CN116034536A - 用于驱动永磁体电机的装置和方法 - Google Patents

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Abstract

提供了一种用于永磁体电机(311)的驱动电路(300)。驱动电路(300)具有：整流器电路(307)，整流器电路被构造和布置为将源交流电流(305)转换为直流电流；以及膜电容器(303)，膜电容器布置在与整流器电路(307)并联的路径中。驱动电路(300)还具有逆变器电路(309)，逆变器电路被构造和布置为将直流电流转换为三相交流电流，以驱动永磁体电机(311)。此外，驱动电路(300)具有控制电路，控制电路连接到源交流电流(305)和逆变器电路(309)，控制电路被构造和布置为以与源交流电流(305)的电压角同步的余弦波的平方调制d轴电流基准，其中，经修改的d轴电流基准被作为输入提供给逆变器电路(309)。

Description

用于驱动永磁体电机的装置和方法
技术领域
本公开涉及用于驱动永磁体电机的装置和方法。
背景技术
电动机在许多设备和装置中用于许多不同的目的。电动机消耗大量能量并且始终存在降低功耗和提高效率的需求。越来越多地使用永磁体电机来提供更高的效率，还用于其他特征。然而，现有的用于永磁体电机的驱动电路有各种缺点。
发明内容
根据本文公开的一方面，提供了一种用于永磁体电机的驱动电路，所述驱动电路包括：
整流器电路，所述整流器电路被构造和布置为将源交流电流转换为直流电流；
膜电容器，所述膜电容器布置在与所述整流器电路并联的路径中；
逆变器电路，所述逆变器电路被构造和布置为将所述直流电流转换为三相交流电流，以驱动所述永磁体电机；以及
控制电路，所述控制电路连接到所述源交流电流和所述逆变器电路，所述控制电路被构造和布置为以与所述源交流电流的电压角同步的余弦的平方调制d轴电流基准，其中，经修改的d轴电流基准被作为输入提供给所述逆变器电路。
在示例中，所述膜电容器被布置为用于所述驱动电路的直流链路电容器。
在示例中，所述驱动电路被布置为使得在其被所述控制电路调制之前调整所述d轴电流基准的量值。
d轴基准电流的量值可以增大，以减小所述永磁体电机的转矩控制中断的可能性。
d轴电流基准的量值可以减小，使得没有不必要的d轴电流被施加到逆变器电路从而造成所述永磁体电机的功率因数下降。
在示例中，所述控制电路被构造和布置为以与所述源交流电流的电压角同步的正弦波的平方调制q轴电流基准，其中，经修改的q轴电流基准被作为进一步的输入提供给所述逆变器电路。
在示例中，所述驱动电路被布置为使得用比例积分控制器调整所述q轴电流基准的量值。
可以调整q轴基准的量值，以便提供基本上保持在期望速度的电机速度。
在示例中，所述控制电路包括被构造和布置为确定所述d轴电流基准的值的电压裕度比例积分控制器。
在示例中，所述驱动电路被布置为使得所述电压裕度比例积分控制器使用经由在带负载的工作条件下调节所述驱动电路而获得的电压裕度基准值来确定所述d轴电流基准。
在示例中，所述驱动电路被布置为使得所述电压裕度比例积分控制器在过零事件时确定所述d轴电流基准。
在示例中，所述控制电路包括电网角发生器，所述电网角发生器连接到所述源交流电流，被构造和布置为确定所述源交流电流的电压角。
在示例中，存在永磁体同步电机和用于驱动永磁体同步电机的驱动电路的组合。
根据本文公开的另一方面，提供了一种用于驱动永磁体电机的方法，所述方法包括：
在电力电路处将源单相交流电流转换为用于永磁体电机的三相交流电流；以及
在所述电力电路将所述源单相交流电流转换为所述三相交流电流时，将包括经调制的d轴电流基准的反馈施加到所述电力电路，其中，通过以与所述源单相交流电流的电压角同步的余弦波的平方调制d轴电流基准来确定所述经调制的d轴电流基准。
在示例中，所述方法包括在其被调制之前调整所述d轴电流基准的量值。
在示例中，所述反馈包括经调制的q轴电流基准，所述经调制的q轴电流基准通过以与所述源单相交流电流的电压角同步的正弦波的平方调制q轴电流基准来确定。
在示例中，所述方法包括调整所述经调制的q轴电流基准的量值。
在示例中，所述方法包括基于经由在带负载的工作条件下调节所述电力电路而获得的电压裕度基准值来确定所述d轴电流基准。
