CN116094358A - 一种反激式微逆临界断续模式模拟控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及分布式光伏发电领域，旨在提供一种反激式微逆临界断续模式模拟控制方法。该逆变器包括反激变换器、工频逆变滤波电路和逆变器控制电路；其中，逆变器控制电路包括MPPT控制电路和PWM波生成电路；前者包括依次连接的参考电压Vref生成电路、PI调节电路和峰值电流参考值iref生成电路，峰值电流参考值iref生成电路中包含两个乘法器和一个除法器电路，通过采集光伏组件的输出电压Vpv与输出电流Ipv，得到峰值电流参考值iref；后者输出WM信号作为MOS管Qs的输入，用于实现对反激变换器的控制。本发明实现了临界断续模式反激式微逆的模拟控制，能够省去现有控制方式中常见的数字芯片，降低系统的复杂度以及控制成本。
Description
技术领域
本发明涉及分布式光伏发电领域，具体涉及一种反激式微逆临界断续模式模拟控制方法。
背景技术
随着光伏系统应用范围的扩展，分布式、户用型的光伏产品将进一步发展。目前的分布式光伏产品主要包括微型逆变器、功率优化器等构件。在微型逆变器中，反激式微型逆变器是当前商业化较为成功、应用较为广泛的一种。反激式微型逆变器利用反激电路将光伏组件输出的直流电转换为交流电，然后注入电网。由于采用断续或者临界断续的工作模式，因此其表现出电流源的特性。目前反激式逆变器产品多采用数字控制的方式，但是由于数字控制使用的数控芯片(DSP、FPGA等)及其周边电路成本较高，不利于微型逆变器的大规模推广，必须进行成本控制。
因此，成本低、不采用或者较少采用数控芯片的微型逆变器的控制方式是适应行业需求的。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种反激式微逆临界断续模式模拟控制方法。
为解决技术问题，本发明的解决方案是：
提供一种反激式微型逆变器，该逆变器包括反激变换器、工频逆变滤波电路和逆变器控制电路，逆变器控制电路的交流输入端和直流输入端分别并联在逆变器的交流端和直流端，逆变器的输出连接电网；
(1)所述反激变换器具有以下电路结构：
变压器T的原边绕组、MOS管Qs和电流采样电阻Rs依次串联后，与输入电解电容Cin并联在光伏组件的两端，且负极接地；变压器T的副边绕组与整流二极管DM串接后再与工频逆变滤波电路并联，工频逆变滤波电路与电网相连；
变压器T的辅助绕组两端分别连接辅助线圈限压电阻Rss和稳压二极管Zener后，再接至滞环比较器comparator2的反相端；两个滞环比较器电阻Rss1、Rss2串接之后，以其一端接至滞环比较器comparator2的输出端，另一端接至比较器参考电压Vrefss，且中点与滞环比较器comparator2的同相端相连；
(2)所述逆变器控制电路包括MPPT控制电路和PWM波生成电路；其中，
所述MPPT控制电路(MPPT即最大功率点跟踪跟踪，Maximum Power PointTracking)包括依次连接的参考电压Vref生成电路、PI调节电路和峰值电流参考值iref生成电路，峰值电流参考值iref生成电路中包含两个乘法器和一个除法器电路(以下也称Divider电路)；
所述PWM波生成电路包括高频电流检测电路、比较器comparator1、逻辑门与门AND1；
MPPT控制电路采集光伏组件的输出电压Vpv与输出电流Ipv，得到峰值电流参考值iref；高频电流检测电路采样原边电流采样电阻Rs上的电压，得到电流检测值ip；两者的输出信号共同接入比较器comparator1，比较器comparator1与滞环比较器comparator2的输出共同接入逻辑门与门AND1，并以后者输出的PWM信号作为MOS管Qs的输入，用于实现对反激变换器的控制。
作为本发明的优先方案，所述MPPT控制电路中PI调节电路的输出和Divider电路的输出，共同接至峰值电流参考值iref生成电路中第一个乘法器MUL1的输入；后者的输出与电网相位正弦半波信号同时作为第二乘法器MUL2的输入，第二乘法器MUL2的输出为峰值电流参考值iref。
