CN116094346A - Ac-dc转换器及其控制器 - Google Patents

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陈扬
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Abstract

本发明提供一种AC‑DC转换器及其控制器，涉及AC‑DC转换器技术领域。其中，用于AC‑DC转换器的控制器，包括将AC输入电压转换为DC输出电压的整流电路，该控制器使用控制逻辑来根据两种或更多种工作模式来控制整流电路。整流电路的每一个工作模式有一个电压增益，每种工作模式确定整流电路的增益。控制器基于交流输入电压值和所需直流输出电压值中的至少一个从两种或更多种运行模式中选择一种运行模式。AC‑DC转换器提供宽范围的DC输出电压和功率因数校正。该控制器可以与AC‑DC转换器拓扑一起使用，例如升压转换器、隔离升压转换器、PWM转换器、LLC谐振转换器和LCC谐振转换器。通过该控制器，使得AC‑DC转换器能在宽电压变化范围内实现最佳性能。

Description

AC-DC转换器及其控制器
相关申请
本申请要求2021年10月26日提交的美国临时专利申请63/272,154的优先权，其公开内容整体并入于此作为参考。
技术领域
本发明涉及AC-DC转换器技术领域，具体涉及用于实现两种或更多种工作模式的AC-DC转换器及其控制器，其中每种工作模式确定带功率因数校正的转换器整流电路的增益并且提供宽范围的DC输出电压。
背景技术
Boost转换器通常用作AC-DC整流器以实现功率因数校正。Boost转换器的输出电压将高于输入交流电压的峰值。对于普通应用，交流电压从90V变为264V，以覆盖120V(60Hz)的交流系统和220V(50Hz)的交流电压系统。因此，升压转换器的输出电压通常被调节在400V。由于(1)负载通常需要不同于升压输出电压的电压(例如400V)，并且(2)负载需要与交流电压进行电气隔离，因此需要另一个DC-DC转换器来转换400V升压输出电压到输出电压Vout。图1显示了根据现有方法实现此目标的典型电路图。电容器CBST用作储能电容器，用于存储能量以缓冲来自交流电源的脉动输入功率。它包含大约400V的平均电压(直流电压)加上倍频纹波(60Hz交流线为120Hz，50Hz线为100Hz)。倍频纹波电压的峰值通常在10到20V左右，具体取决于设计需要。
在某些应用中，交流输入电压的变化很大，例如从90V到264V，变化比为3:1。输出电压的变化也很大。例如，如果使用图1的电路为电动汽车(EV)的电池充电，电池电压将从250V(电池完全放电时)变为430V(电池完全充电时)。因此，当输入电压处于最低电平，如90V，输出电压处于最高电平，如430V时，电压增益计算为Vgain_max＝430V/90V＝4.8。当输入电压为最高电平，如264V，输出电压为最低电平，如250V时，电压增益计算为Vgain_min＝250V/264V＝0.95。为了满足电动汽车电池的充电需求，电动汽车充电器的电压增益会有4.8/0.95＝5的变化范围，这是一个非常大的范围。现有方法只能在非常窄的范围内实现最佳性能。例如，当输入电压为220V，输出电池电压在330V至380V之间时，电源将实现最高效率运行。当输入电压和电池电压超出此范围时，EV充电器的效率会显着降低。因此，当输入电压和输出电压具有大的变化时，如上文所述，现有技术中AC-DC转换器无法在宽电压变化范围内实现最佳性能。
发明内容
(一)解决的技术问题
针对现有技术的不足，本发明提供了一种AC-DC转换器及其控制器，解决了现有技术中AC-DC转换器无法在宽电压变化范围内实现最佳性能的技术问题。
(二)技术方案
为实现以上目的，本发明通过以下技术方案予以实现：
第一方面，本发明提供一种用于AC-DC转换器的控制器，包括将AC输入电压转换为DC输出电压的整流电路，控制器包括：
根据两种或多种工作模式控制整流电路的控制逻辑；
其中，所述两种或更多种工作模式中的每种工作模式确定所述整流电路的增益；
所述控制器基于交流输入电压值和所需直流输出电压值中的至少一个从两种或更多种运行模式中选择一种运行模式；
所述AC-DC转换器提供具有功率因数校正的宽范围DC输出电压。
优选的，所述工作模式包括高增益模式、低增益模式和零增益模式。
优选的，所述高增益模式、低增益模式和零增益模式由所述控制器控制交替实施。
优选的，控制器控制整流电路在第一和第二模式下工作；
其中，整流电路在第一模式下工作用于交流输入电压的半周期的第一整数值，整流电路在第二模式下工作用于交流输入电压的半周期的第二整数值。
优选的，所述直流输出电压包括纹波频率低于交流线路频率的纹波电压。
优选的，所述整流电路采用LLC转换器；
其中，
控制器按全桥工作模式、半桥工作模式和非工作模式控制整流电路；
整流电路在交流输入电压的交流工频半周期的第一整数值期间工作于全桥工作模式；
整流电路在交流输入线电压的交流工频半周期的第二整数值期间工作于半桥工作模式；
整流电路在交流输入电压的交流工频半周期的第三整数值期间处于非工作模式。
优选的，所述AC-DC转换器的直流输出电压包括低频纹波电压；
其中，低频纹波电压的频率与交流输入线电压的频率相关。
优选的，
当输入交流电压处于低电压范围时，整流电路工作于全桥模式；
当输入交流电压处于高电压范围时，整流电路工作于半桥模式；
当输入交流电压处于低电压范围时，通过改变全桥模式下整流电路的增益，将输出直流电压调节到所需的直流值；
当输入交流电压处于高电压范围时，通过改变半桥模式下整流电路的增益，将输出直流电压调节到所需的直流值。
优选的，当输入AC电压在低范围和高范围之间时，通过在全桥模式和半桥模式之间交替工作，整流电路将输出DC电压调节到所需值。
优选的，所述整流电路在所述交流输入电压的交流工频半周期的一个整数值期间以全桥模式工作，并且在所述交流输入电压的交流工频半周期的另一整数值期间内停止工作。.
优选的，当整流电路在全桥模式下工作时，通过改变所述整流电路的增益，将所述输出DC电压调节到所需值。
优选的，通过改变所述第一整数值和所述第二整数值的比率，将所述输出DC电压调节到所需值。
优选的，通过改变整流电路的增益和改变第一和第二整数值的比率的组合，将输出DC电压调节到所需值。
优选的，所述整流电路在所述AC输入电压的交流工频半周期的第一整数值期间以半桥模式工作，并且在所述AC输入电压的交流工频半周期的第二整数值期间停止工作。
优选的，通过改变在半桥工作模式下整流电路的增益，将输出DC电压调节到所需值。
优选的，所述控制器控制所述整流电路，使得所述整流电路在所述AC输入电压交流工频半周期内的第一部分运行，所述整流电路在所述AC输入电压交流工频周期的第二部分不运行。
优选的，当瞬时交流输入电压处于峰值或在其峰值±45度范围内时，整流电路工作，而当瞬时交流输入电压处于过零点或在与过零点相差±30度时，整流电路不工作。
优选的，通过在所述整流电路工作的时间间隔期间控制所述整流电路的AC输入功率来调节所述输出DC电压。
优选的，通过控制所述整流电路工作时的时间间隔的持续时间来调节所述输出DC电压。
优选的，在交流工频半周期内，整流电路在交流输入电压半周期的第一部分期间运行，在交流工频半周期内的另一部分时整流电路不运行。
第二方面，本发明提供一种AC-DC转换器，包括上述所述的控制器。
优选的，所述AC-DC转换器为Boost转换器、隔离Boost转换器、PWM转换器、LLC谐振转换器和LCC谐振转换器中的任意一种。
(三)有益效果
本发明提供了一种AC-DC转换器及其控制器。与现有技术相比，具备以下有益效果：
本发明中的用于AC-DC转换器的控制器，包括将AC输入电压转换为DC输出电压的整流电路，该控制器使用控制逻辑来根据两种或更多种工作模式来控制整流电路。整流电路的每一个工作模式有一个电压增益，每种工作模式确定整流电路的增益。控制器基于交流输入电压值和所需直流输出电压值中的至少一个从两种或更多种运行模式中选择一种运行模式。AC-DC转换器提供宽范围的DC输出电压和功率因数校正。该控制器可以与AC-DC转换器拓扑一起使用，例如升压转换器、隔离升压转换器、PWM转换器、LLC谐振转换器和LCC谐振转换器。通过该控制器，使得AC-DC转换器能在宽电压变化范围内实现最佳性能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是根据现有技术的用于AC-DC电源的Boost转换器后接LLC转换器的电路图；
图2是根据现有技术的具有倍压器的Boost转换器的电路图；
图3根据现有技术的全桥脉宽调制(PWM)转换器的电路图；
图4根据现有技术的全桥LLC DC-DC转换器的电路图；
图5是根据现有技术的具有功率因数校正(PFC)的AC到DC转换器的AC输入电压、AC输入电流和输出电压波形图；
图6是根据一个实施例的具有功率因数校正的AC-DC整流器的通用电路框图，示出了输出储能电容器和恒流负载；
图7A和7B分别是在高增益模式Vo_avg＝400V、Vo_rip_pp＝16V、Pout＝2,000W和在低增益模式Vo_avg＝200V、Vo_rip_pp＝16V、Pout＝1000W下正常操作的实施例的仿真波形；
图8显示出了根据一个实施例的用于亚工频率调制的仿真波形，其中N_high＝5，N_low＝2，Vo_avg＝342.7V，Vo_rip_pp＝92V，Pout＝1721W；
图9显示出了根据一个实施例的用于具有N_high＝7、N_low＝1、Vo_avg＝375V、Vo_rip_pp＝60V、Pout＝1,876W的子线路频率调制的仿真波形；
图10显示出了根据一个实施例的用于具有N_high＝2、N_low＝2、Vo_avg＝300V、Vo_rip_pp＝78V、Pout＝1500W的亚工频调制的仿真波形；
图11显示出了根据一个实施例的用于具有N_high＝2、N_low＝5、Vo_avg＝257V、Vo_rip_pp＝112V、Pout＝1,302W的亚工频调制的仿真波形；
图12显示出了根据一个实施例的N_high＝5、N_low＝2和Gain_high＝2、Gain_low＝1.04、Vo_avg＝345V、Vo_rip_pp＝88.8V、Pout＝1732W的亚工频调制的仿真波形；
图13显示出了根据一个实施例的亚双线频率调制的仿真波形，N_half_high＝5、N_half_low＝2、Vo_avg＝342.7V、Vo_rip_pp＝55V和Pout＝1716W；
图14显示出了根据一个实施例的亚倍频调制的仿真波形，N_half_high＝7、N_half_low＝1、Vo_avg＝375V、Vo_rip_pp＝38V和Pout＝1875W；
图15显示出了根据一个实施例的亚倍频调制的仿真波形，N_half_high＝2、N_half_low＝2、Vo_avg＝300V、Vo_rip_pp＝38V和Pout＝1502W；
