信。输入信号比特流的数据调制基于
Figure BDA0004038642430000082
实三角变换来执行；
其中，N和E表示DHT-OFDM子载波的数目和DHT-OFDM符号持续时间，变换矩阵对应于DFT矩阵的实部和虚部之和，DHT-OFDM中的正交性满足最小载波间隔
Figure BDA0004038642430000083
使得
Figure BDA0004038642430000084
步骤S5，在接收器系统中，对从发射器接受的经过多普勒补偿的数据流进行下变频；
在接收端，通带接收信号y(t)可以表示为如下：
Figure BDA0004038642430000085
接收信号中的DSF的处理类似于中建模的UWA信道发送PAS频带信号处理，因此，下变频重采样的接收信号也如下所示，信道和CFO估计可基于以下内容执行：
Figure BDA0004038642430000086
步骤S6，在接收器系统中，对去除循环前缀的数据流进行DFT过程；
步骤S7，在接收器系统中，对DFT后的数据流同时进行CFO补偿和信道均衡；
因为基于导频的CFO估计依赖于信道估计，在信道估计上，类似于传统的DFT-OFDM方案，使用最小二乘(LS)公式估计信道，LS估计基于表示频域接收导频音的vector Rp,矩阵D(Xp)表示发射机和接收机已知的导频音向量Xp的对角矩阵，矩阵V。信道的估计时域脉冲响应由下式给出：
Figure BDA0004038642430000091
此外，该方法中的信道频率响应
Figure BDA0004038642430000092
通过上述公式中的估计信道
Figure BDA0004038642430000093
进行N点快速傅立叶变换(FFT)来获得。在不丧失通用性的情况下，用最小均方误差(MMSE)频域均衡器用于计算系数
Figure BDA0004038642430000094
第n个子载波y(n)中的信号被均衡如下：
Figure BDA0004038642430000095
承载导频的子载波处的接收信号被认为是已知的。当假设理想CFO时，这些子载波中的均衡数据等于发射机和接收机已知的导频音。基于该相似性，初步执行CFO估计和补偿。
步骤S8，在接收器系统中，对处理后的数据进行索引解调并最终解码；
在步骤S5到S8的接受器系统中，使用声学通信傅里叶指数函数的复基对数据进行调制，该复基可以写成如下：
Figure BDA0004038642430000096
其中，N和T分别表示DFT-OFDM子载波和符号周期的数量。当使用DFT-OFDM时，得到的时域调制数据都是复杂的，这导致所需子载波间隔的增加，以保证子载波之间的正交性，例如：
Figure BDA0004038642430000097
因此，用N个DFT-OFDM子载波间隔FΔ占用可用的UWA带宽B(Hz)对应于用N个DHT-OFD子载波间隔δΔ占用相同的带宽，使得FΔ＝2δΔ，n＝2N。换句话说，N个DFT-OFDM子载波占用的可用带宽可以被划分为2N个窄DHT-OFDM子载波，同时保持完美的重建条件。因此，从调制X(0)、X(1)…、X(n)获得的数据符号分别使用DFT-OFDM和DHT-OFDM进行调制，如下所示：
Figure BDA0004038642430000098
Figure BDA0004038642430000099
其中，Xr(n)是X(n)的实部，由任何实调制顺序Mr调制，例如，脉冲振幅调制(PAM)调制，并封装到索引为n的子载波中。
本申请与传统的IM-DFT-OFDM相比，基于实信号的OFDM方案(例如IM-DCT-OFDM)提供了更高的数据速率，可以克服基于真实信号的OFDM受到的信道估计限制并为UWA通信获得更高的带宽效率。
基于本申请实施例公开的一种适用于水下通信的基于实信号的正交频分复用方法，于MATLAB建模仿真计算得到以下性能：
从图2可以看出与传统基准相比所提出方案的PAPR性能，很明显，基于实信号的方案的PAPR比传统DFT-OFDM方案高出2dB，这是预期的，因为OFDM符号中两倍数量的子载波的叠加。IM方案也继承了传统方案的相同PAPR性能，尽管在所提出的方案中实现了更高的数据速率。与标准DFT-OFDM和IM-DFT-OFDM相比，所提出的IM方案可以提供更好的误码率、抗CFO的鲁棒性和频谱效率。
