CN116073767A - 一种差分低噪声放大器及通信设备 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种差分低噪声放大器及通信设备，其中放大器包括电路结构对称的同相侧和反相侧，同相侧包括：差分输入级，包括第一变压器、第一晶体管、第二变压器和第二晶体管；第一变压器用于对第一晶体管进行跨导增强；第二变压器包括第一电感和第二电感，第一电感的正端连接第一晶体管的漏极，第一电感的负端均连接反相侧和第二晶体管的源极，第二电感的正端连接第二晶体管的栅极，第二电感的负端连接反相侧；差分输出级，用于对放大的信号进行输出匹配。本发明采用一种电流复用的共源‑共源放大器结构，使得第一晶体管和第二晶体管能够在同一条通路上复用直流功耗，有效降低了直流功耗。本发明可广泛应用于毫米波通信技术领域。

Description

一种差分低噪声放大器及通信设备
技术领域
本发明涉及毫米波通信技术领域，尤其涉及一种差分低噪声放大器及通信设备。
背景技术
随着无线通信技术的高速发展，蓝牙、GPS、UWB等通信收发机已取得长足的发展，同时也不可避免的造成频谱资源日益紧缺，6GHz以下的频段已相当拥挤。物联网时代来临也促使着人们对更高数据速率的需求不断增加。紧张的频谱资源以及高速、低时延、大带宽的需求下促使无线通信技术朝着毫米波（mmW）频段发展。相控阵系统也是作为5G毫米波通信系统主要的研究方向。为了实现低功耗、小面积和低成本大规模系统集成，小型化高性能毫米波前端电路设计面临着巨大的挑战。
差分低噪声放大器也因具有抑制共模噪声、对基板噪声、电源噪声和焊线电感变化不敏感的优点，被广泛的应用于毫米波相控阵系统中。此外，差分低噪声放大器的差分输出信号可以直接连接到双平衡混频器的差分输入端。而目前差分放大器设计中，无源电路基本为分离设计，存在面积、功耗、增益和噪声等之间的折衷，为了得到良好得噪声和增益性能，往往牺牲了面积和功耗。
总的来说，现有的差分低噪声放大器尚存有以下问题：（1）差分低噪声放大器采用的电感和变压器分离的设计方法，仍然存在各样的问题，难以实现面积、功耗、增益和噪声等之间的折衷；（2）目前存在的减小面积的技术手段仅应用于单端电路和收发系统设计，并且电路面积减少受限，未能将电路面积效率最大化。
发明内容
为至少一定程度上解决现有技术中存在的技术问题之一，本发明的目的在于提供一种差分低噪声放大器及通信设备。
根据本发明的第一方面实施例的一种差分低噪声放大器，包括电路结构对称的同相侧和反相侧，所述同相侧包括：
差分输入级，包括第一变压器、第一晶体管、第二变压器和第二晶体管；所述第一变压器用于对所述第一晶体管进行跨导增强；所述第二变压器包括第一电感和第二电感，所述第一电感的正端连接所述第一晶体管的漏极，所述第一电感的负端均连接所述反相侧和所述第二晶体管的源极，所述第二电感的正端连接所述第二晶体管的栅极，所述第二电感的负端连接所述反相侧；其中，输入信号经过所述第一晶体管和所述第二晶体管放大后，从所述第二晶体管的漏极输出；
差分输出级，用于对放大的信号进行输出匹配。
根据本发明的一种差分低噪声放大器，至少具有如下有益效果：本发明采用一种电流复用的共源-共源放大器结构，使得第一晶体管和第二晶体管能够在同一条通路上复用直流功耗，从而在低的直流功耗的情况实现高增益性能；实现了两级共源极直流电流复用，保证增益性能的同时，减小了直流功耗。在直流上，第三电感和第四电感相对于导线，电流直接从第二晶体管的源极流向第一晶体管的漏极，实现第一晶体管和第二晶体管的直流复用；而在交流上，交流信号经过第一晶体管放大后，从漏极输出至第二晶体管的栅极，实现了两级共源放大；从而降低了直流功耗，提高了放大器增益。另外，通过第一变压器对第一晶体管进行跨导增强，能够极大地增大第一晶体管的增益，提升了电路增益和噪声性能。
根据本发明的一些实施例，所述第一变压器包括第三电感和第四电感，所述第三电感的正端连接所述第一晶体管的栅极，所述第三电感的负端连接所述反相侧，所述第四电感的负端连接所述第一晶体管的源极，所述第四电感的正端接地。