图16显示出了根据一个实施例的亚倍频调制的仿真波形，N_half_high＝2、N_half_low＝5、Vo_avg＝275V、Vo_rip_pp＝66V和Pout＝1290W；
图17显示出了根据一个实施例的亚工频调制的仿真波形，N_half_low＝6、N_half_zero＝2、Vo_avg＝150V、Vo_rip_pp＝55V和Pin_avg＝750W；
图18显示出了根据一个实施例的亚倍频调制的仿真波形，N_half_high＝4、N_half_low＝4、Vin＝100V、Vo_avg＝150V、Vo_rip_pp＝39V、Pin_avg＝750W和R_load＝30Ω；
图19显示出了根据一个实施例的次双线频率调制的仿真波形，其中N_half_high＝2、N_half_low＝6、Vin＝120V、Vo_avg＝150V、Vo_rip_pp＝35V、Pin_avg＝750W和R_load＝30Ω；
图20显示出了根据一个实施例的用于亚倍频调制的仿真波形，其中N_half_low＝6，N_half_zero＝2，Vin＝200V，Vo_avg＝150V，Vo_rip_pp＝55V，Pin_avg＝750W，并且R_load＝30Ω；
图21A是根据现有技术的可以用作具有功率因数校正的AC-DC整流器的LLC转换器的电路图；
图21B是用于控制LLC转换器以实现PFC操作的控制框图；
图22是根据一个实施例的AC-DC整流器的控制框图；
图23显示了在PFC模式下，根据现有技术常规控制下LLC转换器的波形，其中x轴是度数，并且显示了整流后的输入电压(顶部)、电流(中)和输入功率(底部)波形；
图24显示出了根据一个实施例的为LLC转换器实现的内线频率调制的波形，其中转换器从50度到130度开启；
图25显示出了根据一个实施例的为LLC转换器实现的内线频率调制的波形；
图26显示出了根据一个实施例的为LLC转换器实现的内线频率调制的波形，其中转换器从60度到120度开启；
图27显示出了根据一个实施例的当电流被控制为恒定时的内线频率调制的波形；
图28显示出了根据一个实施例的用于峰值电流为1A、从1.4A减小的内线频率调制的波形；
图29是根据一个实施例的内线频率调制控制策略的控制框图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
具有两种或多种工作模式的开关转换器：
本发明实施例描述了具有宽输入和输出电压变化范围的AC-DC转换器及其控制器，其中AC-DC转换器具有两个或多个电压增益，并且AC-DC转换器在整个输入和输出电压变化范围内实现最佳工作条件。
因此，实施例提供了一种具有两种或更多种工作模式并产生两种或更多种电压增益的功率转换器，这两者或全部都实现了最佳工作状态(例如高效率工作)，以及一种用于控制功率转换器的输入功率的方法从而可以在很宽的范围内控制输出功率，并且功率转换器始终在最佳状态下运行，即，当转换器产生不同(例如，高或低)输出功率时，处于高效率或最有效状态。根据实施例，该控制方法应用于交流输入并且输入交流电流遵循交流电压的形状以实现功率因数校正。该控制方法可用于选择工作模式，以实现在宽输入电压变化范围和输出电压变化范围以及不同功率下的功率因数校正，从而使功率转换器在两种或多种工作模式下保持高效率工作。输出直流电压包含大约是交流电压频率两倍的低频纹波。输入交流侧和输出直流侧电气隔离。输入电压变化范围可以至少为2:1的比率。例如，在一个实施例中，输入电压变化范围可以是3:1的比率，例如从大约90V到大约264V。
如本发明实施例所用，术语“转换器”、“开关转换器”、“功率转换器”、“AC-DC转换器”、“整流器”和“AC-DC整流器”可互换使用并且指的是基于拓扑的转换器例如但不限于升压、PWM转换器、全桥、半桥、LLC、LCL和谐振转换器。当转换器的输入是交流电压时，可以使用术语“整流器”和“AC-DC整流器”。
如本发明实施例所用，术语“控制”和“控制器”可互换使用，并且可以指控制算法(例如，逻辑、存储在非瞬态计算机可读介质上的计算机软件)和/或电路(例如，逻辑电路、电子硬件)。
如本发明实施例所用，关于值或条件使用的术语“基本上”是指与期望或选择的值或条件相同或接近的值或条件，如可以在电路组件的容差内实现的、控制参数等。通过使用术语“基本上”，可以理解的是不需要精确地实现所列举的特性、参数和/或值，而是偏差或变化，包括例如公差、测量误差、测量精度本领域普通技术人员已知的限制和其他因素可能以不排除特性、参数和/或值旨在提供的效果的量出现。基本上不存在(例如，基本上去除、基本上为零)的特征、参数和/或值可以是在噪声内、低于背景、低于检测限或一小部分(例如，<1％、<0.1％、<0.01％、<0.001％、<0.00001％、<0.000001％、<0.0000001％)的显着特征。应当理解，在本发明实施例中被称为与另一特性、参数和/或值“相同”的特性、参数和/或值可以与另一特性、参数和/或值基本相同。
本发明实施例所述的模拟是使用PSIM Professional版本2021b.1.7(PowersimInc.，Troy，MI，USA)进行的。
控制器可被实施以控制转换器的工作，其可包括实施如本发明实施例所述的增益调制策略。控制器可执行一种或多种工作，例如但不限于电压和/或电流感测、产生电压和/或电流参考信号、功率因数校正以及产生用于开关(例如，MOSFET)的栅极驱动信号，IGBT等)的转换器。
控制器可以包括电子处理器和存储器。处理器可以是例如计算机或数字控制器，例如微控制器单元(MCU)、现场可编程门阵列(FPGA)等。处理器可以包括处理能力以及输入/输出(I/O)接口，处理器可以通过该接口接收多个输入信号(例如，电压和/或电流感测信号、电压和/或电流参考信号)，并生成多个输出信号(例如，用于开关的栅极驱动信号)转换器)。提供存储器用于存储可由处理器执行的数据和指令或代码(即，诸如控制器算法、控制器逻辑、软件等的算法)。存储器可以包括各种形式的非易失性(即，非瞬态)存储器，包括闪存或只读存储器(ROM)，包括各种形式的可编程只读存储器(例如，PROM、EPROM、EEPROM)和/或易失性存储器包括随机存取存储器(RAM)包括静态随机存取存储器(SRAM)、动态随机存取存储器(DRAM)和同步动态随机存取存储器(SDRAM)。转换器可以包括驱动器电路或设备以在控制器的输出和半导体开关的控制(例如，栅极)端子之间进行接口。
存储器存储包括控制逻辑的可执行代码，该控制逻辑被配置为根据期望的控制策略(例如本发明实施例所述的转换器增益调制策略)来控制转换器的整体操作。例如，控制逻辑在由处理器执行时被配置为响应于一个或多个输入信号生成用于转换器的开关的各种栅极驱动信号。控制逻辑可以包括编程逻辑块以实现特定功能，例如，包括但不限于过零检测、误差放大器、脉宽调制(PWM)、功率因数校正(PFC)、零电压开关(ZVS)、电压有效值和/或电流计算器、操作模式控制逻辑以及启动和/或关闭策略。存储器还可以存储特征，例如可以由控制逻辑访问的查找表。可以在根据本发明实施例描述的实施例的控制器中单独或以各种组合实施的控制策略或其部分的非限制性示例在图1和图2中示出。图21B、22、29和/或控制整流电路的策略以实现性能特征，例如但不限于图21B、22、29的波形示例所示的那些。参见图7A、7B、8～20和24～28。
本发明实施例所述的控制方法可以实施至少一种调制策略。在一个实施例中，调制策略包括将电压增益从一个交流周期的一个值变化到下一个交流周期的另一个值，在本申请文中称为亚工频调制或亚F_line调制。这可能包括以低于线路频率(或交流线路频率，亚洲、欧洲为50Hz，北美为60Hz)的频率更改转换器的工作模式。工作模式可以包括高电压增益、低电压增益和零电压增益。亚F_line调制频率(F_lineM)低于AC交流频率，例如10Hz或20Hz。
在另一个实施例中，调制策略包括将电压增益从前一个半交流周期的一个值改变到下一个半交流周期的另一个值，这里称为亚倍频调制。
在另一个实施例中，调制策略包括在半个交流周期内改变电压增益，这里称为内线频率调制。
在另一个实施例中，称为亚开关频率调制或sub-Fs调制，转换器的工作模式以低于开关频率且高于工频的频率改变。例如，工频可以是50Hz或60Hz，开关频率可以是500kHz。sub-Fs调制频率(F_SM)可以是例如大约20kHz。在亚开关频率调制周期T_SM期间，转换器根据三种可能的模式之一运行：高电压增益、低电压增益和零电压增益。
根据实施例，能量存储组件可用于将输出电压保持在选定的DC电平。储能元件，例如电容，在瞬时输入功率低于负载功率时向负载输送额外的功率，在瞬时输入功率大于负载功率时将额外的功率储存起来。
AC-DC整流器已广泛用于工业应用。当输出功率大于75W时，需要进行功率因数校正(PFC)。在PFC中，输入交流电流被控制为与输入交流电压的形状和相位相同。在实际应用中，交流电压为正弦波形。因此，交流电流也是一个正弦波形。
一个带有倍压器的传统Boost转换器如图2所示。当电容器C12被MOSFET S2短路时，Boost转换器的输出电压为：
V_gain_low＝Vboost_low/Vin＝1/(1–D)             (1)
其中，D是开关S1的占空比。当MOSFET S2关断(不导通)时，Boost转换器以倍压器模式工作。Boost转换器的输出电压为：
V_gain_high＝Vboost_high/Vin＝2/(1–D)        (2)
通过控制S2的开通和关断，倍压Boost转换器可以在相同占空比下可以产生的两个电压增益。请注意，在上述示例中，倍压Boost转换器具有两种可能的工作模式。
工作模式#1：当S2开通且倍压Boost转换器产生如公式(1)所示的电压增益gain_low，占空比为D。
工作模式#2：当S2关断且倍压Boost转换器产生如公式(2)所示的电压增益时，在与工作模式#1的占空比相同的情况下，gain_high＝2*gain_low。
Boost转换器，不希望以非常小的占空比(例如小于约30％)或非常大的占空比(例如高于约70％)工作。因此，通过开通和关断倍压Boost转换器中的S2，如图2所示，可以在占空比保持在所需范围(约30％和约70％之间)的同时实现非常宽的工作增益。
例如，对于传统的Boost转换器，当D在30％和70％之间时，电压增益从
Gain1＝1/(1–0.3)＝1.43                 (3.1)
至
Gain2＝1/(1–0.7)＝3.33                 (3.2)
电压增益变化范围为：
Gain_range1＝3.33/1.43＝2.33           (3.3)
使用倍压Boost转换器，在两种工作模式下，电压增益从
Gain1＝1/(1–0.3)＝1.43，当开关S2开通时  (3.4)
至
Gain3＝2/(1–0.7)＝6.67，当开关S2关断时，  (3.5)
因此，电压增益变化范围为