在示例中，所述方法包括确定d轴电流基准在过零事件时执行。
在示例中，所述方法包括：确定所述源单相交流电流的电压角；以及将所述源单相交流电流的电压角提供给正弦波形发生器和余弦波形发生器。
在示例中，所述方法包括：执行对所述电力电路中的电流的一个或多个测量；以及使用所述一个或多个电流测量来确定用于所述电力电路的反馈。
所述方法可以用于驱动永磁体同步电机。
附图说明
为了有助于理解本公开并且示出实施例可以如何实行，以示例的方式参考附图，其中：
图1示意性示出了具有电解电容器的已知的单相-三相逆变器驱动电路的示例的电路图；
图2示意性示出了根据本公开的具有膜电容器的单相-三相逆变器驱动电路的示例；
图3示意性示出了根据本公开的用于永磁体电机的驱动电路的另一示例；
图4示出了图3的驱动电路的示例波形图；以及
图5示意性示出了根据本公开的用于永磁体电机的驱动电路的控制电路的一部分。
具体实施方式
如所提到的，电动机用在许多设备和产品、家用环境、工业应用、运输载具、军事应用等中。世界上一大部分的电力消耗是由于电动机导致的。鉴于世界上稀缺的能源资源和不断上涨的能源成本，必须尽可能高效地使用电动机。实际上，在大多数应用中，在发达国家使用高效电动机已成为强制性的。因此，高效电机设计和这些电机的高效驱动越来越重要。
在许多设备中，包括例如大型家电应用中，感应和有刷直流(DC)电机正被永磁体电机取代，诸如永磁体同步电机(PMSM)和无刷直流电机(BLDC)。永磁同步电机是使用嵌入或附接到电机转子表面的磁体的交流(AC)电机。磁体用于产生恒定的电机磁通，而不是像感应电机那样，需要定子磁场链接到转子以产生磁通。
PMSM可以比感应和有刷DC电机二者更高效。除此之外，与感应或有刷DC电机相比，PMSM可以在接近静音操作的情况下操作并且需要的维护少得多。由于这些特征，PMSM比感应或有刷DC电机更有利于用在大型家电应用中。然而，由于需要逆变器板且有时需要复杂的控制系统，导致驱动PMSM可能不像其他电机那样简单地实现。
下面示例中的一些是针对PMSM描述的，但应该理解，一些示例也适用于BLDC电机。
通常，用于永磁体电机的驱动电路将至少包括AC-DC转换器(诸如整流器电路)以及DC-AC转换器(诸如逆变器电路)。驱动电路通常将典型家庭将从电网接收的单相AC经由DC转换为要输出以驱动电机的三相AC。三相是彼此偏移120度的三个典型正弦波形。在三相功率下，在任何给定时刻，三相之一都接近峰值。因此，高功率三相电机和类似三相焊接设备等物具有均匀的功率输入。由于驱动电路中的AC-DC转换，常常在电路中设置电容器。该电容器常常已知为DC链路电容器。DC链路电容器可以在AC源高时充电，并且可以在AC源低时放电。DC链路电压是AC-DC转换的输出电压。因此，在源AC的整个循环期间，DC链路电压将由经转换的AC电压或放电的DC链路电容器提供。因此，DC链路电容器提供了驱动电路的更平滑的输出。
电解电容器可以作为DC链路电容器用在PMSM驱动电路中。电解电容器可以保持DC链路电压平坦，从而为电机提供高质量的电力供应并因此提供更好的电机性能。如以上讨论的，在驱动电路中使用DC链路电容器来平滑输出电压。DC链路电容器可以应对在AC至DC(反之亦然)之间进行功率转换时快速切换所引入的电压和电流纹波的挑战。如果DC链路电压保持几乎恒定，则可以应用传统控制。然而，在驱动电路中使用电解电容器带来了一些挑战。最值得注意的是，电容器的寿命短，可能比驱动电路的其他部分短得多。因此，在大多数情况下，该电解电容器确定了驱动电路的整体寿命。另外，已知这种DC链路电解电容器是不可靠的。关于电解电容器的其他重要问题包括其物理尺寸大和成本高。此外，电解电容器大导致输入功率因数低和浪涌电流高。尤其是在工业应用和家用电器(诸如大型家电)中，这些问题对于安全性、可靠性和电磁兼容性(EMC)要求可能是至关重要的。
现在参照附图，图1示意性示出了具有电解电容器103的已知的单相-三相逆变器驱动电路100的示例的电路图。单相-三相逆变器驱动电路100可以用于驱动PMSM 101。如图1中看到的，驱动电路100包括有源或无源功率因数校正(PFC)电路105和预充电电路107。如以上讨论的，使用电解电容器可能导致输入功率因数低和浪涌电流高。需要PFC电路105来解决由于电解电容器103而存在的输入功率因数低的问题。需要预充电电路107来克服由电解电容器103引起的浪涌电流高的问题。