作为本发明的优先方案，所述参考电压Vref生成电路包括：乘法器MUL3、采样保持电路、比较器comparator3、同或门XNOR1、D触发器、直流电压源Vd、两个开关Sc和Sdc、两个电阻Rc和Rdc、非门NOT1和电容Cc；其中，
光伏组件输出端的电压Vpv与电流Ipv，接至乘法器MUL3的输入端，后者的输出端Ppv分为两路，分别接至比较器comparator3的同相端和采样保持电路的输入端；采样保持电路的输出端与比较器comparator3的反相端相连，比较器comparator3的输出端与同或门XNOR1的一个输入端相连；同或门XNOR1的输出端与D触发器的D端相连，D触发器的Q端输出记为Vflag；
直流电压源Vd的负极为接地端，其正极通过开关Sc与电阻Rc的一端相连；电阻Rc的另一端分别与电容Cc的正极和开关Sdc的一端相连，开关Sdc的另一端通过电阻Rdc与电容Cc的负极和直流电压源Vd的负极相连；D触发器输出的Vflag分为三路，第一路与同或门XNOR1的另一个输入端相连，第二路与开关Sc相连，第三路通过非门NOT1与开关Sdc相连。
作为本发明的优先方案，所述Divider电路包括：一个1V的直流电压源、两个开关S1和S2、一个电容CD、两个电阻Ra和Rb、一个运放OPA1；其中，
直流电压源的负极接地，其正极与运放OPA1的同相端相连；运放OPA1的反相端分为三路，同时接至电容CD的负极、开关S1和电阻Rb，电阻R6的另一端通过开关S2接至直流电压源的负极；开关S1的另一端通过电阻Ra与电容CD的正极相连，该端同时与OPA1的输出端相连；OPA1输出端以对地的电压作为Divider电路的输出。
作为本发明的优先方案，所述MPPT控制电路还包括直流电流检测电路、直流电压检测电路和交流电压检测电路；其中，
直流电压检测电路和直流电流检测电路均并联于光伏组件的输出端，两者分别采集光伏组件输出端的电压Vpv与电流Ipv，输出信号接入至MPPT控制电路中的参考电压Vref生成电路；
交流电压检测电路设于电网侧，其输出信号为时钟信号clock1和clock2；该电路的输出分别接至参考电压Vref生成电路中的采样保持电路和D触发器，用于提供时钟信号。
作为本发明的优先方案，所述直流电流检测电路、直流电压检测电路和交流电压检测电路中均各自包括采样滤波电路和比例放大电路。
作为本发明的优先方案，所述MPPT控制电路还包含辅助电源，用于为控制电路供电，并作为参考电压Vref生成电路的Vd和除法器电路中的直流电压源使用。
本发明进一步提供了利用前述反激式微型逆变器实现反激式微逆临界断续模式模拟控制的方法，包括：
(1)对光伏组件进行最大功率点跟踪的控制：
当系统正常工作时，直流电压检测电路和直流电流检测电路对光伏组件板输出的电压Vpv以及电流ipv进行采样，并输出至采样信号输入参考电压Vref生成电路；在该电路中，先由乘法器MUL3得到当前周期的功率值Ppv，比较器comparator3将该功率值Ppv与储存在采样保持电路中的上一周期的功率值进行比较，得到本周期的功率变化方向；comparator3输出高电平表示功率变大，记为1；反之表示变小，记为0；D触发器输出高电平记为1，输出低电平记为0；上一周期的D触发器的输出与本周期的功率变化方向同时输入同或门XNOR1，同或门XNORl的输出将作为下一周期的D触发器的输入；参考电压Vref生成电路的输出信号Vref是由D触发器的输出控制的：当D触发器输出高电平时，输出信号Vref逐渐升高，反之逐渐降低；
以交流电压检测电路对电网侧的交流电压进行检测，其输出信号为时钟信号clock1和clock2；将该信号接入参考电压Vref生成电路后，分别作为采样保持电路和D触发器的工作时钟；
MPPT电路会生成一个参考值Vref，该参考值会与光伏板的电压Vpv进行作差，PI调节电路的主要功能就是基于光伏组件板的I-V曲线关系，对光伏组件输出的电压Vpv进行控制使这个差值为零，实现输出电压Vpv对参考电压Vref的跟踪，使得光伏组件工作于最大功率点跟踪控制模式下。由于PI控制是一种业内常用的控制方式，因此不在本发明中详细说明。