第三电感和第四电感构成并联-串联的变压器，第三电感与第一晶体管的栅极并联，第四电感串联在第一晶体管的源极上，实现对第一级共源放大器的跨导增强，提升电路增益和噪声性能。
根据本发明的一些实施例，所述第一变压器包括第三电感和第四电感，所述第三电感的正端连接所述第一晶体管的栅极，所述第三电感的负端连接所述差分输入级的输入端，所述第四电感的负端连接所述第一晶体管的源极，所述第四电感的正端接地。
第三电感和第四电感构成串联-串联的变压器，第三电感与第一晶体管的栅极串联，第四电感串联在第一晶体管的源极上，实现对第一级共源放大器的跨导增强，提升电路增益和噪声性能。
根据本发明的一些实施例，所述差分输入级还包括第一电容，所述第一电容的一端连接所述同相侧的第二晶体管的漏极，所述第一电容的另一端连接所述反相侧的第二晶体管的栅极。
该第一电容作为中和电容，分别连接在同相侧的第二晶体管的漏极，以及反相侧的第二晶体管的栅极上，有效的消除第二晶体管的寄生电容，从而提升放大器高频增益性能，并合理设计中和电容的值，使得放大器更加稳定。
根据本发明的一些实施例，所述差分输出级包括第三变压器和第二电容，所述第三变压器包括第五电感和第六电感；
所述第五电感的正端连接所述第二晶体管的漏极，所述第五电感的负端连接电源Vdd，所述第六电感的正端作为所述差分输出级的输出端，所述第六电感的负端连接所述反相侧；所述第二电容的一端连接所述第六电感的正端，所述第二电容的另一端连接所述反相侧。
第五电感和第六电感构成第三变压器，该第三变压器与第二电容形成了输出匹配网络，实现了良好的输出匹配。
根据本发明的一些实施例，所述第一变压器采用8字形变压器方式进行设计，所述第二变压器采用环形变压器的方式进行设计，将所述第一变压器和所述第二变压器通过上下叠层的方式进行设计。
第一变压器采用8字形变压器设计，根据电流流向，第一变压器为反向耦合，在8字形的区域Ⅰ和区域Ⅱ中有着相反等量的磁通量。第二变压器采用环形的变压器设计，根据电流流向，初级线圈电流方向为顺时针，次级线圈电流方向为逆时间，形成该变压器为反向耦合。再将第一变压器和第二变压器通过上下叠层设计，由于8字形变压器区域Ⅰ和区域Ⅱ拥有相反等量的磁通量，因此第一变压器产生的电流与第二变压器的电流可以相互抵消，消除两个变压器之间的相互影响，从而实现了增益增强去耦双变压器。另外，采用上下融合叠层的方式，能够大大地减小了芯片的面积。
根据本发明的一些实施例，所述第一变压器采用环形变压器的方式进行设计，所述第二变压器采用8字形变压器方式进行设计，将所述第一变压器和所述第二变压器通过上下叠层的方式进行设计。
第二变压器采用8字形变压器设计，根据电流流向，第二变压器为反向耦合，在8字形的区域Ⅰ和区域Ⅱ中有着相反等量的磁通量。第一变压器采用环形的变压器设计，根据电流流向，初级线圈电流方向为顺时针，次级线圈电流方向为逆时间，形成该变压器为反向耦合。再将第一变压器和第二变压器通过上下叠层设计，由于8字形变压器区域Ⅰ和区域Ⅱ拥有相反等量的磁通量，因此第一变压器产生的电流与第二变压器的电流可以相互抵消，消除两个变压器之间的相互影响，从而实现了增益增强去耦双变压器。另外，采用上下融合叠层的方式，能够大大地减小了芯片的面积。
根据本发明的一些实施例，所述第二变压器采用8字形变压器方式进行设计，所述第三变压器采用环形变压器的方式进行设计，将所述第二变压器和所述第三变压器通过上下叠层的方式进行设计。
第二变压器采用8字形变压器设计，根据电流流向，第二变压器为反向耦合，在8字形的区域Ⅰ和区域Ⅱ中有着相反等量的磁通量。第三变压器采用环形的变压器设计，根据电流流向，初级线圈电流方向为顺时针，次级线圈电流方向为逆时间，形成该变压器为反向耦合。再将第二变压器和第三变压器通过上下叠层设计，由于8字形变压器区域Ⅰ和区域Ⅱ拥有相反等量的磁通量，因此第二变压器产生的电流与第三变压器的电流可以相互抵消，消除两个变压器之间的相互影响，从而实现了增益增强去耦双变压器。另外，采用上下融合叠层的方式，能够大大地减小了芯片的面积。
根据本发明的一些实施例，所述第二变压器采用环形变压器的方式进行设计，所述第三变压器采用8字形变压器方式进行设计，将所述第二变压器和所述第三变压器通过上下叠层的方式进行设计。