驱动电路100连接到AC电压源109。驱动电路100还包括整流器电路111和逆变器电路113。整流器电路111与AC源电压109并联布置。PFC电路105与整流器电路111并联布置。预充电电路107串联布置在PFC电路105和逆变器电路113之间。电解电容器103与PFC电路105并联布置。逆变器电路113与电解电容器103并联布置。逆变器电路113的输出连接到PMSM101。为解决与电解电容器相关的问题而包括的PFC电路105和预充电电路107具有高成本，并且通常在装置中占据大量空间，特别是在电路板(印刷电路板或PCB)上占据大量空间。除了电解电容器本身的可靠性差之外，需要的额外电路可能降低系统的整体可靠性。
已提出，可以用使用膜电容器代替电解电容器的逆变器板来实现对PMSM的控制。膜电容器是具有作为电介质的绝缘膜(通常是塑料膜)的电容器，有时与作为电极载体的纸相结合。如果使用膜电容器，则可以解决先前讨论的与在驱动电路中使用大的电解电容器相关联的问题中的一个或多个。在该情形下，膜电容器可以例如在物理上显著小于电解电容器，并且可以以更低的成本实现。当与电解电容器相比时，膜电容器还可以具有较小的电容值。
图2示意性示出了根据本公开的单相-三相逆变器驱动电路200的示例。驱动电路200具有膜电容器203。单相-三相逆变器驱动电路200可以用于驱动永磁体同步电机(PMSM)201。在其他示例中，不同类型的永磁体电机可以由包括例如无刷直流电机(BLDC)的驱动电路200驱动。与在类似驱动电路中使用的典型电解电容器的大的电容值相比，膜电容器203的电容值可以相对小。与电解电容器的大的物理尺寸相比，膜电容器203的物理尺寸可以相对小。在其他示例中，除了电解电容器之外，可以使用具有相对小的电容值的其他合适的电容器来代替膜电容器。在图2的电路中，驱动电路200连接到AC电压源205。驱动电路200还包括整流器电路207和逆变器电路209。整流器电路207与AC源电压205并联。膜电容器203与整流器电路207并联布置。逆变器电路209与膜电容器203并联布置。逆变器电路209的输出连接到PMSM 201。
如图2中看到的，与图1的电路相比，该电路需要较少的组件。因此，系统的成本大幅降低。因为使用较小的电容器203并且需要较少的组件，逆变器板的尺寸也减小。这也提高了系统的可靠性。所有这些提到的改进都是工业应用的动力源。
然而，在这些类型的驱动电路中使用膜电容器可能带来控制困难。如果在单相AC系统中使用膜电容器，则经整流的DC链路电压以AC源电压频率的两倍频率波动。随着输出功率增加，DC链路电压波形将类似于经整流的AC信号波形。波动的DC链路电压可能在正在被驱动的电机中引起转矩波动和速度控制困难。
为了克服这些问题，在先前的系统中已提出各种校正技术。因为常规的场定向矢量控制不足以实现由具有小的膜电容器的逆变器驱动的PMSM的速度控制，所以许多方案已试图通过修改逆变器电路的d轴和q轴电流基准来克服这些问题。
为了进一步说明，用几何术语来说，所谓的“d”轴和“q”轴是由相同角速度下的三个单独的正弦相位量贡献的磁通的单相表示。d轴也被称为直轴，是磁场绕组(诸如PM电机中的磁场绕组)在其上产生磁通的轴。q轴或交轴是由电机在其上产生转矩的轴。交轴将始终电气领先直轴90度。换句话说，d轴是主磁通方向，而q轴是主转矩产生方向。在PM电机领域，d轴和q轴电流和电压测量值可以是开环和闭环反馈系统中用于控制电机的重要量。特别地，d轴和q轴电流对于“弱磁”操作是重要的。特别地，由于PM电机包括磁体，因此当电机正在以高速操作时，流过导体的横截面的磁场(即，磁通量)的速度可能引起系统中的问题。由于PMSM的高速度和高功率，导致常常需要弱磁操作来确保系统正常地运行。以下将更详细地对此进行讨论。
在PMSM中实现弱磁的主要方法有两种。一种方法是改进电机的磁设计，而另一种是使用复杂的电子控制技术。本公开特别地处理用于PMSM中的弱磁的控制技术。需要适当的控制策略来获得最大输出转矩。电子控制方法是基于定子电流分量(即，d轴和q轴电流)的控制，以抵消由转子磁体产生的固定量值的磁气隙通量。