Gain_range2＝6.67/1.43＝4.67           (3.6)
需要注意的是，如图2所示的开关转换器可以在两种工作模式下提供具有相同工作条件的两个电压增益，例如在这种情况下相同的占空比。在某些情况下，术语“相同的工作条件”意味着谐振转换器的相近的开关频率。
图3是传统全桥PWM转换器的电路图。在电路中，电容器Cb用于阻止来自全桥输出的任何可能的直流电压。当所有四个开关Q1、Q2、Q3和Q4都基于PWM控制进行切换时，电压增益的计算公式为：
Gain_FB_PWM1＝Vo/Vin＝D*Ns/Np           (4)
其中，Np是变压器初级绕组的匝数，Ns是次级绕组的匝数，D是占空比。
图3所示的全桥PWM转换器的另一种工作模式是Q3和Q4通过PWM控制进行切换，Q1一直关断，Q2一直开通(无切换)。等效地，在这种控制下，转换器以半桥模式运行。电压增益计算公式为：Gain_FB_PWM2＝Gain_HB_PWM＝Vo/
Vin＝0.5*D*Ns/Np (5)
从等式(4)和(5)可以看出，用同一个占空比D，全桥PWM转换器在两种不同工作模式下可以产生的两个不同的电压增益。
图4是根据现有技术的全桥LLC转换器的电路图。图中，Cr、Lr、Lp为谐振元件，Q1、Q2、Q3、Q4为全桥配置的开关。次级侧是带有二极管桥的全波整流器。也可以使用带有中心抽头变压器的半波整流器。此外，可以使用同步整流器(SR)来代替二极管，以降低副边电路的损耗。不同的次级侧配置不会影响本发明实施例介绍的控制策略。
根据基波分析法(FHA)可知，全桥LLC转换器的近似输出电压可以表示为以下等式：
Figure BDA0003910753110000081
其中，n为变压器匝数比，fr为串联谐振频率，fn为归一化频率，K为电感比，Q为品质因数；
Figure BDA0003910753110000082
类似地，全桥LLC转换器的另一种工作模式是Q3和Q4工作在开关频率调制控制下。Q1一直关断，Q2一直开通(无开关)。该转换器工作在半桥模式。那么电压增益计算公式为：
Figure BDA0003910753110000083
从等式(6)和(7)可以看出，全桥LLC转换器，如图4所示，可以在不同的工作模式(全桥和半桥)下使用相同的开关频率产生两个电压增益.一种是使LLC转换器工作在全桥工作模式，另一种是使LLC转换器工作在半桥工作模式。
1两个电压增益
从上面的分析中注意到，一些开关电源转换器，如图2、3和4所示，可以产生两个电压增益。更具体地说，这些转换器具有以下特点：
它们有两种工作模式，使用相同的控制参数值产生两种电压增益，例如相同的占空比(对于PWM转换器，图2、3)或相同的开关频率(对于谐振转换器，图4)。在相同的输入电压和相同的控制参数下，它们可以产生两个不同的输出电压值。
它们在两种工作模式下都在接近最佳的工作状态下工作。术语“最佳”意味着转换器将以高效率或低电压或电流应力运行。
例如，如果升压转换器的占空比约为50％，则可以将其视为最佳工作状态。但是，如果占空比约为90％，则不能将其视为最佳工作状态，因为开关的电压和电流应力会非常高。
同样，如果LLC转换器的开关频率接近其谐振频率，则可以认为是最佳工作状态。但是，如果LLC转换器的开关频率远高于谐振频率，例如是谐振频率的2倍或3倍，则不能认为是最佳工作状态。
另外，对于全桥PWM转换器和全桥LLC转换器，如果所有的MOSFET一直关断，转换器不工作，输出电压为零。这种工作模式被认为是零增益模式。对于升压转换器，如果MOSFET一直关断，输出电压将等于输入电压，增益为1。
1.1亚工频控制策略
众所周知，对于具有功率因数校正(PFC)的AC-DC整流器，AC输入电流跟随AC输入电压，相位相同，形状相同，如图5所示。由于输入功率随时间变化，但输出负载消耗恒定功率，因此需要一个储能元件。储能元件通常是一个大电容。对于图1所示的Boost转换器，储能电容为CBST。由于CBST通常非常大，CBST两端的电压是一个直流值(Vo_avg)，具有小的低频电压纹波(Vo_rip_pp)。纹波频率是工频的两倍(100Hz或120Hz)。Vo_avg的值远大于Vo_rip_pp的值。例如，Vo_avg可能约为400V，而Vo_rip_pp可能约为10V到20V。为了在宽范围内调节输出电压，以及消除低频电压纹波，可以添加第二级DC-DC转换器(LLC转换器，如图1所示)。由于升压转换器的输出电压始终高于输入交流电压的峰值，并且LLC的电压增益变化通常是有限的，因此如图1所示的输出电压变化范围Vo为有限的。
本文描述了一种控制技术，称为可变增益调制控制，以实现非常宽的输出电压变化范围，同时保证开关转换器(或整流器)工作于最佳或接近于最佳的工作状态。
可变增益调制的特点包括：
(1)在两种或多种电压增益模式下工作的开关电源转换器，例如高增益工作模式(增益值为Gain_high)和低增益工作模式(增益值为Gain_low)，用于将交流电压转换为直流电压。开关转换器还可以实现功率因数校正(PFC)。
(2)开关电源转换器输出端的储能电容器，用于维持负载两端的近似直流电压。
(3)对于高增益模式和低增益模式工作状态，开关电源转换器都在最佳或接近最佳条件(例如高效率工作)下工作。
(4)开关电源转换器可以根据交流电压的周期交替运行在高增益模式和低增益模式，例如50Hz系统为20ms，60Hz系统为16.67ms。例如，转换器可以在高增益模式下运行N_high个交流周期，然后在低增益模式下运行N_low个交流周期(其中N_high和N_low是整数)，然后返回到高增益运行模式。
(5)输出直流电压包含直流分量和低频纹波分量。低频分量的频率取决于N_high和N_low，以及交流电压(T_line)的周期。对于50Hz交流系统，T_line＝20ms。如果转换器在高增益模式下运行两个AC线路周期(N_high＝2)，并在低增益模式下运行三个AC线路周期(N_low＝3)，则输出电压纹波将包含低频纹波频率交流分量，周期为T_rip_low＝2x 20ms+3x 20ms＝100ms。低频纹波频率为F_rip_low＝1/T_rip_low＝10Hz。因此，输出电压纹波包含10Hz的低纹波频率和100Hz的双工频纹波。
(6)由于转换器在低增益模式下产生的输出电压低于高增益模式下的输出电压，因此对于相同的输入交流电压，在低增益模式下运行的交流电源比在高增益模式下运行时从交流输入电压吸取的功率较少。也就是说，当输入交流电压相同时，在不同的工作模式(高增益模式和低增益模式)下，从交流电源汲取的功率是不同的。
(7)由于输入交流电压相同，因此与高增益模式工作相比，开关电源转换器在低增益模式工作下可以吸收较小的交流正弦电流。对应于不同的工作模式，可能存在具有不同峰值的交流正弦电流。
(8)为了实现较宽的输出电压变化范围，Gain_high和Gain_low的值可能会有很大的不同。例如，如果Gain_high是Gain_low的2倍，则输出电压可以在相同的控制参数值下以2:1的比例变化。如果Gain_high＝1.1*Gain_low，则输出电压可能仅以1.1:1的比率变化，这是不太理想的。
(9)除了高增益和低增益工作模式外，还可以实现零增益工作模式。零增益工作模式可以定义为功率转换器基本上不使用来自交流电源的功率，因此当转换器在稳态工作时，以零增益模式工作时输出电压基本上为零。当转换器不切换时，输出电压通常为零。但是，升压转换器是一个例外。对于升压转换器，当升压开关不切换时，输出电压基本上等于交流电压的峰值。在正常工作条件下，升压转换器的输出电压高于输入电压。因此，如果升压开关(例如，MOSFET)不开关，升压二极管将被反向偏置，并且没有能量从输入传输到输出。
(10)包括零增益模式，开关电源转换器可以在三种模式下运行，以实现特定的输出电压电平。在以下描述中，没有特别强调零增益模式工作，因为所有拓扑都可以在零增益模式下工作。
在一些实施例中，可以选择开关功率转换器以高增益模式或低增益模式工作的时间间隔，使得输出电压在高增益模式工作时上升并且在低增益模式工作时下降，例如，如图8和图9中的仿真波形所示。
1.2亚工频控制策略
图6是根据一个实施例的具有两个电压增益的AC-DC整流器的框图：Gain_high和Gain_low，具有功率因数校正(PFC)。对于PFC工作，在负载处使用相对较大的电容器(如图6所示的Co)，因此输出电压基本上是具有较小低频纹波的DC电压。例如，在分析和仿真中使用Co＝1,000uF，当然也可以使用其他值。纹波电压(Vo_rip_pp)的值与其DC值(Vo_avg)相比较小，通常小于DC值的20％左右。纹波电压的频率与线路频率有关。
在以下对控制策略的描述中，做出以下假设：
假设1.1：具有功率因数校正的AC-DC整流器有两种工作模式：(1)高增益工作模式和(2)低增益工作模式。
假设1.2：高增益工作模式下的电压增益(Gain_high)是低增益工作模式下的电压增益(Gain_low)的两倍，Gain_high＝2*Gain_low。例如，Gain_high＝2和Gain_low＝1。电压增益定义为输出DC电压值与输入交流电压均方根值(rms)的比率，如下面的公式(8)和(9)所示。
假设1.3：输入交流电压不变。在分析中，以Vac＝200V rms和50Hz频率为例进行说明，转换器工作在PFC模式。
假设1.4：最大输出电压为400V DC(200V rms*2)，直流负载电流为5A，最大输出功率为2000W。
假设1.5：对于不同的输出电压值，负载电流始终为5A。
假设1.6：开关频率(例如，通常在100–200kHz范围内)远高于线路频率(50Hz或60Hz)，开关频率纹波被忽略。
假设1.7：输出电容的值很大，使得输出电容两端的低频纹波电压(与输出电压相同)远小于其平均值(或DC值)。
需要注意的是，Gain_high定义为AC-DC整流器工作在高增益模式时输出直流电压(平均电压)与交流电压rms值的比值。Gain_low定义为AC-DC整流器工作在低增益模式时输出直流电压(平均电压)与交流电压rms值的比值。所以：
Gain_high＝Vo_avg/Vac＝2，在高增益模式工作       (8)
Gain_low＝Vo_avg/Vac＝1，在低增益模式工作       (9)
其中，Vac是输入交流线路电压的rms值。
图7A显示了转换器一直工作在高增益模式时的仿真结果。在这种情况下，输出电压(顶部)为400V。平均值为400V，低频纹波峰峰值约为16V。第二个波形(从顶部开始)是交流输入电压。第三个波形(从顶部开始)是输入交流电流。底部波形是输入功率Pinput和输出功率Pout。输入功率为正弦曲线。输出功率几乎是具有小纹波的直流值。
图7B显示了转换器在低增益模式下工作时的仿真结果。在这种情况下，输出电压(顶部)为200V，低频纹波约为16V峰峰值。