(2)基于峰值电流的临界断续模式的模拟电路控制：
将参考电压Vref生成电路输出的参考电压Vref与光伏组件板输出电压Vpv一并接入PI调节电路，PI调节电路的输出作为第一乘法器MUL1的一路输入，Divider电路的输出作为另一路输入；由交流电压采样电路采集电网网相位的正弦半波信号sin(θg)，与第一乘法器MUL1的输出共同作为第二乘法器MUL2的输入，第二乘法器MUL2的输出即为电流参考值iref；
利用高频电流检测电路针对电流采样电阻Rs检测原边电流ip，将其输入比较器comparatorl的反相端，电流参考值将iref则输入同相端；比较器comparator1的输出接入逻辑门与门AND1的一路输入，另一路输入则接入由滞环比较器comparator2输出的comp2o信号；以逻辑门与门AND1输出的PWM信号作为反激变换器中MOS管Qs的输入，用于实现对反激变换器的峰值电流控制，使反激式微型逆变器工作于电感电流临界断续模式(BCM)，最终实现正弦交流并网。
作为本发明的优先方案，当变压器T的副边电流不为零时，滞环比较器comparator2输出的comp2o信号为低电平：当变压器T的副边电流为零时，该信号转变为高电平。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、本发明实现了临界断续模式反激式微逆的模拟控制，能够省去现有控制方式中常见的数字芯片，降低系统的复杂度以及控制成本；
2、本发明为该控制方式进一步集成为专用控制芯片打下基础，有利于更进一步降低成本。
附图说明
图1是本发明中反激式微型逆变器的电路原理图。
图2是MPPT控制电路中的参考电压Vref生成电路的原理图。
图3是参考电压Vref生成电路的工作时序图。
图4是MPPT控制电路中的除法器电路的内部结构图。
图5是本发明中反激型微型逆变器的主要波形图。
图1中的附图标记：MPPT控制电路100；PI调节电路的输出101；Divider电路的输出102；PWM波生成电路200；反激变换器300；工频逆变滤波电路400；
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的具体实现方式加以描述：
一、电路结构说明
如图1所示，本发明提供的反激式微型逆变器包括反激变换器、工频逆变滤波电路和逆变器控制电路，逆变器控制电路包括MPPT控制电路和PWM波生成电路。逆变器控制电路的交流输入端和直流输入端分别并联在逆变器的交流端和直流端，逆变器的输出连接电网。
1、反激变换器300具有以下电路结构：
变压器T的原边绕组、MOS管Qs和电流采样电阻Rs依次串联后，与输入电解电容Cin并联在光伏组件的两端，且负极接地；变压器T的副边绕组与整流二极管DM串接后再与工频逆变滤波电路并联，工频逆变滤波电路与电网相连。变压器T的辅助绕组两端分别连接辅助线圈限压电阻Rss和稳压二极管Zener后，再接至滞环比较器comparator2的反相端；两个滞环比较器电阻Rssl、Rss2串接之后，以其一端接至滞环比较器comparator2的输出端，另一端接至比较器参考电压Vrefss，且中点与滞环比较器comparator2的同相端相连。
具体地，反激变换器包含一个输入电解电容Cin，一个高频变压器T，一个主功率MOS管Qs，一个原边电流采样电阻Rs，一个副边整流二极管DM，辅助线圈限压电阻Rss，稳压二极管Zener，滞环比较器comparator2以及两个滞环比较器电阻Rss1，Rss2。其连接方式为：Cin并联在光伏组件两端，Cin的正极与光伏组件的正极相连，同时该端与变压器原边绕组的一端相连，变压器原边绕组另一端与Qs源极相连，Qs漏极与Rs一端相连，Rs另一端与光伏板和Cin负极，即接地端相连。变压器副边绕组与原边绕组和Cin相连端的非同名端与DM的阳极相连。变压器辅助绕组与原边绕组和Cin相连端的同名端接地，非同名端与Rss一端相连，Rss另一端同时与Zener的阴极以及comparator2的反相端相连，Zener阳极接地。comparator2的同相端同时与Rss1和Rss2的一端相连，Rss1的另一端与比较器参考电压Vrefss相连，Rss2另一端与comparator2的输出端相连，comparator2的输出记为comp2o。