在磁场定向控制中，两轴电流分量是d轴电流和q轴电流。在本方案中，对于q轴电流，q轴电流基准的形状被修改为与AC源电压角同步的正弦波的平方。这是优选的方法，而q轴电流基准被成形为梯形波形的方法不是优选的，因为与正弦q轴电流基准相比，梯形q轴电流基准引起差的输入电流谐波。
关于d轴电流基准，通过与电机参数相关的公式来计算电流基准值。在先前的系统中已使用了各种方法来计算d轴电流基准。例如，已提出，d轴电流基准可以根据期望的转矩和速度而保持为恒定值。在其他示例中，d轴电流基准根据平均电压约束概念而缓慢地改变。在其他示例中，通过改变操作点，利用反复试验将d轴电流基准设置为负的恒定值。在另一示例中，选择在波形中具有尖锐峰值的d轴电流基准波形。然而，为了在d轴基准电流中实现具有这种尖锐峰值的稳定控制回路，必须使用比例谐振(PR)控制器进行电流控制。与比例积分(PI)控制器相比，PR控制器更难实现。另外，d轴电流的尖锐峰值可能高得使得电流有使电机消磁的危险。由于高的d轴电流，导致必须在系统中使用绝缘栅双极型晶体管(IGBT)来应对较高的电流承载能力。然而，IGBT的单位成本高。因此，为了保持低成本，在这些类型的电路中应该将IGBT的使用保持为最低限度或者避免IGBT的使用。
为了解决上述问题中的一个或多个，本文提出仅在需要时将d轴电流施加到驱动电路。在使用例如膜电容器的无电解电容器的系统中，与使用电解电容器时相比，由于膜电容器的电容相对小，导致DC链路电压以源AC的频率的两倍波动。在DC链路电压的峰值处，使用膜电容器的系统可以被认为是相对大容量的系统。因此，在额定速度下，提供DC链路电压的峰值处或其附近的d轴电流的需求较少。简言之，这是因为在DC链路电压的峰值处，适用的源电压大于电机端子电压，因此弱磁操作在这里不太有用。
然而，更需要提供在DC链路电压的较低值处和其附近的d轴电流。特别地，适用的源电压可低于电机端子电压，因此弱磁操作在这里可以有用。通过将d轴电流提供到驱动电路，可以实现弱磁操作。d轴电流为负电流。d轴电流可以被提供给逆变器电路(诸如图2中的逆变器电路209)。结果是，根据本公开的实施例的示例，d轴电流波形遵循与AC源电压角同步的余弦波的平方(cos2(θ))。以下将更详细地对此进行描述。
图3示意性示出了根据本公开的用于永磁体电机的驱动电路300的示例。如图3中看到的，该示例的驱动电路连接到PMSM 311。在其他示例中，驱动电路可以连接到无刷DC电机。示出了用虚线包围的驱动电路的电力电路部分301。驱动电路中的其余电路构成驱动电路的控制电路。图3的电力电路301对应于图2的单相-三相逆变器驱动电路。电力电路301在使用中连接到AC电压源305，诸如国家电网或某些其他AC源。电力电路301包括整流器电路307和逆变器电路309。整流器电路307与AC源电压305并联。膜电容器303与整流器电路307并联布置。逆变器电路309与膜电容器303并联布置。逆变器电路309的输出连接到PMSM311。
驱动电路300的控制电路包括电网角发生器块313。电网角发生器313在使用中连接到AC电压源305。电网角发生器被配置为计算和输出AC电压源角。电网角发生器313的输出被提供给余弦块315和正弦块317。余弦块315向乘法块316提供两个输出，该乘法块进而输出与由电网角发生器313计算的角度同步的余弦波的平方。正弦块317向乘法块318提供两个输出，该乘法块进而输出与由电网角度发生器313计算的角度同步的正弦波的平方。
在以下的控制电路中，可以在静止参考坐标系或旋转参考坐标系中计算不同的测量值。相对于彼此以恒定速度移动的坐标系都是惯性(固定)坐标系。在旋转参考坐标系中，作为以线性速度共同移动的替代，以某个角速度旋转。
速度基准值319被提供给速度PI块321。速度基准表示PMSM 311的期望速度。速度基准值可以由PMSM 311的用户来确定。在其他示例中，速度基准值可以由用户应用、其中安装有电机的设备或装置的当前操作特性等来确定。速度基准值319可以是可配置的，并且可以在PMSM311操作期间改变。速度PI 321的输出被称为q轴电流基准(iq_ref)。q轴电流基准在旋转坐标系中。iq_ref和正弦波的平方被提供给乘法块320，乘法块输出经调制的q轴电流基准(iqr_mod)。经调制的q轴电流基准在旋转坐标系中。iqr_mod被提供给PI控制器323，以输出q轴电压。q轴电压被提供给逆派克变换块325。