图8显示了当N_high＝5和N_low＝2时亚工频调制下的仿真结果。在这种情况下，转换器在高增益模式下运行五个交流周期，在低增益模式下运行两个交流周期。采用这种控制方式，平均输出电压(顶部)约为343V，低频纹波峰峰值为Vo_rip_pp＝92V。输出功率为1,721W。从时间T1(T1＝约2.1秒)到时间T2(T2＝约2.2秒)，转换器工作在高增益模式，输出电压上升。在此期间输入电流较高。从时间T2到T3(T3＝约2.24秒)，转换器工作在低增益模式，输出电压下降。从T1到T3的时间间隔为140ms，等于(N_high+N_low)*T_line＝(5+2)*20ms＝140ms。
在亚工频调制下，输出电压平均值从400V降低到343V。转换器在高增益模式和低增益模式之间交替运行。这两种模式的运行条件是最佳的，效率很高。
还需要注意的是，在高增益模式工作期间，输入功率较高(峰值为4000W)。在低增益模式工作期间，输入功率较低(峰值为2000W)。
另一个观察结果是，在亚工频调制控制下，无论是高增益工作模式还是低增益工作模式，输出电压都不会达到稳定状态。例如，在高增益工作结束时，在T2(图8)，如果继续高增益模式工作，则输出电压会继续增加。类似地，在低增益模式工作结束时，在T3(图8)，如果低增益模式继续，输出电压会继续降低。由于这是低频变化或低频纹波，因此可以使用另一个DC-DC转换器作为第二级来消除这个低频纹波。
需要注意的是，亚工频调制将改变具有功率因数校正的转换器的输出电压的直流值。它不会消除转换器的低频纹波电压。需要另一个DC-DC转换器来消除低频纹波电压以产生纯DC电压。
图9显示了在N_high＝7(七个交流周期的高增益模式运行)和N_low＝1(一个交流周期的低增益模式运行)时的亚工频调制的仿真结果。在这种情况下，Vo_avg＝375V，Vo_rip_pp＝60V，输出功率为Pout＝1876W。
图10显示了在N_high＝2(两个交流周期的高增益模式工作)和N_low＝2(两个交流周期的低增益模式工作)下的亚工频调制的仿真结果。在这种情况下，Vo_avg＝300V，Vo_rip_pp＝78V，输出功率为Pout＝1500W。
图11显示了在N_high＝2(两个交流周期的高增益模式运行)和N_low＝5(五个交流周期的低增益模式运行)时的亚工频调制的仿真结果。在这种情况下，Vo_avg＝257V，Vo_rip_pp＝112V，输出功率为Pout＝1302W。
从上面的分析可以看出，通过改变高增益模式工作(N_high)和低增益模式工作(N_low)的交流周期数，可以用亚工频调制来改变AC-DC整流器的输出电压。亚工频调制是指控制周期是交流工频周期的整数倍。如图8和11所示，控制周期是交流周期的7倍(N_high+N_low＝7)。在图9所示的情况下，控制周期是交流工频周期的8倍。在图10所示的情况下，控制周期是交流工频周期的4倍。亚工频调制将产生一个低于交流工频频率的低频纹波。
1.3输出电压直流值的连续调整
上述分析中可知，高增益模式工作(Gain_high)和低增益模式工作(Gain_low)的增益值是固定的，高增益模式工作的AC线路周期数(N_high)对于低增益模式工作(N_low)是整数值。因此，直流输出电压值将是一个离散值。在这些条件下，直流输出电压值不能连续调整。
在实际实现中，诸如高效工作的最佳工作状态将在有限的增益值范围内保持。例如，使用LLC转换器，可以在1.8到2.2的电压增益范围或±10％的变化范围内保持高效率模式工作。因此，通过改变转换器的实际增益，可以将转换器输出电压的直流值精确地调节到期望值。
例如，图12显示了N_high＝5、N_low＝2、Gain_high＝2和Gain_low＝1.04时的仿真结果。在这种情况下，输出电压的直流值为345V，略高于N_high＝5、N_low＝2、Gain_high＝2和Gain_low＝1时的342.7V，如图8所示。
由于AC-DC开关转换器的增益值可以连续调节，输出电压的DC值也可以调节到任何需要的值。这可以通过反馈控制来实现。在PWM转换器实施例的情况下，可以通过改变占空比来调整增益。在谐振转换器实施例的情况下，可以通过改变开关频率来调整增益。
类似地，也可以调整高增益模式下的增益值(Gain_high)以实现精确的输出电压调节。此处不再赘述。
因此，转换器的输出电压可以根据以下关系进行调节：
(1)较大的N_high值会增加输出电压。
(2)较大的N_low值会降低输出电压。
(3)较大的Gain_high将增加输出电压。
(4)较大的Gain_low将增加输出电压。
(5)较高的N_high/N_low比率将增加输出电压。
所有四个参数N_high、N_low、Gain_high和Gain_low都可用于控制输出电压。下面概述实现理想组合的策略示例。
(1)为了减少低频输出电压纹波，可以使用较小的N_high和N_low值。
(2)为了保持选定的工作条件，例如高效率，可以选择转换器的参数，使得电压增益变化较小，例如在高增益工作模式，增益变化为1.8到2.2，在低增益工作模式，增益变化为0.9到1.1。直流输出电压的大范围变化可以通过亚工频调制来实现。
作为上面第(1)点的示例，N_high＝5和N_low＝5(模式A)的工作模式将产生与N_high＝1和N_low＝1(模式B)的工作模式相同的输出电压直流值。在模式A下，低频纹波的周期将是交流工频周期的10倍(5+5)，即T_rip_low＝(5+5)x 20ms＝200ms(对于50Hz交流系统)。对于模式B，低频纹波的周期是交流工频频率的2倍(1+1)，即T_rip_low＝(1+1)x 20ms＝40ms。因此，模式B工作的输出电压纹波较小，这是理想的。
关于上述第(2)点，通常观察到所需的电压增益越宽，转换器的设计损失就越大。因此，转换器将获得更差的性能。例如，考虑两个使用LLC转换器的设计。设计LLC_A需要2到3的电压增益变化，设计LLC_B需要2到2.2的电压增益变化，而所有其他要求都相同。设计LLC_B将实现比设计LLC_A更好的性能，例如更高的效率。因此，设计LLC_B将是首选。
因此，采用亚工频调制技术，转换器工作在不同的增益模式下，可以实现较宽的输出电压变化范围，而转换器本身的增益变化很小。
1.4亚倍频调频
为了降低低频输出电压纹波，亚工频调制可以扩展为亚倍频调制。在这种情况下，高增益模式工作和低增益模式工作可以基于AC交流工频周期的半个周期来决定，例如50Hz系统为10ms，60Hz系统为8.33ms。例如，转换器在N_half_high个交流工频半周期内工作于高增益模式，在N_half_low个交流工频半周期内工作于低增益模式(其中N_half_high和N_half_low是整数)，高增益模式和低增益模式交替运行。例如，假设交流工频为50Hz，转换器在高增益模式下运行3个交流工频半周期，或3*10ms＝30ms，然后在低增益模式下运行2个交流工频半周期，或2*10ms＝20毫秒。
亚工频调制和亚倍频调制的区别在于最小时间间隔。采用亚倍频调制，最小时间间隔为交流工频周期的一半。对于50Hz交流系统，最小时间间隔为10ms。对于60Hz交流系统，最小时间间隔为8.33ms。
图13显示了当N_half_high＝5和N_half_low＝2时在亚倍频调制下的仿真结果。在这种情况下，转换器在高增益模式下运行5个交流工频半周(5*10ms＝50ms)，在低增益模式下运行2个交流工频半周期(2*10ms＝20ms)。采用这种控制方式，平均输出电压约为342.7V，低频纹波峰峰值为Vo_rip_pp＝55V。输出功率为1717W。从时间T1(T1约2.1秒)到时间T2(T2约2.15秒)，转换器工作在高增益模式，输出电压上升。在此期间输入电流较高。从时间T2到T3(T3约2.17秒)，转换器工作在低增益模式，输出电压下降。从T1到T3的时间间隔为70ms，等于(N_half_high+N_half_low)*T_half_line＝(5+2)*10ms＝70ms。T_half_line是交流工频半周期的时间。T_half_line＝T_line/2＝10毫秒。
通过比较图8和图13所示的仿真结果可以得到以下几点：
(1)DC输出电压值基本相同。这是因为高增益模式工作和低增益模式工作的相对比例是相同的。
(2)图13的纹波电压为55V，(Vo_rip_pp＝55V)，而图8的纹波电压为92V(Vo_rip_pp＝92V)。使用亚倍频调制，纹波减少了大约一半。
(3)亚倍频调制的低频纹波周期为70ms(图13)，亚工频调制的低频纹波周期为140ms(图8)。
图14显示了在N_half_high＝7(七个交流工频半周期的高增益模式工作，7*10ms＝70ms)和N_half_low＝1(一个交流工频半周期的低增益模式工作)下的亚倍频调制的仿真结果周期，1*10ms＝10ms)。在这种情况下，Vo_avg＝375V，Vo_rip_pp＝38V，输出功率为Pout＝1875W。
图15显示了在N_half_high＝2(两个交流工频半周期的高增益模式工作，2*10ms＝20ms)和N_half_low＝2(两个交流工频半周期的低增益模式工作)下的亚倍频调制的仿真结果线周期，2*10ms＝20ms)。在这种情况下，Vo_avg＝300V，Vo_rip_pp＝38V，输出功率为Pout＝1500W。
图16显示了在N_half_high＝2(两个交流工频半周期的高增益模式工作，2*10ms＝20ms)和N_half_low＝5(五个交流工频半周期的低增益模式工作)下的亚倍频调制的仿真结果线周期，5*10ms＝70ms)。在这种情况下，Vo_avg＝257V，Vo_rip_pp＝66V，输出功率为Pout＝1290W。
对比图8和13，图9和14，图10和15，图11和16的仿真结果，可以看出，亚倍频调制具有亚工频调制的特点，同时实现了更低(几乎减少了一半)的低频纹波电压。因此，亚倍频调制方式是较佳的实施方式。在本描述的其余部分中，将仅讨论亚倍频调制方法。
还需要注意的是，在上述分析中，高增益模式工作状态和低增益模式工作状态之间的切换发生在交流输入电压的过零点。但是，切换可以在任何交流输入电压下发生。在过零点进行切换的一个好处是，对于高增益模式工作状态和低增益模式工作状态，转换将是平滑的。因此，在稳态工作期间在零交叉点进行切换可能是有利的。在动态工作期间，在瞬时输入电压不为零时进行切换以改善动态性能可能是有利的。
N_half_high、N_half_low、Gain_high、Gain_low等控制参数的选择考虑对于亚倍频调制和亚给工频调制是相同的。
1.5扩展至输出电压低于低增益模式所达到的值
上述分析假设高增益值为2，低增益值为1，并假设输入电压为200V rms。因此，高增益模式工作的稳态输出电压为400V(200V*2)，低增益模式工作的稳态输出电压为200V(200V*1)。通过亚工频和亚倍频调制，输出电压可以在200V和400V之间调节，或者在高增益模式工作和低增益模式工作的稳态输出电压值之间调节。
如果所需的输出电压低于200V，例如150V，则可以引入零增益工作模式，并且转换器在低增益模式和零增益模式之间工作。在零增益模式下，稳态输出电压为零。