2、工频逆变滤波电路400具有以下电路结构：
反激变换器中的整流二极管DM的阴极与工频逆变滤波电路的输入相连，工频逆变滤波电路的输出与电网相连。工频逆变滤波电路包含滤波电容Co以及Q1，Q2，Q3，Q4四个晶闸管以及由滤波电容Cf和滤波电感Lf组成的CL滤波器，Co的一端与DM相连，同时该端与Q1和Q4的阳极相连，Q1的阴极与Q2的阳极相连，Q4的阴极与Q3的阳极相连，Q2和Q3的阳极与电容Co的另一端相连，同时该端与副边绕组不与DM相连的一端相连。滤波电容Cf接在Q1阴极和Q3阴极之间，滤波电感Lf一端与Q1阴极相连，另一端与电网vg的一端相连，电网vg的另一端与Q3的阳极相连。
3、辅助电源(未在图中标出)用于给各电路中用电器件进行供电，并作为参考电压Vref生成电路的Vd和Divider电路中的1V的直流电压源使用。
4、MPPT控制电路具有以下电路结构：
MPPT控制电路包括依次连接的参考电压Vref生成电路、PI调节电路、峰值电流参考值iref生成电路，以及直流电流检测电路、直流电压检测电路和交流电压检测电路。
图2是参考电压Vref生成电路的原理图，该电路具体包括：乘法器MUL3、采样保持电路、比较器comparator3、同或门XNORi、D触发器、直流电压源Vd、两个开关Sc和Sdc、两个电阻Rc和Rdc、非门NOT1和电容Cc；其中，光伏组件输出端的电压Vpv与电流Ipv接至乘法器MUL3的输入端，后者的输出端Ppv分为两路，分别接至比较器comparator3的同相端和采样保持电路的输入端；采样保持电路的输出端与比较器comparator3的反相端相连，比较器comparator3的输出端与同或门XNOR1的一个输入端相连；同或门XNOR1的输出端与D触发器的D端相连，D触发器的Q端输出记为Vflag直流电压源Vd的负极为接地端，其正极通过开关Sc与电阻Rc的一端相连；电阻Rc的另一端分别与电容Cc的正极和开关Sdc的一端相连，开关Sdc的另一端通过电阻Rdc与电容Cc的负极和直流电压源Vd的负极相连；D触发器输出的Vflag分为三路，第一路与同或门XNOR1的另一个输入端相连，第二路与开关Sc相连，第三路通过非门NOT1与开关Sdc相连。
图3是参考电压Vref生成电路的工作时序图，图中Q1O，Q2O，Q3O，Q4O分别代表晶闸管Q1，Q2，Q3，Q4的门级驱动信号，clock1和clock2分别代表图2中采样保持电路(sample holddevices)以及D触发器的工作时钟。
峰值电流参考值iref生成电路中包含两个乘法器和一个Divider电路。
图4是MPPT控制电路中的Divider电路的内部结构图，该电路包括：一个1V的直流电压源、两个开关S1和S2、一个电容CD、两个电阻Ra和Rb、一个运放OPA1；其中，直流电压源的负极接地，其正极与运放OPA1的同相端相连；运放OPA1的反相端分为三路，同时接至电容CD的负极、开关S1和电阻Rb，电阻Rb的另一端通过开关S2接至直流电压源的负极；开关S1的另一端通过电阻Ra与电容CD的正极相连，该端同时与OPA1的输出端相连；OPA1输出端以对地的电压作为Divider电路的输出。
直流电压检测电路和直流电流检测电路均并联于光伏组件的输出端，直流电压检测电路的输出为Vpv，直流电流检测电路的输出为Ipv。这两路输出共同输入MPPT控制电路，接至参考电压Vref生成电路的输入。交流电压检测电路设于电网侧，其输出信号为时钟信号clock1和clock2；该电路的输出分别接至参考电压Vref生成电路中的采样保持电路和D触发器，用于提供时钟信号。前述各检测电路(均未在图中标出)各自包括采样滤波电路和比例放大电路。
MPPT控制电路中PI调节电路的输出和Divider电路的输出，共同接至峰值电流参考值iref生成电路中第一个乘法器MUL1的输入；后者的输出与电网相位正弦半波信号同时作为第二乘法器MUL2的输入，第二乘法器MUL2的输出为峰值电流参考值iref。