第三变压器采用8字形变压器设计，根据电流流向，第三变压器为反向耦合，在8字形的区域Ⅰ和区域Ⅱ中有着相反等量的磁通量。第二变压器采用环形的变压器设计，根据电流流向，初级线圈电流方向为顺时针，次级线圈电流方向为逆时间，形成该变压器为反向耦合。再将第二变压器和第三变压器通过上下叠层设计，由于8字形变压器区域Ⅰ和区域Ⅱ拥有相反等量的磁通量，因此第二变压器产生的电流与第三变压器的电流可以相互抵消，消除两个变压器之间的相互影响，从而实现了增益增强去耦双变压器。另外，采用上下融合叠层的方式，能够大大地减小了芯片的面积。
根据本发明的第二方面实施例的一种通信设备，包括如上所述的一种差分低噪声放大器。
根据本发明的一种通信设备，至少具有如下有益效果：通信设备通过天线在接收到输入信号后，通过该差分低噪声放大器对信号进行放大。其中该放大器采用一种电流复用的共源-共源放大器结构，使得第一晶体管和第二晶体管能够在同一条通路上复用直流功耗，从而在低的直流功耗的情况实现高增益性能；实现了两级共源极直流电流复用，保证增益性能的同时，减小了直流功耗。在直流上，第三电感和第四电感相对于导线，电流直接从第二晶体管的源极流向第一晶体管的漏极，实现第一晶体管和第二晶体管的直流复用；而在交流上，交流信号经过第一晶体管放大后，从漏极输出至第二晶体管的栅极，实现了两级共源放大；从而降低了直流功耗，提高了放大器增益。另外，通过第一变压器对第一晶体管进行跨导增强，能够极大地增大第一晶体管的增益，提升了电路增益和噪声性能。
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或者现有技术中的技术方案，下面对本发明实施例或者现有技术中的相关技术方案附图作以下介绍，应当理解的是，下面介绍中的附图仅仅为了方便清晰表述本发明的技术方案中的部分实施例，对于本领域的技术人员而言，在无需付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获取到其他附图。
图1是本发明实施例中一种差分低噪声放大器的第一种实现电路图；
图2是本发明实施例中增益增强去耦双变压器结构示意图；
图3是本发明实施例中增益增强去耦双变压器T1\T2分离平面电流分布示意图；
图4是本发明实施例中第二变压器T2增益增强性能仿真图；
图5是本发明实施例中去耦合变压器电感线圈之间的耦合系数仿真结果图
图6是本发明实施例中一种差分低噪声放大器的S参数仿真结果示意图；
图7是本发明实施例中一种差分低噪声放大器的噪声系数仿真结果示意图；
图8是本发明实施例中一种差分低噪声放大器的稳定系数仿真结果示意图；
图9是本发明实施例中一种差分低噪声放大器的第二种实现电路图；
图10是本发明实施例中一种差分低噪声放大器的第三种实现电路图；
图11是本发明实施例中一种差分低噪声放大器的第四种实现电路图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。对于以下实施例中的步骤编号，其仅为了便于阐述说明而设置，对步骤之间的顺序不做任何限定，实施例中的各步骤的执行顺序均可根据本领域技术人员的理解来进行适应性调整。
在本发明的描述中，需要理解的是，涉及到方位描述，例如上、下、前、后、左、右等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，若干的含义是一个或者多个，多个的含义是两个以上，大于、小于、超过等理解为不包括本数，以上、以下、以内等理解为包括本数。如果有描述到第一、第二只是用于区分技术特征为目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量或者隐含指明所指示的技术特征的先后关系。
本发明的描述中，除非另有明确的限定，设置、安装、连接等词语应做广义理解，所属技术领域技术人员可以结合技术方案的具体内容合理确定上述词语在本发明中的具体含义。
实施例一
如图1所示，本实施例提供一种差分低噪声放大器包括电路结构对称的同相侧和反相侧，同相侧包括差分输入级和差分输出级。