在上面的例子中，如果转换器的输出电压需要调节在150V左右，而转换器的输出在低增益工作时为200V，那么一种可能的工作如下：
(1)转换器在低增益模式下工作N_low交流工频周期，或N_half_low交流工频半周期；
(2)然后转换器在零增益模式下运行N_zero个交流工频周期，或N_half_zero个交流工频半周期；
(3)转换器重复上述工作。
N_zero是转换器在零增益运行模式下运行时的交流工频周期数。当没有从输入到输出的能量传递时，稳态输出电压为零。N_half_zero是AC-DC整流器在零增益模式下工作时的交流工频半周期数。
在上述示例和控制策略中，AC-DC整流器的输出电压可以调节在150V左右。需注意以下事项：
(1)使用较小的N_low和N_zero值来降低输出电压的低频纹波。
(2)当使用不同的N_low和N_zero时，输出电压可以在0V和200V之间调节。
(3)也可以使用亚倍频调制。在这种情况下，转换器在低增益模式下运行N_half_low交流工频半周期和N_half_zero个交流工频半周期。
(4)N_low、N_zero和N_half_low、N_half_zero的值可以足够小，使得AC-DC整流器的输出电压为具有低频纹波(Vo_rip_pp)的DC值(Vo_avg)。例如，可以选择这些值以保持Vo_rip_pp小于Vo_avg的10％到50％。
图17显示了Vac＝200V、N_half_low＝6、N_half_zero＝2时的仿真结果。在此工作条件下，输出电压为Vo_avg＝150V。低频纹波的峰峰值为55V。
2输入电压变化控制策略
上述分析表明，可以通过可变增益调制方法(亚工频调制和亚倍频调制)来改变输出电压。本节表明，当输入电压在很宽的范围内变化时，输出电压可以保持在大致相同的值。
在以下分析中作出以下假设：
假设2.1：具有功率因数校正的转换器有两种工作模式：(1)高增益工作模式和(2)低增益工作模式。
假设2.2：高增益工作模式下的电压增益(Gain_high)是低增益工作模式下的电压增益(Gain_low)的两倍，Gain_high＝2*Gain_low例如，假设Gain_high＝2，Gain_low＝1。注意增益定义为Vo_avg、Vac。
假设2.3：输入交流电压将在Vac1＝100Vrms和Vac2＝200Vrms之间变化，变化比为2:1。在分析中，50Hz的交流线路频率用于说明目的。AC-DC整流器在PFC模式下运行。
假设2.4：输出电压调节在150V DC，DC负载电流在上述输入电压变化范围内(100Vrms和200Vrms之间)为5A。因此，输出功率为750W。负载电阻为30Ω。
假设2.5：对于不同的输入电压电平，负载电流始终为5A。
假设2.6：开关频率(通常在100–500kHz范围内)远高于线路频率(50Hz或60Hz)，开关频率纹波被忽略。
假设2.7：使用亚倍频调制，亚工频调制的工作将相同。
例如，当输入交流电压从100V变为200V时，输出电压的平均值被调节在150V。
当输入交流电压为100V时，图18的仿真波形显示，当转换器在高增益模式(Gain_high＝2)下运行4个交流工频半周期(N_half_high＝4，或4*10ms＝40ms)时，在此后的4个交流工频半周期(N_half_low＝4，或4*10ms＝40ms)内，运行于低增益模式(Gain_low＝1)，输出电压可调节为150V。如果转换器长时间在高增益模式下运行，例如10到50个线路周期，则输出电压将为2*100＝200V。另一方面，如果转换器长时间工作在低增益模式，输出电压将为1*100＝100V。因此，通过在高增益模式和低增益模式之间切换，可以将输出电压调节在150V。
当输入交流电压变为120V时，稳态输出电压调节范围的稳态值为120V(低增益模式工作)到120V*2＝240V(高增益模式工作)。图19显示了计算机仿真的工作波形。在这种情况下，转换器在高增益模式下运行2个交流工频半周期，N_half_high＝2，并在低增益模式下运行6个交流工频半周期，N_half_low＝6。输出电压的平均值被调节在150V。
当输入交流电压为150V时，转换器一直工作在低增益模式，输出电压的平均值始终为150V。
当输入交流电压为200V时，即使转换器工作在低增益模式，Gain_low＝1，输出电压的稳态值仍为200V，高于要求的150V。因此，转换器应工作在低增益模式和零增益模式。图20显示了当转换器在低增益模式下运行6个交流工频半周期(N_half_low＝6)并在零增益模式下运行2个交流工频半周期(N_half_zero＝2)时的仿真结果。输出电压可以调节在150V。
需要注意的是，转换器也可以在高增益模式和零增益模式下运行以产生150V电压，但这会增加转换器的电压和/或电流。
在上面的示例中，参数为：Vin_min＝100V，Vin_max＝200V，Gain_low＝1和Gain_high＝2。在输入交流电压为Vin_min时，最大可能输出电压为Vin_min*Gain_high＝200V。然后可以将输出电压调节到200V和0V之间的任何值。如果需要更高的输出电压，需要用更大的Gain_high。
3输入电压变化和输出电压同时变化的组合
上述实施例对具有功率因数整流的变换器使用了在亚工频和亚倍频调制的可变增益调制，以实现(1)在输入交流电压固定时宽的输出电压变化范围；(2)输入交流电压在宽范围内变化时的固定输出电压。共有三种工作模式：(1)高增益模式，(2)低增益模式，和(3零增益模式。
上面已经证明，通过调整高增益模式或低增益模式或两者的增益值，可以连续调节输出电压。
在实际工作中，输入交流电压可以有很宽的变化范围，输出电压也可以有很宽的调节范围。根据本文描述的实施例的控制方法也可以实现该目的。
以下假设是为了说明详细的实现，例如：
假设3.1：使用亚倍频调制，因为它会产生较低的输出电压纹波。
假设3.2：输入交流电压变化范围可能为100Vrms至200V rms，线路频率为50Hz。
假设3.3：输出电压可以调节在100VDC到200VDC之间的任何值。
假设3.4：在所有输出电压下负载电流为5A。不同负载电流的分析结果相同。
假设3.5：在保持高性能运行的同时，它可以从1.8更改为2.2(±10％的变化)。
假设3.6：低增益值为Gain_low＝1，它可以从0.9更改为1.1(±10％的变化)，同时保持高性能运行。
根据计算机仿真，下表提供了实现上述设计要求的运行条件。
表1：所需输出电压Vo_avg＝100V的工作条件
Figure BDA0003910753110000161
备注：
·假设误差小于0.5V(100V的0.5％)。当输出电压在99.5V和100.5V之间时，认为达到100V。
·在案例1.4中，需要在低增益模式工作下使用0.97的电压增益值才能将输出电压微调至100V。
·比较案例1.3和案例1.6，当输入电压从150V增加到155V时，在低增益模式下使用0.99的电压增益值将输出电压微调到100V。N_half_low和N_zero值保持不变。
·在所有情况下，Vo_avg＝100V和Vin＝100V至200V，只需要低增益模式工作和零增益模式工作。高增益模式工作未激活。
·NO表示没有采用该工作模式。
·对于案例1.4，转换器在低增益模式下运行4个交流工频半周期(N_half_low＝4)，在零增益模式下运行3个交流工频半周期(N_half_zero＝3)，实际增益值在低增益模式下为0.97。则输出直流电压为100.1V。转换器不在高增益模式下运行。
·
表2：所需输出电压Vo_avg＝200V的工作条件
Figure BDA0003910753110000171
备注：
·在上述模拟中，假设误差小于1.0V(200V的0.5％)。当输出电压在199V和201V之间时，认为达到200V。
·在案例2.3和案例2.6之间，N_half_low和N_half_high在两种情况下都是相同的，155V输入的Gain_high更改为1.88，以便输出电压可以调节到200V。
·当输入电压为100V时，整流器连续工作在高增益模式。当输入在100V和110V之间时，整流器连续工作在高增益模式下，通过改变整流器的增益(从1.8到2)可以将输出电压调节到200V。
·当输入电压为120V时，整流器在低增益模式下工作2个交流工频半周期，在高增益模式下工作4个交流工频半周期。
·当输入电压为200V时，整流器连续工作在低增益模式。当输入电压在180V到200V之间时，可以通过改变整流器的增益(从0.9到1.0)将输出电压调节到200V。
·当输入电压为180V时，整流器在低增益模式下工作9个交流工频半周期和高增益模式下工作1个交流工频半周期时，输出电压也是200V。
表3：所需输出电压Vo_avg＝150V的工作条件
Figure BDA0003910753110000172
Figure BDA0003910753110000181
备注：
·在上述仿真中，假设误差小于0.75V(150V的0.5％)。当输出电压在149.25V和150.75V之间时，认为达到了150V。
·当输入电压高于150V时，不选择高增益模式工作。AC-DC整流器在低增益模式和零增益模式之间运行。
·在案例3.6中，通过将Gain_low值更改为0.97来调节整流器输出电压，同时在低增益模式下连续运行。
根据上述分析和仿真结果可知，当输入电压在100V和200V(比例为2:1)之间变化，通过亚倍频可变增益调制，AC-DC整流器的输出电压可以通过高增益和低增益模式工作，被调节到100V到200V(比例为2:1)之间的任何一个值。对于低增益工作模式(介于0.9和1.1之间)和高增益工作模式(介于1.8和2.2之间)，增益变化的值小于10％。总电压增益变化为4:1。最低电压增益是在Vin＝200Vrms和Vo＝100V时(增益为0.5)。当Vin＝100Vrms和Vo＝200V(增益为2)时，电压增益最高。因此，在AC-DC转换器的实际增益变化仅为±10％的情况下，已经实现了4:1的输入到输出电压变化。
4实施
以上部分详细介绍了AC-DC整流器的可变增益调制的工作原理。本节以亚倍频调制为例介绍可变增益调制的实现细节。
做出以下假设：
假设4.1：输入AC rms电压变化范围为Vin_min至Vin_max。
假设4.2：输出电压变化范围为Vo_avg_min至Vo_avg_max。
假设4.3：根据上述要求实现AC-DC整流器，在从Vin_min到Vin_max的整个输入电压变化范围内，平均输出电压Vo_avg可以调节在Vo_avg_min和Vo_avg_max之间的任何值。
假设4.4：高增益模式下的设计增益值为Gain_high。Gain_high可以从Gain_high_min调整为Gain_high_max。进一步假设Gain_high_min比Gain_high低10％，Gain_high_max比Gain_high高10％，使得增益变化为±10％。