5、PWM波生成电路具有以下电路结构：
PWM波生成电路包括高频电流检测电路(未在图中标出)、比较器comparator1和逻辑门与门AND1。MPPT控制电路采集光伏组件的输出电压Vpv与输出电流Ipv，得到峰值电流参考值iref；高频电流检测电路采样原边电流采样电阻Rs上的电压，得到电流检测值ip；两者的输出信号共同接入比较器comparator1，比较器comparator1与滞环比较器comparator2的输出共同接入逻辑门与门AND1，并以后者输出的PWM信号作为MOS管Qs的输入，用于实现对反激变换器的控制。
二、电路工作原理说明
通过利用前述反激式微型逆变器，本发明实现了基于峰值电流临界断续模式控制的方法，该方法包括两部分内容：
1、对光伏组件进行最大功率点跟踪的控制：
当系统正常工作时，直流电压检测电路和直流电流检测电路对光伏组件板输出的电压Vpv以及电流ipv进行采样，并输出至采样信号输入参考电压Vref生成电路；在该电路中，先由乘法器MUL3得到当前周期的功率值Ppv，比较器comparator3将该功率值Ppv与储存在采样保持电路中的上一周期的功率值进行比较，得到本周期的功率变化方向；comparator3输出高电平表示功率变大，记为1；反之表示变小，记为0；D触发器输出高电平记为1，输出低电平记为0；上一周期的D触发器的输出与本周期的功率变化方向同时输入同或门XNOR1，同或门XNOR1的输出将作为下一周期的D触发器的输入；参考电压Vref生成电路的输出信号Vref是由D触发器的输出控制的：当D触发器输出高电平时，输出信号Vref逐渐升高，反之逐渐降低；
以交流电压检测电路对电网侧的交流电压进行检测，其输出信号为时钟信号clockl和clock2；将该信号接入参考电压Vref生成电路后，分别作为采样保持电路和D触发器的工作时钟。
PI调节电路基于光伏组件板的I-V曲线关系对光伏组件输出的电压Vpv进行控制，实现输出电压Vpv对参考电压Vref的跟踪，使得光伏组件工作于最大功率点跟踪控制模式下；
2、基于峰值电流的临界断续模式的模拟电路控制：
将参考电压Vref生成电路输出的参考电压Vref与光伏组件板输出电压Vpv一并接入PI调节电路，PI调节电路的输出作为第一乘法器MUL1的一路输入，Divider电路的输出作为另一路输入；由交流电压采样电路采集电网网相位的正弦半波信号sin(θg)，与第一乘法器MUL1的输出共同作为第二乘法器MUL2的输入，第二乘法器MUL2的输出即为电流参考值iref；
利用高频电流检测电路针对电流采样电阻Rs检测原边电流ip，将其输入比较器comparator1的反相端，电流参考值将iref则输入同相端；比较器comparator1的输出接入逻辑门与门AND1的一路输入，另一路输入则接入由滞环比较器comparator2输出的comp2o信号；以逻辑门与门AND1输出的PWM信号作为反激变换器中MOS管Qs的输入，用于实现对反激变换器的峰值电流控制，使反激式微型逆变器工作于电感电流临界断续模式(BCM)，最终实现正弦交流并网。
下面结合附图，对实现MPPT的工作原理进行更为详细的描述：
通过电压和电流采样电路得到的Vpv与Ipv作为乘法器MUL3的输入信号，乘法器MUL3计算出光伏板的本周期功率Ppv，通过电压表示，与采样保持电路中保存的上一周期的功率值大小进行比较，若comparator3输出高电平则表示本周期功率增大，记为1，反之表示本周期功率减小，记为0。同时该比较器的输出信号与D触发器的输出信号共同作为输入信号输入一同或逻辑门XNOR1，同或逻辑门XNOR1的输出作为D触发器下一周期的输入，D触发器输出高电平，则Vref增大，Vref的增大会通过后续控制电路控制光伏板的输出电压Vpv变大，反之则Vpv减小。即D触发器的输出代表了下一周期中Vpv的变化方向，输出高电平表示Vpv增大，记为1，反之表示减小，记为0。选择同或门的理由可由下表表示：