差分输入级包括第一变压器、第一晶体管M11、第二变压器和第二晶体管M21；第一变压器用于对第一晶体管M11进行跨导增强；第一变压器包括第三电感Lg11和第四电感Ls11，第三电感Lg11的正端连接第一晶体管M11的栅极，第三电感Lg11的负端连接反相侧，第四电感Ls11的负端连接第一晶体管M11的源极，第四电感Ls11的正端接地。第二变压器包括第一电感Ld11和第二电感Lg21，第一电感Ld11的正端连接第一晶体管M11的漏极，第一电感Ld11的负端均连接反相侧和第二晶体管M21的源极，第二电感Lg21的正端连接第二晶体管M21的栅极，第二电感Lg21的负端连接反相侧；其中，输入信号经过第一晶体管M11和第二晶体管M21放大后，从第二晶体管M21的漏极输出。
差分输出级包括第三变压器和第二电容Co，第三变压器包括第五电感Ld21和第六电感Lo1；第五电感Ld21的正端连接第二晶体管M21的漏极，第五电感Ld21的负端连接电源Vdd，第六电感Lo1的正端作为差分输出级的输出端，第六电感Lo1的负端连接反相侧；第二电容Co的一端连接第六电感Lo1的正端，第二电容Co的另一端连接反相侧。
本实施例的放大器为差分对称结构，即同相侧和反相侧中的电路结构相同，以下采用最后一个标号来区分同相侧和反相侧中的元器件，同相侧的数字标号为1，反相侧的数字标号为2，比如：同相侧的第一晶体管为M11，反相侧的第一晶体管为M12；同相侧的第一电感为Lg11，反相侧的第一电感为Lg12。
上述放大器的工作原理如下：基于电流复用的共源-共源放大器结构，使得第一晶体管M11(M12)和第二晶体管M21(M22)能够在同一条通路上复用直流功耗，从而在低的直流功耗的情况实现高增益性能。电源Vdd提供差分低噪声放大器所需要的电压，直流从Vdd开始，流经第五电感Ld21(Ld22)和第二晶体管M21(M22)，最终汇集于第二晶体管M21和第二晶体管M22的源极，通过Id流向第一电感Ld11(Ld12)、第一晶体管M11(M12)和第四电感Ls11。由于是差分低噪声放大器，参见图1，电路A、B、C、D点均成为了天然的ac虚地点。最终实现第一晶体管M11(M12)和第二晶体管M21(M22)直流复用，交流小信号为两级共源放大。从而降低了直流功耗，提高了放大器增益。
作为一种可选的实施方式，参见图1，输入共源级由第三电感Lg11、第三电感Lg12、第四电感Ls11、第四电感Ls12、第一晶体管M11和第一晶体管M12构成，为了进一步增强电路的增益和提升噪声性能。差分输入级采用了由第三电感Lg11、第三电感Lg12、第四电感Ls11、第四电感Ls12构成并联-串联的差分变压器T1实现了输入级共源放大器的跨导增强，提升电路增益和噪声性能。其次输出共源极由第一电感Ld11、第一电感Ld12、第二电感Lg21、第二电感Lg22、第二晶体管M21和第二晶体管M22构成，其中第一电感Ld11、第一电感Ld12、第二电感Lg21、第二电感Lg22构成的差分变压器T2实现了输出级共源放大器的增益增强，进一步提升了电路的增益性能，增益跨导增强性能仿真结果如图4所示。
作为可选的实施方式，为了使得差分放大器稳定，本实施例采用了第一电容CC21和第一电容CC22与晶体管M21和晶体管M22相连接，中和电容可以有效的消除晶体管M21和晶体管M22的寄生电容，从而提升放大器高频增益性能，并合理设计中和电容的值，使得放大器稳定。
第五电感Ld21、第五电感Ld22、第六电感Lo1、第六电感Lo2作为输出级的输出变压器T3，与输出电容Co形成了输出匹配网络，实现了良好的输出匹配。
进一步作为可选的实施方式，本实施例为了减小电路面积，提出基于去耦合技术的增益增强双变压器。增益增强去耦双变压器整体版图如图2中的（a）所示。增益增强去耦双变压器接口顺序依次为①②③④⑤⑥⑦⑧⑨⑩，对应的连接方式为：①第三电感Lg11正端、第一晶体管M11栅极；②第三电感Lg12正端、第一晶体管M12栅极；③第四电感Ls11负端、第一晶体管M11源极；④第四电感Ls12负端、第一晶体管M12源极；⑤第一电感Ld11正端、第一晶体管M11漏级；⑥第一电感Ld12正端、第一晶体管M12漏级；⑦第四电感Ls11负端和第四电感Ls12负端供地端；⑧第一电感Ld11负端和第一电感Ld12负端的合路点；⑨第二电感Lg21正端、第二晶体管M21栅极；⑩第二电感Lg22正端、第二晶体管M22栅极。