假设4.5：低增益模式下的设计增益值为Gain_low。Gain_low可以从Gain_low_min调整为Gain_low_max。进一步假设Gain_low_min比Gain_low低10％，Gain_low_max比Gain_low高10％，使得增益变化为±10％。
假设4.6：电压增益定义为直流输出电压的平均值与交流输入电压的rms值之比。
假设4.7：使用亚倍频调制。AC-DC整流器的工作模式取决于交流工频半周期T_half_line。在T_half_line内，整流器不会改变工作模式。它将保持在零增益模式、低增益模式或高增益模式。对于50Hz系统，T_half_line＝10ms。对于60Hz系统，T_half_line＝8.33ms。
假设4.8：N_L是指当AC-DC整流器工作在低增益模式时的交流工频半周期数T_half_line。N_H是指当AC-DC整流器工作在高增益模式时的交流工频半周期数T_half_line。N_Z是指当AC-DC整流器在零增益模式下工作时的交流工频半周期数T_half_line。
假设4.9：为了简化分析，假设AC-DC整流器在交流输入电压过零点时改变工作模式。需要注意的是，整流器可以随时改变工作模式。
在一个实施例中，Gain_high的选择满足以下要求：
Vo_avg_max≤Gain_high*Vin_min        (10)
根据这一要求，在最小输入电压下，AC-DC整流器可能能够产生最大输出电压。
实施例可以至少部分地实现为转换器的控制器中的算法。根据一个实施例，算法的关键步骤可以包括以下：
第1步：检测实际输入交流电压Vin。Vin介于Vin_min和Vin_max之间。
第2步：确定所需的输出电压Vo_avg。Vo_avg介于Vo_avg_min和Vo_avg_max之间。
第3步：计算两个阈值电压电平：
Vo_th1＝Vin*Gain_low              (11.1)
Vo_th2＝Vin*Gain_high             (11.2)
第4步：确定工作模式：零增益模式和低增益模式之间的调制，以及低增益模式和高增益模式之间的调制。
条件1：Vo_avg≤Vo_th1             (12.1)
条件2：Vo_th1<Vo_avg≤Vo_th2        (12.2)
第5步：如果满足等式(12.1)所示的条件1，则可以使用第6步来确定控制参数。如果满足等式(12.2)中所示的条件2，则可以使用第7步来确定控制参数。
第6步：满足条件1，AC-DC整流器可以在低增益模式和零增益模式之间进行调制。可以确定N_L、N_Z和Gain_low，从而将平均输出电压调节到Vo_avg。
步骤6.1：确定N_L和N_Z(例如，基于具有测量的Vin和所需的Vo_avg值的查找表)，以使输出电压接近所需的输出电压Vo_avg。可以根据设计要求和低增益值生成查找表。
步骤6.2：利用步骤6.1中获得的N_L和N_Z，更改AC-DC整流器的低增益值以产生所需的输出电压Vo_avg。这可以由反馈电路来执行。
注6.1：一般原则是选择N_L和N_Z的最小可能值，以产生接近所需输出电压Vo_avg的输出电压，从而使输出电压的低频纹波最小。
注6.2：查表法是步骤6.1的一个例子。也可以使用其他方法来确定N_L和N_Z，例如前馈、反馈以及具有数字控制的逻辑电路。
注6.3：确定低增益值Gain_low以产生所需的输出电压Vo_avg可由反馈电路执行。
注6.4：在条件1下，输出电压低频纹波的周期可以计算为：
T_rip1＝T_half_line*(N_L+N_Z)         (13)
第7步：满足条件2，AC-DC整流器可以在低增益模式和高增益模式之间进行调制。可以确定N_H、N_L和Gain_low、Gain_high，从而将平均输出电压调节到Vo_avg。
步骤7.1：根据测得的Vin和所需的Vo_avg值的查表确定N_H和N_L，以使输出电压接近所需的输出电压Vo_avg。可以根据设计要求和低增益值、高增益值生成查找表。
步骤7.2：利用步骤7.1得到的N_H和N_L，改变低增益值(整流器工作在低增益模式时)，或高增益值(整流器工作在高增益模式时)，或两者，AC-DC整流器产生所需的输出电压Vo_avg。这可以由反馈电路来执行。
注7.1：在一个实施例中，可以选择N_L和N_H的最小可能值以产生接近所需输出电压Vo_avg的输出电压，从而可以把输出电压的低频纹波降为最小。N_L、N_H可以根据测量的输入电压Vin和所需的输出电压Vo_avg以及在设计完成后已知的Gain_low和Gain_high值通过查表获得。其他方法，例如前馈、反馈或逻辑电路也可用于确定N_L和N_H。
注7.2：步骤7.1和步骤7.2可以重复两次或更多次以优化N_L、N_H和低增益值Gain_low、高增益值Gain_high，以产生所需的输出电压Vo_avg。
注7.3：在条件2下，输出电压低频纹波的周期可计算为：
T_rip2＝T_half_line*(N_L+N_H)         (14)
注7.4：T_rip1和T_rip2可能比交流工频半周期大几倍。因此，控制回路产生所需的输出电压Vo_avg需要等于几个T_rip1或T_rip2的时间段。例如，控制电路可能需要5到20个交流工频半周期才能变为稳定状态并产生稳定的输出电压Vo_avg。
注7.5：在一种工作模式下，AC-DC整流器可以一直工作在高增益模式，而不会工作在低增益模式。当输入电压低而所需的输出电压高时，可能会发生这种情况。通过改变Gain_high的值，可以将输出电压调节到设计值。
注7.6：在另一种工作模式下，AC-DC整流器可能一直工作在低增益模式，而不会工作在高增益模式。当输入电压高而所需的输出电压低时，可能会发生这种情况。通过改变Gain_low的值，可以将输出电压调节到所需的值。
特例1
本节讨论一种特殊情况。如果输入交流电压为110V或220V，而AC-DC整流器的输出电压为固定电压，例如50V，则可变增益调制策略可简化如下：
假设4.1.1：输入电压在100V和140V之间或190V和240V之间变化。
假设4.1.2：输出电压固定为Vo_avg＝50V。
假设4.1.3：高增益值Gain_high是低增益值Gain_low的两倍。Gain_high＝2*Gain_low。
可变增益调制策略可以实现如下：
步骤7.4.1：当输入电压在100V和140V之间时，AC-DC整流器只工作在高增益模式。可以通过改变Gain_high的增益值来控制输出电压。
步骤7.4.2：增益值范围可设计为：
Gain_high_req_min＝50V/140V＝0.36     (15.1)
Gain_high_req_max＝50V/100V＝0.50     (15.2)
在这些条件下，如果AC-DC整流器的增益可以在整流器工作在高增益模式时从0.36调整到0.50，那么当输入电压从100V变化到140V时，输出电压可以调节在50V。
步骤7.4.3：当输入电压在190V和240V之间时，AC-DC整流器只工作在低增益模式。可以通过改变Gain_low的增益值来控制输出电压。
步骤7.4.4：增益值范围应设计为：
Gain_low_req_min＝50V/240V＝0.21      (16.1)
Gain_low_req_max＝50V/190V＝0.26     (16.2)
整流器工作在低增益模式时，AC-DC整流器的增益可以从0.21调整到0.26，那么当输入电压从190V变化到240V时，输出电压可以稳定在50V。
步骤7.4.5：AC-DC整流器的实际高增益值可设计为以下范围：
Gain_high_act_min＝0.36             (17.1)
Gain_high_act_max＝0.52             (17.2)
或者
Gain_high_act＝0.44±18％           (17.3)
那么AC-DC整流器的实际低增益值可能是(基于假设4.1.3)：
Gain_low_act_min＝0.36/2＝0.18         (18.1)
Gain_low_act_max＝0.52/2＝0.26        (18.2)
或者
Gain_low_act＝0.22±18％            (18.3)
步骤7.4.6：使用在步骤7.4.5中获得的设计，AC-DC整流器在输入电压低(100–140V)时工作在高增益模式，当输入电压高时工作在低增益模式(190–240V)并通过改变整流器的电压增益值产生所需的输出电压(50V)。
特例2
例如，如果要求输入电压在140V至190V之间时，输出电压也应调节为50V，或者要求在输入电压为100V至240V之间的任何值时，输出电压应保持在50V，可采用以下控制策略：
条件#1：当输入电压在100V和140V之间时，AC-DC整流器工作在高增益模式，高增益值用于将输出电压调节到设计值50V。
条件#2：当输入电压在190V和240V之间时，AC-DC整流器工作在低增益模式，低增益值用于将输出电压调节到设计值50V。
条件#3：当输入电压在140V和190V之间时，可以使用亚倍频调制。AC-DC整流器在高增益模式和低增益模式之间交替运行。N_L和N_H值以及高增益值和低增益值用于将输出电压调节到设计值50V。详细的控制方法如上所述。
5示例：上述控制策略的LLC转换器实现
通常，上述控制策略可以在不同的转换器拓扑中实施。如上所述，各种拓扑结构，例如全桥PWM转换器、全桥LLC谐振转换器，在工作于全桥模式(高增益模式)和半桥模式(低增益模式)。可以针对所使用的特定转换器拓扑优化在两个电压增益下的工作。本节介绍LLC转换器的可变增益调制控制策略的实现。
当谐振参数、变压器匝数比和负载电阻值相同时，全桥工作时的电压增益是半桥工作时电压增益的两倍。
Gain_LLC_FB＝2*Gain_LLC_HB        (19)
LLC AC-DC整流器的零增益模式工作可以在所有四个开关停止开关(即开关关断)时实现。
LLC谐振转换器可用作AC-DC整流器并实现功率因数校正(PFC)。
图21A是用作具有功率因数校正的AC-DC整流器的LLC转换器的电路图。交流输入电压由二极管桥整流。整流后的交流电压(Vrec)加到LLC转换器的输入端。图21B是用于控制LLC转换器以实现PFC工作的控制器框图。电压误差放大器的输出是输入LLC电流的电流基准。改变LLC转换器的开关频率，使LLC输入电流为具有所需峰值的整流正弦波形，由Iref确定。通过控制LLC转换器(Irec)的输入电流为正弦波形，可以将交流输入电流控制为正弦波形，实现功率因数校正。通过选择谐振参数和变压器匝数比，可以将输出电压调节到所需值。请注意，输入电容Cin(如图21A所示)是一个用于滤除开关频率纹波的小电容。
当所有四个开关Q1、Q2、Q3和Q4都在开关时，LLC转换器以全桥模式运行。当Q1和Q2开关，Q3一直关断，Q4一直开通时，LLC转换器工作在半桥模式。全桥模式增益是半桥模式增益的两倍。