| <![CDATA[本周期P<sub>pv</sub>变化方向]]> | <![CDATA[本周期V<sub>pv</sub>变化方向]]> | <![CDATA[下周期V<sub>pv</sub>变化方向]]> |
| 1(增加) | l(增加) | 1(增加) |
| 1(增加) | 0(减少) | 0(减少) |
| 0(减少) | 0(减少) | 1(增加) |
| 0(减少) | 1(增加) | 0(减少) |
根据光伏电池的I-V特性曲线，Vpv的变化方向由上一周期Vpv和Ppv共同决定。若Vpv和Ppv同时增大或减小，下周期Vpv需要增大；反之，若两者变化不同步，则下周期Vpv需要减小。采样保持的触发时间和D触发器的时钟均如图3所描述的时序图所示。根据图2，当Vflag为高电平时，表明Vre需要增大，此时Sc开通，Sdc关断，Cc充电，Vref上升；反之，Vflag为低电平时，Sc关断，Sdc导通，Cc放电，Vref下降。通过如上控制，即可实现系统的MPPT控制中的Vref生成。
图5是本发明所述的反激型微型逆变器的主要波形图。本发明中，反激变换器由原边峰值电流控制，工作在电感电流临界断续模式(BCM)。
结合图1、5，上述微型逆变器实现临界断续模式控制的原理及过程描述如下：
当反激变换器由原边峰值电流控制且工作在电感电流断续模式时，原边电流峰值为：
式中Lm为变压器励磁电感，ton-BCM表示开关管的导通时间，iref-BCM即为原理图中的iref，θg表示电网地相位，假设电网电压为：
式中Vg表示电网电压有效值，可以计算得到关断时间为：
式中N表示变压器副边绕组与原边绕组的匝数比，toff表示关断时间，从而计算得到BCM模式下，本文所述微型逆变器的副边平均电流为：
进一步可以推导得到此时副边平均电流为：
需要说明的是，由于本控制方案的逆变器为工频逆变，因此副边电流的平均值即为并网电流，因此本控制方案的目标在于实现并网电流的正弦化，即副边电流平均值的正弦化。若此时的iref为标准正弦波，则根据上述式子计算可知，此时的并网电流将不再是正弦波，不满足并网条件，因此必须引入其他计算。将副边电流平均值作如下表示：
其中Ig表示并网电流有效值。
对于主功率MOS管Qs，1减去占空比得到的值为：
此时可以计算得出，需要生成的电流参考值iref的大小为：
当原边电流参考值满足上述关系式时，可保证副边电流平均值为正弦电流。经过全桥工频逆变电路后，正弦全波电流注入电网。
为实现峰值电流控制，需要对Vref生成电路产生的Vref进行PI调节。PI调节的输出与Divider电路的输出通过乘法器MULl相乘，乘法器MUL1的输出再与电网相位sin(θg)通过乘法器MUL2相乘，MUL2的输出结果即为参考电流值iref，其中电网相位由交流电压采样电路获得。
根据前述实现并网电流正弦注入电网的方式，需要用到Divider电路，根据图4所描述的Divider电路内部结构，该电路的输入为1V直流电压，输出为
其具体工作原理可描述为：
将该电路分为两个工作阶段，阶段1，当PWM信号为低电平时，S1开通，S2关断，得到如下表达式：
vC(t)＝-iC(t)·R
vin+vC(t)＝vout(t)
其中vc表示电容CD的电压，ic表示流过电容CD的电流，vin表示1V的直流输入，vout表示Divider电路的输出。
第二阶段，当PWM信号为高电平时，S1关断，S2开通，得到如下表达式：
vin＝iC(t)·R
vin+vC(t)＝vout(t)
根据电容电压的安秒平衡原理：
式中的d表示占空比，d’＝1-d，化简可得：
所以：
由此可得：
可以实现对电压的升压计算。由于Divider电路输入电压为1V的固定值，因此其输出电压为
用相位代替时间即可表示为：
进一步地，结合图1，PWM波生成电路的工作原理可做如下描述：
高频电流检测电路通过Rs检测出原边电流ip，该值接入比较器comparator1的反相端，而前述电路生成的iref则输入比较器comparator1的同相端，比较器comparatorl的输出接入逻辑门与门AND1的一路输入，AND1的另一路输入则接入comp2o信号。逻辑门与门AND1的输出即为PWM信号。