图3显示了具有理想CFO效果的BER性能，以评估信道估计效果和提高实现数据速率的效果，OFDM-IM中的导频插入按照DHTOFDM的相同方法进行。这意味着，我们首先将IM映射到数据子载波，然后将导频插入频域子载波，活动子载波的数目Ko被设置为具有传统DFT-OFDM的频谱效率。另一方面，DHTOFDM和IM-DHT-OFDM在No＝4、Ko＝2或Ko＝8、Ko＝3时，由于导频分组引起的减少，实现了16.67％的更高数据速率，而IM-DHT-OFDM(No＝4，Ko＝3或No＝8，Ko＝4)实现了高达45.83％的数据速率改进，尽管所提出的方案实现了更高的数据速率，但所有方案具有几乎相似的误码率性能。
CFO效应是UWA通信中遇到的主要问题之一，这种效应不能总是完美地估计，并且非常需要针对CFO的这种鲁棒方案。图4显示了不同CFO值下的BER性能，很明显，由于传输信号的真实性，所提出的方案更能抵抗CFO效应。CFO效应越高，所提出的方案获得的改进越多。在CFO＝0.2时，DFT-OFDM无法恢复性能，而所提出的方案仍然提供了可接受的性能，这使得我们引入的方法更可能用于包括UWA通信在内的不可信通信。图5说明了Ko的大小和活动子载波的数量对BER性能的影响，证明了该方法是理想选择。
作为对上述所述方法的实现，本申请提供了一种适用于水下通信的实信号正交频分复用装置的一个实施例，该装置实施例与第一方面的方法实施例相对应，该装置包括基于离散哈特利变换正交频分复用的数据调制的发射器系统和基于离散傅里叶变换的接收器系统；
在发射器系统中，对原始数据经过编码器和交织器分配到子载波；
在发射器系统中，对处理后的数据进行数字调制和索引调制；
在发射器系统中，对序列数据加入保护间隔并使用N点IDFT映射到时域获取时域数据；
在发射器系统中，将时域数据经过上变频过程后传入UWA信道；
在接收器系统中，对从发射器接受的经过多普勒补偿的数据流进行下变频；
在接收器系统中，对去除循环前缀的数据流进行DFT过程；
在接收器系统中，对进行DFT过程后的数据流同时进行CFO补偿和信道均衡；
在接收器系统中，对处理后的数据进行索引解调并最终解码。
在本申请的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。措词‘包括’并不排除在权利要求未列出的元件或步骤的存在。元件前面的措词‘一’或‘一个’并不排除多个这样的元件的存在。在相互不同从属权利要求中记载某些措施的简单事实不表明这些措施的组合不能被用于改进。在权利要求中的任何参考符号不应当被解释为限制范围。

Claims (9)

1.一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法，其特征在于，所述方法采用了基于离散哈特利变换正交频分复用的数据调制的发射器系统和基于离散傅里叶变换的接收器系统，并且所述方法包括：
在发射器系统中：
对原始数据经过编码器和交织器分配到子载波；
对处理后的数据进行数字调制和索引调制；
对序列数据加入保护间隔并使用N点IDFT映射到时域获取时域数据；
将时域数据经过上变频过程后传入UWA信道；
在接收器系统中：
对从发射器接受的经过多普勒补偿的数据流进行下变频；
对去除循环前缀的数据流进行DFT过程；
对进行DFT过程后的数据流同时进行CFO补偿和信道均衡；
对处理后的数据进行索引解调并最终解码。
2.根据权利要求1所述的一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法，其特征在于：
在所述发射器系统中，输入信号比特流的数据调制基于
Figure FDA0004038642420000011
实三角变换来执行；
其中，N和E分别表示DHT-OFDM子载波的数目和DHT-OFDM符号持续时间，变换矩阵对应于DFT矩阵的实部和虚部之和，DHT-OFDM中的正交性满足最小载波间隔
Figure FDA0004038642420000012
使得
Figure FDA0004038642420000013
3.根据权利要求2所述的一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法，其特征在于：
在所述接收器系统中，DFT-OFDM中使用声学通信傅里叶指数函数的复基对数据进行调制，该复基具体为：
Figure FDA0004038642420000014
其中，N和T分别表示DFT-OFDM子载波和符号周期的数量；
当使用基于离散傅里叶变换的接收器系统时，得到的时域调制数据都是复杂的，当使用DFT-OFDM时，得到的时域调制数据都是复杂的，这导致所需子载波间隔的增加，以保证子载波之间的正交性，具体为：