5.1输出电压固定，输入电压范围宽
在本分析中，假设LLC AC-DC整流器的输出端连接了一个大储能电容，使得输出电压为低频纹波较小的直流电压。
假设5.11：输入交流电压从100V变为240V。
假设5.12：LLC AC-DC整流器的输出电压被调节在50V。
在一个实施例中，控制策略可以如下：
步骤5.11：当输入电压在100V到140V之间时，LLCAC-DC整流器工作在全桥模式。输出电压通过改变全桥LLC整流器的增益Gain_LLC_FB来控制。
步骤5.12：所需增益值范围可设计为：
Gain_LLC_FB_req_min＝50V/140V＝0.36   (20.1)
Gain_LLC_FB_req_max＝50V/100V＝0.50   (20.2)
这意味着LLC AC-DC整流器在全桥模式下工作时的增益应设计在0.36和0.50之间。在这种情况下，当输入电压从100V变为140V时，输出电压可以稳定在50V。
步骤5.13：当输入电压在190V和240V之间时，LLCAC-DC整流器工作在半桥模式。通过改变半桥LLC整流器的增益值Gain_LLC_HB来控制输出电压。
步骤5.14：所需增益值可设计为：
Gain_LLC_HB_req_min＝50V/240V＝0.21     (21.1)
Gain_LLC_HB_req_max＝50V/190V＝0.26       (21.2)
这意味着LLC AC-DC整流器在半桥模式下工作时的增益应设计在0.21和0.26之间。当输入电压从190V变为240V时，通过改变LLC整流器的增益值Gain_LLC_HB来控制输出电压。
步骤5.15：由于Gain_LLC_FB＝2*Gain_LLC_HB，LLC AC-DC整流器在全桥模式下工作的实际增益可设计为以下范围：
Gain_LLC_FB_act_min＝0.36         (22.1)
Gain_LLC_FB_act_max＝0.52         (22.2)
或者
Gain_LLC_FB_act＝0.44±18％        (22.3)
在这种情况下，LLC AC-DC整流器在半桥模式下的实际增益范围如下：
Gain_LLC_HB_act_min＝0.18         (23.1)
Gain_LLC_HB_act_max＝0.26         (23.2)
或者
增益_LLC_HB_act＝0.22±18％           (23.3)
使用亚倍频调制，LLC AC-DC整流器在全桥模式和半桥模式之间交替工作。
例如，如果Vin＝150V，那么LLC AC-DC整流器的输出可以在以下工作条件下保持：
增益_LLC_FB＝0.45             (24.1)
增益_LLC_HB＝0.21             (24.2)
N_half_FB＝2和N_half_HB＝2          (24.3)
其中，N_half_FB＝2表示LLC AC-DC整流器在全桥模式下运行两个交流工频半周期。N_half_HB＝2表示LLC AC-DC整流器在半桥模式下工作两个交流工频半周期。还要注意的是，Gain_LLC_FB＝0.45和Gain_LLC_HB＝0.21在设计增益范围内。
对于140V和190V之间的其他输入AC电压，可以首先使用查找表确定N_half_FB和N_half_HB，然后可以使用反馈电路确定Gain_LLC_HB和Gain_LLC_FB的所需增益值，如上所述。
使用上述控制策略，已经证明在增益变化范围为±18％的情况下，LLC AC-DC整流器在输入电压从100V变化到240V时，可以将输出电压保持在50V，或者变化范围为2.4:1，或170V±41％。
需要注意的是，增益变化范围为±18％的LLC转换器将具有比增益范围为±41％的LLC变换器更好的性能。因此，可以证明了亚倍频调制的好处。
5.2输出电压和输入电压同时宽范围变化
对于第5.1中介绍的LLC AC-DC整流器，如果输出电压需要调节在40V和60V之间的任何值，且增益范围接近±10％，则LLC AC-DC整流器的增益可以设计如下：
步骤5.21：为了在输入电压为Vac＝100V时实现Vo＝60V，LLC AC-DC整流器在全桥模式下工作的最大增益可能为：
Gain_LLC_FB_max＝60V/100V＝0.6         (25.1)
Gain_LLC_FB_nom＝0.6/(1+0.1)＝0.55      (25.2)
Gain_LLC_FB_min＝0.55*(1–0.1)＝0.5      (25.3)
Gain_LLC_FB＝0.55±10％               (25.4)
半桥工作的增益范围为：
Gain_LLC_HB_max＝0.3             (26.1)
Gain_LLC_HB_nom＝0.275               (26.2)
Gain_LLC_HB_min＝0.25            (26.3)
Gain_LLC_HB＝0.275±10％             (26.4)
下表提供了实现上述设计要求的控制策略示例。
表5.21：需要的输出电压为Vo＝50V
Figure BDA0003910753110000231
Figure BDA0003910753110000241
表5.22：需要的输出电压为Vo＝40V
Figure BDA0003910753110000242
表5.23：需要的输出电压为Vo＝60V
Figure BDA0003910753110000243
因此，采用亚倍频调制控制，在全桥，半桥和零增益三个模态进行切换，当输入电压从100V变化到240V时，输出电压可以在40V到60V之间任意调节，而所需的LLC AC-DC整流器的增益变化为±10％。
一般来说，当输入电压从Vin_min到Vin_max的变化范围很宽时，如果需要LLC AC-DC整流器产生从Vo_avg_min到Vo_avg_max的输出电压，则建议遵循以下准则：
准则5.1：当输入电压接近Vin_min且所需输出电压接近Vo_avg_max时，可以使用全桥模式工作。输出电压由全桥LLC转换器的开关频率控制。
准则5.2：当输入电压接近Vin_max且所需输出电压接近Vo_avg_min时，可以使用半桥模式工作。输出电压由半桥LLC转换器的开关频率控制。如果通过半桥模式工作无法将输出电压调节到Vo_avg_min，则可以使用亚倍频调制(半桥模式和零增益模式的组合)将输出电压调节到Vo_avg_min。
准则5.3：当输入电压接近Vin_max且所需输出电压接近Vo_avg_max时，可以交替使用全桥模式和半桥模式工作。输出电压由全桥工作的开关频率、半桥工作的开关频率以及转换器工作在半桥模式与全桥模式时的时间间隔比N_LLC_FB/N_LLC_HB来决定。
准则5.4：当输入电压接近Vin_min且所需输出电压接近Vo_avg_min时，可以交替使用全桥模式和半桥模式工作。输出电压由全桥工作的开关频率、半桥工作的开关频率以及转换器工作在半桥模式与全桥模式时的时间间隔比N_LLC_FB/N_LLC_HB来决定。
准则5.5：对于其他输入电压值和其他所需输出电压值，可以进行更详细的分析以找到N_LLC_FB、N_LLC_HB、Gain_LLC_FB和Gain_LLC_HB的最佳值。
准则5.6：N_LLC_FB和N_LLC_HB可以通过例如基于输入电压Vin、输出电压Vo_avg、Gain_LLC_FB、Gain_LLC_HB的查找表来获得。Vin可以从输入测量得出，Vo_avg可以从系统中获取，Gain_LLC_FB和Gain_LLC_HB在设计完成后是已知的。
准则5.7：闭环控制电路可用于改变LLCAC-DC整流器的开关频率，从而获得所需的输出电压Vo_avg。
图22是根据一个实施例的控制器的框图，该控制器可以在宽输入电压变化范围内为LLC AC-DC整流器实现以实现上述控制策略。
输入交流电压Vac、输出电压Vo和输出参考电压Vref被馈送到模态选择模块2210。基于Vac、Vref和Vo，并使用上述描述方法，模式选择模块确定应选择五种可能的工作模式中的哪一种：(1)半桥模式，(2)全桥工作(也称为单工作模式)，和(3)半桥+全桥(HB+FB)、(4)半桥+零增益(HB+ZG)或(5)全桥+零增益(FB+ZG)(也称为双模式工作)。当模式被选定时(图22中的2220)，相应的模式控制信号(虚线)被发送到控制器的门极驱动器块2230，为转换器开关生成门极驱动信号G1到G4以实现该模式工作。在图22中，门极驱动器块的五种模式分别显示为控制器1到控制器5，然而，应当理解，在实际实现中，只有一个控制器接收对应的模式控制信号。
选择半桥模式工作时，控制器1根据输出电压和参考电压确定开关频率，以便将输出电压Vo调节到参考电压VREF。可以一直监控输入电压。控制器为LLC AC-DC整流器的开关(MOSFET)生成四个门极驱动信号(例如，如图21A所示)。Fs_HB是LLC转换器在半桥模式下工作时的开关频率。
选择全桥模式工作时，控制器2根据输出电压和参考电压确定开关频率，以便将输出电压Vo调节到参考电压VREF。可以一直监控输入电压。控制器为LLC AC-DC整流器的MOSFET生成门极驱动信号，如图21A所示。Fs_FB是LLC转换器在全桥模式下工作时的开关频率。
选择半桥和全桥模式组合工作时(亚倍频调制)，控制器3将根据输出电压和参考电压确定N_HB、N_FB、Fs_FB和Fs_HB，从而使输出电压Vo被调节到参考电压Vref。可以一直监控输入电压。控制器3为LLCAC-DC整流器的MOSFET生成门极驱动信号，如图21A所示。N_HB是LLC转换器在半桥模式下工作时的交流工频半周期数。N_FB是LLC转换器在全桥模式下工作时的交流工频半周期数。
选择半桥和零增益模式组合工作时(亚倍频调制)，控制器4根据输出电压和参考电压确定N_HB、N_ZG和Fs_HB，从而使输出电压Vo被调节到参考电压Vref。可以一直监控输入电压。控制器4为LLC AC-DC整流器的MOSFET生成四个门极驱动信号，如图21A所示。N_ZG是LLC转换器在零增益模式下工作时的交流工频半周期数，这是通过让所有四个开关(例如，如图21A中所示的Q1、Q2、Q3和Q4)都关断来实现的。
当选择全桥和零增益模式组合工作时(亚倍频调制)，控制器5根据输出电压和参考电压确定N_FB、N_ZG和Fs_FB，从而使输出电压Vo被调节到参考电压Vref。可以一直监控输入电压。控制器5为LLCAC-DC整流器的MOSFET生成四个门极驱动信号，如图21A所示。需要注意的是，在大多数情况下，半桥和零增益模式工作的组合优于全桥和零增益模式工作的组合，因为输出电压低于半桥工作模式在这种情况下是必需的。
在一个实施例中，对于双模式工作(亚倍频调制工作)，可以基于Vac、Vref和Vo通过查表来选择N_FB、N_HB和N_ZG。实际输出电压Vo可通过反馈回路由开关频率Fs_FB和Fs_HB调节。