需要说明的是，针对comp2o信号，当副边电流不为零时，该信号为低电平；当副边电流为零时，该信号转变为高电平。
反激式微型逆变器在模拟控制电路的控制下，最终实现最大功率点跟踪和正弦电流并网的功能。
以上所述的具体实施方式对本发明的技术方案和有益效果进行了详细说明，应理解的是以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，凡在本发明的原则范围内所做的任何修改、补充和等同替换等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (9)
1.一种反激式微型逆变器，其特征在于，该逆变器包括反激变换器、工频逆变滤波电路和逆变器控制电路，逆变器控制电路的交流输入端和直流输入端分别并联在逆变器的交流端和直流端，逆变器的输出连接电网；
(1)所述反激变换器具有以下电路结构：
变压器T的原边绕组、MOS管Qs和电流采样电阻Rs依次串联后，与输入电解电容Cin并联在光伏组件的两端，且负极接地；变压器T的副边绕组与整流二极管DM串接后再与工频逆变滤波电路并联，工频逆变滤波电路与电网相连；
变压器T的辅助绕组两端分别连接辅助线圈限压电阻Rss和稳压二极管Zener后，再接至滞环比较器comparator2的反相端；两个滞环比较器电阻Rss1、Rss2串接之后，以其一端接至滞环比较器comparator2的输出端，另一端接至比较器参考电压Vrefss，且中点与滞环比较器comparator2的同相端相连；
(2)所述逆变器控制电路包括MPPT控制电路和PWM波生成电路；其中，
所述MPPT控制电路包括依次连接的参考电压Vref生成电路、PI调节电路和峰值电流参考值iref生成电路，峰值电流参考值iref生成电路中包含两个乘法器和一个除法器电路；
所述PWM波生成电路包括高频电流检测电路、比较器comparator1、逻辑门与门AND1；
MPPT控制电路采集光伏组件的输出电压Vpv与输出电流Ipv，得到峰值电流参考值iref；高频电流检测电路采样原边电流采样电阻Rs上的电压，得到电流检测值ip；两者的输出信号共同接入比较器comparator1，比较器comparator1与滞环比较器comparator2的输出共同接入逻辑门与门AND1，并以后者输出的PWM信号作为MOS管Qs的输入，用于实现对反激变换器的控制。
2.根据权利要求1所述的反激式微型逆变器，其特征在于，所述MPPT控制电路中PI调节电路的输出和除法器电路的输出，共同接至峰值电流参考值iref生成电路中第一个乘法器MUL1的输入；后者的输出与电网相位正弦半波信号同时作为第二乘法器MUL2的输入，第二乘法器MUL2的输出为峰值电流参考值iref。
3.根据权利要求1所述的反激式微型逆变器，其特征在于，所述参考电压Vref生成电路包括：乘法器MUL3、采样保持电路、比较器comparator3、同或门XNOR1、D触发器、直流电压源Vd、两个开关Sc和Sdc、两个电阻Rc和Rdc、非门NOT1和电容Cc；其中，
光伏组件输出端的电压Vpv与电流Ipv接至乘法器MUL3的输入端，后者的输出端Ppv分为两路，分别接至比较器comparator3的同相端和采样保持电路的输入端；采样保持电路的输出端与比较器comparator3的反相端相连，比较器comparator3的输出端与同或门XNOR1的一个输入端相连；同或门XNOR1的输出端与D触发器的D端相连，D触发器的Q端输出记为Vflag；
直流电压源Vd的负极为接地端，其正极通过开关Sc与电阻Rc的一端相连；电阻Rc的另一端分别与电容Cc的正极和开关Sdc的一端相连，开关Sdc的另一端通过电阻Rdc与电容Cc的负极和直流电压源Vd的负极相连；D触发器输出的Vflag分为三路，第一路与同或门XNOR1的另一个输入端相连，第二路与开关Sc相连，第三路通过非门NOT1与开关Sdc相连。
4.根据权利要求1所述的反激式微型逆变器，其特征在于，所述除法器电路包括：一个1V的直流电压源、两个开关S1和S2、一个电容CD、两个电阻Ra和Rb、一个运放OPA1；其中，