第一个增益增强变压器如图2中的（b）中的T1，两个8字形电感形成一个8字形变压器，变压器输入输出口均朝向同一个方向，第一个增益跨导增强变压器T1平面结构示意图如图3中的（a）所示。第二个增益增强变压器如图2中的（b）中的T2，由输入输出相对的差分变压器构成，第二个增益增强变压器T2平面结构示意图如图3中的（b）所示。将第一个增益增强变压器和第二个增益增强变压器在同一位置空间进行上下堆叠设计，占用同一个面积。整体构成了一个增益增强去耦双变压器。
差分变压器T1采用8字形变压器设计，如图3中的（a）所示，根据电流流向，该变压器为反向耦合，在区域Ⅰ和Ⅱ中有着相反等量的磁通量，同理，在区域Ⅲ和Ⅳ中也有着相反的相同等量的磁通量。差分变压器T2则采用环形的变压器设计，如图3中的（b）所示，根据电流流向，初级线圈(⑤⑥)电流方向为顺时针，次级线圈电流方向为逆时间，形成该变压器为反向耦合。差分变压器T1和T2通过上下叠层设计。由于8字形变压器区域Ⅰ(Ⅲ)和区域Ⅱ(Ⅳ)拥有相反等量的磁通量。因此T1产生的电流与变压器T2的电流可以相互抵消，消除两个变压器之间的相互影响，从而实现了增益增强去耦双变压器。大大减小了芯片的面积。电感线圈①②、电感线圈③④、电感线圈⑤⑥、电感线圈⑨⑩之间的去耦合仿真结果如图5所示，去耦合电感线圈之间的耦合系数均小于1，处于弱耦合甚至是无耦合状态。从而实现了两个变压器的重叠设计，极大的减小了电路面积。
将本实施例的差分低噪声放大器应用于5G毫米波28GHz频段的无线通信，S参数仿真结果如图6所示，3dB增益带宽为23.5～34GHz，可实现36.5%的相对带宽。S11<-10dB，S22<-5dB。5G工作频带（24.5～29.5GHz）噪声系数<4.2dB，噪声系数仿真结果如图7所示。本实施例的低噪声放大器稳定系数仿真结果如图8，稳定系数均大于1。
综上所述，本实施例的差分低噪声放大器，相对于现有技术，至少具有如下优点及有益效果：
（1）本实施例提出了一种电流复用的共源-共源放大器结构的差分低噪声放大器，实现两级共源极直流电流复用，保证增益性能的同时，减小了直流功耗。
（2）本实施例提出了基于8字变压器的增益增强去耦双变压器技术，对两级的共源放大管实现跨导增益的增强，提升了差分放大器增益，降低了噪声系数。
（3）本实施例提出了增益增强去耦双变压器技术，将由8个电感构成的两个增益增强变压器融合叠层设计成一个变压器，极大的减小了电路面积。
实施例二
如图9所示，本实施例提供一种差分低噪声放大器包括电路结构对称的同相侧和反相侧，同相侧包括差分输入级和差分输出级。其中，差分输出级可采用实施例一中差分输出级的电路结构来实现，也可采用现有的其他电路结构来实现。
其中，差分输入级包括第一变压器、第一晶体管M11、第二变压器和第二晶体管M21；第一变压器用于对第一晶体管M11进行跨导增强；第一变压器包括第三电感Lg11和第四电感Ls11，所述第三电感Lg11的正端连接所述第一晶体管M11的栅极，所述第三电感Lg11的负端连接所述差分输入级的输入端，第四电感Ls11的负端连接第一晶体管M11的源极，第四电感Ls11的正端接地。第二变压器包括第一电感Ld11和第二电感Lg21，第一电感Ld11的正端连接第一晶体管M11的漏极，第一电感Ld11的负端均连接反相侧和第二晶体管M21的源极，第二电感Lg21的正端连接第二晶体管M21的栅极，第二电感Lg21的负端连接反相侧；其中，输入信号经过第一晶体管M11和第二晶体管M21放大后，从第二晶体管M21的漏极输出。
具体电路连接为：差分信号从RFin+和RFin-输入端输入，第三电感Lg11正端与RFin+连接，第三电感Lg11负端与第一晶体管M11栅极相连，第三电感Lg12正端与输入端RFin-连接，第三电感Lg11负端与第一晶体管M12栅极相连。第三电感Lg11负端和第三电感Lg12负端相连。第一晶体管M11的源极与第四电感Ls11正端连接，第一晶体管M12的源极与第四电感Ls12正端连接。第四电感Ls11负端和第四电感Ls12负端同时接地。将第三电感Lg11和第四电感Ls11形成反向耦合，耦合系数为k1，同样将第三电感Lg12和第四电感Ls12形成反向耦合，耦合系数为k1。电感Lg11、电感Lg12、电感Ls11和电感Ls12构成为一个并联-串联的差分增益增强变压器T1。