Figure FDA0004038642420000021
4.根据权利要求3所述的一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法，其特征在于：
在所述接收器系统中，用N个DFT-OFDM子载波间隔FΔ占用可用的UWA带宽B对应于用N个DHT-OFD子载波间隔δΔ占用相同的带宽，使得FΔ＝2δΔ，n＝2N；
从调制X(0)、X(1)…、X(n)获得的数据符号分别使用DFT-OFDM和DHT-OFDM进行调制，具体为：
Figure FDA0004038642420000022
Figure FDA0004038642420000023
其中，Xr(n)是X(n)的实部，由任何实调制顺序Mr调制。
5.根据权利要求1所述的一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法，其特征在于：所述对处理后的数据进行数字调制和索引调制包括：
假设B比特是需要在长度为N的一个符号内传输的信道编码器的输出，该信息比特B使用M元PAM调制方法进行调制；
将导频音与数据复用，数据Xr(n)＝Xr,d(n)+Xr,p(n)被转发到IDHT中以如下等式获得调制数据x(t)：
Figure FDA0004038642420000024
6.根据权利要求1所述的一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法，其特征在于：所述对序列数据加入保护间隔并使用N点IDFT映射到时域获取时域数据包括：
为了避免ISI，增加了应该比信道的最大延迟更长的保护间隔，通带上变频信号x(t)可以表示如下：
Figure FDA0004038642420000031
其中TG和T分别表示保护间隔时间和符号数据间隔时间，然后，通带信号通过UWA信道传输，具体为：
Figure FDA0004038642420000032
7.根据权利要求1所述的一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法，其特征在于：所述对从发射器接受的经过多普勒补偿的数据流进行下变频包括：
在接收端，通带接收信号y(t)可以表示为如下：
Figure FDA0004038642420000033
信道和CFO估计基于以下内容执行：
Figure FDA0004038642420000034
8.根据权利要求1所述的一种适用于水下通信的实信号正交频分复用方法，其特征在于：所述对进行DFT过程后的数据流同时进行CFO补偿和信道均衡包括：
使用最小二乘公式估计信道，所述最小二乘公式基于表示频域接收导频音的vector Rp和矩阵D(Xp)表示发射机和接收机已知的导频音向量Xp的对角矩阵，信道的估计时域脉冲响应由下式给出：
Figure FDA0004038642420000035
该方法中的信道频率响应
Figure FDA0004038642420000036
通过上述公式中的估计信道
Figure FDA0004038642420000037
进行N点快速傅立叶变换来获得，在不丧失通用性的情况下，用最小均方误差频域均衡器用于计算系数
Figure FDA0004038642420000038
Figure FDA0004038642420000039
第n个子载波y(n)中的信号被均衡如下：
Figure FDA00040386424200000310
9.一种适用于水下通信的实信号正交频分复用装置，其特征在于：所述装置包括基于离散哈特利变换正交频分复用的数据调制的发射器系统和基于离散傅里叶变换的接收器系统；
在发射器系统中，对原始数据经过编码器和交织器分配到子载波；
在发射器系统中，对处理后的数据进行数字调制和索引调制；
在发射器系统中，对序列数据加入保护间隔并使用N点IDFT映射到时域获取时域数据；
在发射器系统中，将时域数据经过上变频过程后传入UWA信道；
在接收器系统中，对从发射器接受的经过多普勒补偿的数据流进行下变频；
在接收器系统中，对去除循环前缀的数据流进行DFT过程；
在接收器系统中，对进行DFT过程后的数据流同时进行CFO补偿和信道均衡；
在接收器系统中，对处理后的数据进行索引解调并最终解码。
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