直流电压源的负极接地，其正极与运放OPA1的同相端相连；运放OPA1的反相端分为三路，同时接至电容CD的负极、开关S1和电阻Rb，电阻Rb的另一端通过开关S2接至直流电压源的负极；开关S1的另一端通过电阻Ra与电容CD的正极相连，该端同时与OPA1的输出端相连；OPA1输出端以对地的电压作为除法器电路的输出。
5.根据权利要求1所述的反激式微型逆变器，其特征在于，所述MPPT控制电路还包括直流电流检测电路、直流电压检测电路和交流电压检测电路；其中，
直流电压检测电路和直流电流检测电路均并联于光伏组件的输出端，两者分别采集光伏组件输出端的电压Vpv与电流Ipv，输出信号接入至MPPT控制电路中的参考电压Vref生成电路；
交流电压检测电路设于电网侧，其输出信号为时钟信号clock1和clock2；该电路的输出分别接至参考电压Vref生成电路中的采样保持电路和D触发器，用于提供时钟信号。
6.根据权利要求5所述的反激式微型逆变器，其特征在于，所述直流电流检测电路、直流电压检测电路和交流电压检测电路中均各自包括采样滤波电路和比例放大电路。
7.根据权利要求1所述的反激式微型逆变器，其特征在于，所述MPPT控制电路还包含辅助电源，用于为控制电路供电，并作为参考电压Vref生成电路的Vd和除法器电路中的直流电压源使用。
8.利用权利要求1所述反激式微型逆变器实现反激式微逆临界断续模式模拟控制的方法，其特征在于，包括：
(1)对光伏组件进行最大功率点跟踪的控制：
当系统正常工作时，直流电压检测电路和直流电流检测电路对光伏组件板输出的电压Vpv以及电流ipv进行采样，并输出至采样信号输入参考电压Vref生成电路；在该电路中，先由乘法器MUL3得到当前周期的功率值Ppv，比较器comparator3将该功率值Ppv与储存在采样保持电路中的上一周期的功率值进行比较，得到本周期的功率变化方向；comparator3输出高电平表示功率变大，记为1；反之表示变小，记为0；D触发器输出高电平记为1，输出低电平记为0；上一周期的D触发器的输出与本周期的功率变化方向同时输入同或门XNOR1，同或门XNOR1的输出将作为下一周期的D触发器的输入；参考电压Vref生成电路的输出信号Vref是由D触发器的输出控制的：当D触发器输出高电平时，输出信号Vref逐渐升高，反之逐渐降低；
以交流电压检测电路对电网侧的交流电压进行检测，其输出信号为时钟信号clock1和clock2；将该信号接入参考电压Vref生成电路后，分别作为采样保持电路和D触发器的工作时钟；
PI调节电路基于光伏组件板的I-V曲线关系对光伏组件输出的电压Vpv进行控制，实现输出电压Vpv对参考电压Vref的跟踪，使得光伏组件工作于最大功率点跟踪控制模式下；
(2)基于峰值电流的临界断续模式的模拟电路控制：
将参考电压Vref生成电路输出的参考电压Vref与光伏组件板输出电压Vpv一并接入PI调节电路，PI调节电路的输出作为第一乘法器MUL1的一路输入，除法器电路的输出作为另一路输入；由交流电压采样电路采集电网网相位的正弦半波信号sin(θg)，与第一乘法器MUL1的输出共同作为第二乘法器MUL2的输入，第二乘法器MUL2的输出即为电流参考值iref；
利用高频电流检测电路针对电流采样电阻Rs检测原边电流ip，将其输入比较器comparator1的反相端，电流参考值将iref则输入同相端；比较器comparator1的输出接入逻辑门与门AND1的一路输入，另一路输入则接入由滞环比较器comparator2输出的comp2o信号；以逻辑门与门AND1输出的PWM信号作为反激变换器中MOS管Qs的输入，用于实现对反激变换器的峰值电流控制，使反激式微型逆变器工作于电感电流临界断续模式，最终实现正弦交流并网。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，需要说明的是，当变压器T的副边电流不为零时，滞环比较器comparator2输出的comp2o信号为低电平；当变压器T的副边电流为零时，该信号转变为高电平。
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