晶体管M11漏级连接到电感Ld11的正端，晶体管M21的漏级连接到电感Ld12的正端。电感Ld11负端与电感Ld12的负端连接，并同时与晶体管M21源极和晶体管M22源极相连。晶体管M21的栅极与电感Lg21的正端相连，并连接到电容CC22的一端，CC22的另一端与晶体管M22的漏级相连，同时M22的漏级与电感Ld22的正端进行连接。同样的晶体管M22的栅极与电感Lg22的正端相连，并连接到电容CC21的一端，CC21的另一端与晶体管M21的漏级相连，同时M22的漏级与电感Ld21的正端进行连接。电感Lg21负端与电感Lg22的负端进行连接。将电感Ld11和电感Lg21形成反向耦合，耦合系数为k2，同样将电感Ld12和电感Lg22形成反向耦合，耦合系数为k2。电感Ld11、电感Ld12、电感Ld21和电感Ld22构成为一个差分的增益增强变压器T2。电感Ld21的负端与电感Ld22的负端相连，并同时接到电源Vdd。电感Ld21与电感Lo1进行同向耦合，电感Ld22与电感Lo2进行同向耦合，耦合系数均为k3，电感Lo1的负端有电感Lo2的负端相连。电感Ld21、电感Ld22、电感Lo1和电感Lo2构成为一个差分的输出变压器T3。
电感Lo1的正端与电容Co的一端相连并输出信号到输出端RFout+，同样电感Lo2的正端与电容Co的另一端相连并输出信号到输出端RFout-。
另外，如图2所示，本实施例的增益增强去耦双变压器整体版图设计与实施例一中的设计相同。
在本实施例提供一种去耦的增益增强双变压器技术的低功耗小面积的差分低噪声放大器。基于电流复用的共源-共源放大器结构，实现两级共源极直流电流复用，有效地解决了功耗问题。并采用8字变压器的去耦双变压器技术，实现电流复用的上下两个共源放大管的跨导增益同时增强。将两个增益增强变压器折叠合并，实现8个电感，两个变压器的融合，最终提升放大器的增益和噪声等性能，大大减小了芯片的面积。总的来说，本实施例的放大器能够较好地解决现有毫米波差分低噪声放大器分离的电感、变压器占用芯片，面积过大的问题，也能够较好地解决现有毫米波差分低噪声放大器的功耗、增益、噪声系数和面积之间的折衷问题。
实施例三
本实施例提供一种差分低噪声放大器包括电路结构对称的同相侧和反相侧，同相侧包括差分输入级和差分输出级。其中，差分输入级和差分输出级均可采用上述实施例一、实施例二中差分输入级和差分输出级的电路结构来实现。
实施例三与实施例一、实施例二主要的区别在于增益增强去耦双变压器整体的版图不同，在本实施例中，将差分变压器T1采用环形变压器的方式进行设计，而差分变压器T2采用8字形变压器方式进行设计，再将差分变压器T1和T2通过叠层融合设计，亦可实现大大减小芯片面积的效果。
实施例四
如图10和图11所示，本实施例提供一种差分低噪声放大器包括电路结构对称的同相侧和反相侧，同相侧包括差分输入级和差分输出级。其中，差分输入级和差分输出级均可采用上述实施例一、实施例二中差分输入级和差分输出级的电路结构来实现。
实施例四与实施例一、实施例二主要的区别在于增益增强去耦双变压器整体的版图不同，在本实施例中，将差分变压器T2采用环形变压器的方式进行设计，而差分变压器T3采用8字形变压器方式进行设计，再将差分变压器T2和T3通过叠层融合设计，亦可实现大大减小芯片面积的效果。或者，
将差分变压器T3采用环形变压器的方式进行设计，而差分变压器T2采用8字形变压器方式进行设计，再将差分变压器T2和T3通过叠层融合设计，亦可实现大大减小芯片面积的效果。
在本说明书的上述描述中，参考术语“一个实施方式/实施例”、“另一实施方式/实施例”或“某些实施方式/实施例”等的描述意指结合实施方式或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施方式或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施方式或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施方式或示例中以合适的方式结合。