当输入电压和输出电压发生变化时，模式选择模块会将一种工作模式更改为另一种工作模式。模式改变可以在输入交流电压的过零点进行。
应当理解的是，图22中所示的控制图也可以用于基于其他电路拓扑的任何AC-DC整流器。
6LLC转换器的内线频率调制
亚倍频调制方式会产生频率低于倍工频频率的低频纹波，如在50Hz工频交流系统的情况下为25Hz。使用本节中描述的内线频率调制，可以降低输出电压，同时将低频纹波保持在倍工频频率。
图23显示了LLC转换器在传统控制下的波形。图中，x轴为度数，从0度到359度，代表一个完整的交流线路周期。显示了整流后的输入电压(顶部)、电流(中间)和输入功率(底部)波形。使用常规控制，LLC转换器从0度到180度运行，如图23所示。使用波形中使用的参数，平均输入功率为P51＝220W。
根据内线频率调制，LLC转换器在比半周期短的时间间隔内工作(即开启)。LLC转换器在半周期的剩余时间内停止运行(或关闭)。
图24显示了一个完整的线周期内线频率调制的波形示例。显示了整流后的输入电压(顶部)、电流(中间)和输入功率(底部)波形。参考图24，在前半个交流工频周期：
·LLC转换器在0度和49度之间停止运行。
·LLC转换器在131度和179度之间停止运行。
·LLC转换器在50度和130度之间工作。
在下半个交流工频周期：
·LLC转换器在180度(0+180)和229度(49+180)之间停止运行
·LLC转换器在311度(131+180)和359度(179+180)之间停止运行
·LLC转换器在230度(50+180)和310度(130+180)之间工作
当LLC转换器运行时，它可以在全桥或半桥模式下运行。在图24所示的示例中，平均输入功率为P52＝168W。由于P52低于P51，因此图24情况下的输出电压低于图23情况下的输出电压。这可以表示如下：
假设负载电流在Io处相同，并且忽略损耗。然后，Pin＝Pout＝Vo*Io。所以，
V51＝P51/Io和V52＝P52/Io
由于P52<P51，则V52<V51。因此，通过内线频率调制，可以降低输出电压。
需要注意的是，LLC AC-DC整流器的开启工作不需要对称于90度点(交流电压的峰值)。例如，它可以不对称到90度点，例如可以在50度到110度之间，或在70度到140度之间运行。
图25显示了当LLC转换器在0度到60度之间运行(打开)并且在61度和179度之间不运行(关闭)时，实现内线频率调制的另一个示例.使用图中使用的参数，平均输入功率约为P53＝44W。输出电压(V53)会低于上述两种情况。
在上述分析中，当LLC转换器开启(运行中)时，输入电流被控制为跟随输入电压波形。它是正弦波形的一部分。当LLC转换器关闭(未运行)时，输入电流为零。
由输入功率决定的输出电压可以通过LLC转换器开启的持续时间来控制。例如，在图26中，LLC转换器在60度到120度之间开启时，输入功率为P55＝136W，小于LLC转换器在50度到130度之间开启时的P52＝168W。
需要注意的是，当LLC转换器开启时，输入电流可以控制为任何波形。图27显示了当LLC转换器开启时输入电流被控制为恒定值时的内线频率调制的示例。在这种情况下，平均输入功率为P54＝129W。
由输入功率决定的输出电压也可以由LLC转换器开启时的峰值电流控制。例如，图28显示了当峰值电流被控制为1A(图24所示情况从1.4A降低)时的波形，输入功率为P56＝119W。
在某些应用中，可能更希望在瞬时输入电压较高时打开LLC转换器，例如在大约90度区域。
图29示出了实现内线频率调制的控制电路的实施例。电压误差放大器使用输出电压Vo、参考电压Vref和整流AC电压Vrec作为输入，并产生参考电流Iref作为电流回路的输入。电流误差放大器通过改变开关频率Fs迫使整流后的输入电流Irec等于参考电流Iref。门极驱动器和逻辑电路为LLC转换器中的四个初级开关产生门极驱动信号。需要检测交流输入电压的过零点。Theta_start是LLC转换器开始运行时的起始角度。Theta_stop是LLC转换器停止运行(关闭)时的停止角度。Theta_stop和Theta_start之间的差异是LLC转换器的导通角(代表导通时间)。通过改变导通角，可以改变输出电压。在一个实施例中，Theta_start和Theta_stop的值可以是预先确定的，这简化了控制逻辑。
需要注意的是，内线频率调制方法也可以应用于其他AC-DC转换器拓扑结构，例如Boost转换器、隔离Boost转换器以及LCC谐振转换器。还需要注意的是，当Boost转换器在AC-DC整流器上工作时，输出电压高于峰值AC线电压。因此，Boost MOSFET管关断时，升压二极管将反向偏置，没有能量从交流侧传递到输出直流侧。Boost转换器和LLC转换器之间的细微差别是Boost电感器的电感值远大于LLC转换器中的谐振电感器。在开启工作和关闭工作之间的转换过程中，存储在升压电感中的能量将传输到输出直流侧。
综上所述：内线频率控制的AC-DC整流器的输出电压可以通过以下方式调节：
·整流器输入电流的峰值电流，或等效为整流器开启时的输入功率。
·交流工频半周期内整流器的导通角。
·整流器开启时相对于交流工频半周期的位置，如过零点附近(0度到60度)或交流电压峰值附近(90度左右)。
需要说明的是，在本发明实施例中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (25)

1.一种用于AC-DC转换器的控制器，其特征在于，包括将AC输入电压转换为DC输出电压的整流电路，控制器包括：
根据两种或多种工作模式控制整流电路的控制逻辑；
其中，所述两种或更多种工作模式中的每种工作模式确定所述整流电路的增益；
所述控制器基于交流输入电压值和所需直流输出电压值中的至少一个从两种或更多种运行模式中选择一种运行模式；
所述AC-DC转换器提供具有功率因数校正的宽范围DC输出电压。
2.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述工作模式包括高增益模式、低增益模式和零增益模式。
3.如权利要求2所述的控制器，其特征在于，所述高增益模式、低增益模式和零增益模式由所述控制器控制交替实施。
4.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，控制器控制整流电路在第一和第二模式下工作；
其中，整流电路在第一模式下工作用于交流输入电压的交流工频半周期的第一整数值，整流电路在第二模式下工作用于交流输入电压的交流工频半周期的第二整数值。
5.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述直流输出电压包括纹波频率低于交流线路频率的纹波电压。
6.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述整流电路采用LLC转换器；
其中，
控制器按全桥工作模式、半桥工作模式和非工作模式控制整流电路；
整流电路在交流输入电压的交流工频半周期的第一整数值期间工作于全桥工作模式；
整流电路在交流输入线电压的交流工频半周期的第二整数值期间工作于半桥工作模式；
整流电路在交流输入电压的交流工频半周期的第三整数值期间处于非工作模式。
7.如权利要求6所述的控制器，其特征在于，所述AC-DC转换器的直流输出电压包括低频纹波电压；
其中，低频纹波电压的频率与交流输入线电压的频率相关。
8.如权利要求6所述的控制器，其特征在于，
当输入交流电压处于低电压范围时，整流电路工作于全桥模式；
当输入交流电压处于高电压范围时，整流电路工作于半桥模式；
当输入交流电压处于低电压范围时，通过改变全桥模式下整流电路的增益，将输出直流电压调节到所需的直流值；
当输入交流电压处于高电压范围时，通过改变半桥模式下整流电路的增益，将输出直流电压调节到所需的直流值。
9.如权利要求8所述的控制器，其特征在于，当输入AC电压在低范围和高范围之间时，通过在全桥模式和半桥模式之间交替工作，整流电路将输出DC电压调节到所需值。
10.如权利要求6所述的控制器，其特征在于，所述整流电路在所述交流输入电压的交流工频半周期的一个整数值期间以全桥模式工作，并且在所述交流输入电压的交流工频半周期的另一整数值期间内停止工作。
11.如权利要求6所述的控制器，其特征在于，当整流电路在全桥模式下工作时，通过改变所述整流电路的增益，将所述输出DC电压调节到所需值。
12.如权利要求6所述的控制器，其特征在于，通过改变所述第一整数值和所述第二整数值的比率，将所述输出DC电压调节到所需值。
13.如权利要求6所述的控制器，其特征在于，通过改变整流电路的增益和改变第一和第二整数值的比率的组合，将输出DC电压调节到所需值。
14.如权利要求6所述的控制器，其特征在于，所述整流电路在所述AC输入电压的交流工频半周期的第一整数值期间以半桥模式工作，并且在所述AC输入电压的交流工频半周期的第二整数值期间停止工作。
15.如权利要求6所述的控制器，其特征在于，通过改变在半桥工作模式下整流电路的增益，将输出DC电压调节到所需值。
16.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述控制器控制所述整流电路，使得所述整流电路在所述AC输入电压交流工频半周期内的第一部分运行，所述整流电路在所述AC输入电压交流工频周期的第二部分不运行。
17.如权利要求16所述的控制器，其特征在于，当瞬时交流输入电压处于峰值或在其峰值±45度范围内时，整流电路工作，而当瞬时交流输入电压处于过零点或在与过零点相差±30度时，整流电路不工作。
18.如权利要求16所述的控制器，其特征在于，通过在所述整流电路工作的时间间隔期间控制所述整流电路的AC输入功率来调节所述输出DC电压。
19.如权利要求16所述的控制器，其特征在于，通过控制所述整流电路工作时的时间间隔的持续时间来调节所述输出DC电压。
20.如权利要求16所述的控制器，其特征在于，在交流工频半周期内，整流电路在交流输入电压半周期的第一部分期间运行，在交流工频半周期内的另一部分时整流电路不运行。
21.一种AC-DC转换器，其特征在于，包括如权利要求1所述的控制器。
22.如权利要求21所述的AC-DC转换器，其特征在于，所述AC-DC转换器为Boost转换器、隔离Boost转换器、PWM转换器、LLC谐振转换器和LCC谐振转换器中的任意一种。
23.一种AC-DC转换器，其特征在于，包括如权利要求6所述的控制器。
24.一种AC-DC转换器，其特征在于，包括如权利要求16所述的控制器。
25.如权利要求24所述的AC-DC转换器，其特征在于，所述AC-DC转换器为Boost转换器、隔离Boost转换器、PWM转换器、LLC谐振转换器和LCC谐振转换器中的任意一种。
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