尽管已经示出和描述了本发明的实施方式，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施方式进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。
以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但本发明并不限于上述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可做作出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。

Claims (10)

1.一种差分低噪声放大器，其特征在于，包括电路结构对称的同相侧和反相侧，所述同相侧包括：
差分输入级，包括第一变压器、第一晶体管、第二变压器和第二晶体管；所述第一变压器用于对所述第一晶体管进行跨导增强；所述第二变压器包括第一电感和第二电感，所述第一电感的正端连接所述第一晶体管的漏极，所述第一电感的负端均连接所述反相侧和所述第二晶体管的源极，所述第二电感的正端连接所述第二晶体管的栅极，所述第二电感的负端连接所述反相侧；其中，输入信号经过所述第一晶体管和所述第二晶体管放大后，从所述第二晶体管的漏极输出；
差分输出级，用于对放大的信号进行输出匹配。
2.根据权利要求1所述的一种差分低噪声放大器，其特征在于，所述第一变压器包括第三电感和第四电感，所述第三电感的正端连接所述第一晶体管的栅极，所述第三电感的负端连接所述反相侧，所述第四电感的负端连接所述第一晶体管的源极，所述第四电感的正端接地。
3.根据权利要求1所述的一种差分低噪声放大器，其特征在于，所述第一变压器包括第三电感和第四电感，所述第三电感的正端连接所述第一晶体管的栅极，所述第三电感的负端连接所述差分输入级的输入端，所述第四电感的负端连接所述第一晶体管的源极，所述第四电感的正端接地。
4.根据权利要求1所述的一种差分低噪声放大器，其特征在于，所述差分输入级还包括第一电容，所述第一电容的一端连接所述同相侧的第二晶体管的漏极，所述第一电容的另一端连接所述反相侧的第二晶体管的栅极。
5.根据权利要求1-4任一项所述的一种差分低噪声放大器，其特征在于，所述差分输出级包括第三变压器和第二电容，所述第三变压器包括第五电感和第六电感；
所述第五电感的正端连接所述第二晶体管的漏极，所述第五电感的负端连接电源Vdd，所述第六电感的正端作为所述差分输出级的输出端，所述第六电感的负端连接所述反相侧；所述第二电容的一端连接所述第六电感的正端，所述第二电容的另一端连接所述反相侧。
6.根据权利要求1-4任一项所述的一种差分低噪声放大器，其特征在于，所述第一变压器采用8字形变压器方式进行设计，所述第二变压器采用环形变压器的方式进行设计，将所述第一变压器和所述第二变压器通过上下叠层的方式进行设计。
7.根据权利要求1-4任一项所述的一种差分低噪声放大器，其特征在于，所述第一变压器采用环形变压器的方式进行设计，所述第二变压器采用8字形变压器方式进行设计，将所述第一变压器和所述第二变压器通过上下叠层的方式进行设计。
8.根据权利要求5所述的一种差分低噪声放大器，其特征在于，所述第二变压器采用8字形变压器方式进行设计，所述第三变压器采用环形变压器的方式进行设计，将所述第二变压器和所述第三变压器通过上下叠层的方式进行设计。
9.根据权利要求5所述的一种差分低噪声放大器，其特征在于，所述第二变压器采用环形变压器的方式进行设计，所述第三变压器采用8字形变压器方式进行设计，将所述第二变压器和所述第三变压器通过上下叠层的方式进行设计。
10.一种通信设备，其特征在于，包括如权利要求1-9任一项所述的一种差分低噪声放大器。
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