逆派克变换块输出α电压和β电压。α和β电压是基于经调制的q轴和d轴电流基准。α和β电压与磁场定向矢量控制相关。固定坐标系中的α和β电压值被作为输入提供给电压裕度计算块327。从裕度基准值329减去电压裕度计算块327的输出，并将它馈送到第二PI 331中。裕度基准值329可以被作为恒定值存储在驱动电路中。在其他示例中，裕度基准值329可以是可配置的。第二PI 331的输出是d轴电流基准(id_ref)。d轴电流基准在旋转坐标系中。来自乘法块332的余弦的平方和id_ref被提供给乘法块以输出经调制的d轴电流基准(idr_mod)。经调制的d轴电流基准在旋转坐标系中。tdr_mod被提供给第三PI 333，以输出d轴电压。d轴电压在旋转坐标系中。d轴电压被提供给逆派克变换块325。逆派克变换块325的输出是旋转坐标系中的q轴和d轴电压。q轴和d轴电压被提供给空间矢量调制块335。空间矢量调制块335的输出被提供给电力电路301的逆变器309。
电流测量块337连接到逆变器309。电流测量块337被配置为测量流过逆变器309的一个或多个电流。在该示例中，电流测量块337测量逆变器电路309正在输出的三相AC的三个电流。电流测量块337的输出被提供给克拉克变换块339。克拉克变换块339输出α电流和β电流。α电流和β电流二者都在静止坐标系中。α电流和β电流被提供给派克变换块341。派克变换块341具有作为在旋转坐标系中测量的q轴电流的第一输出。在PI 323之前从tqr_mod减去第一输出。派克变换块341具有作为在旋转坐标系中测量的d轴电流的第二输出。在第三PI 333之前从idr_mod减去第二输出。位置观察器块343连接到PI 323的输出、第三PI333的输出以及派克变换块341的第一和第二输出。位置观察器块343输出从A相的转子电角度。在这一点上，PM电机具有三相A、B、C(有时也称为U、V、W)。A相中的转子电角度是转子(即，磁体)与定子A相之间的角距离等。转子电角度被提供给逆派克变换块325、派克变换块341和速度计算块345。速度计算块345输出确定的速度。在速度PI块321之前，从速度基准值319减去确定的速度。
如图3中看到的，q轴电流基准(iq_ref)被修改为与AC源电压角同步的正弦波的平方(sin2(θ))。此外，按照本公开的实施例，d轴电流基准(id_ref)被修改为与来自乘法块316的AC源电压角同步的余弦波的平方。以这种方式，当d轴电流最有用时，例如，当DC链路电压处于较低值时，施加d轴电流。通过以这种方式施加d轴电流，系统将PMSM保持在电机区域中而不是再生区域中。电机可以在以反向方式(在被称为再生区域的区域中)运行时充当发电机，并且根据本公开避免了这一点。
总之，如先前提到的，由于膜电容器的相对小的电容，导致DC链路电压以AC源(来自例如电网)的频率的两倍波动。在DC链路电压的峰值处，使用膜电容器的系统可以被认为作为相对大容量的系统操作。因此，在额定速度下，提供在DC链路电压的峰值处或其附近的d轴电流(即，弱磁)的需求较少。应用的源电压大于电机端子电压，因此弱磁操作在这里不太有用。
另一方面，因为适用的源电压低于电机端子电压，所以在DC链路电压的较低值附近的用于弱磁的d轴电流是有用的。如本文提供的，d轴电流波形遵循与确定的AC源电压角同步的余弦波的平方，如图4中看到的。
图4示出了图3的驱动电路的示例波形图。波形图包括q轴电流基准线(iqr_ref)、d轴电流基准线(idr_ref)、经调制的q轴电流基准波形(iqr_mod)、经调制的d轴基准波形(idr_mod)和DC链路电容器电压波形(Vdc-link)。
q轴电流基准线(iqr_ref)被标记为示出恒定正量值的水平线。d轴电流基准线(idr_ref)被标记为示出恒定负量值的水平线。在该示例中，q轴电流基准(iqr_ref)的正量值大于d轴电流基准(idr_ref)的负量值。
DC链路电压波形(Vdc-link)是正弦波的平方。经调制的q轴电流基准(iqr_mod)也是正弦波的平方。经调制的q轴电流基准波形(iqr_mod)的峰值具有与q轴电流基准线(iqr_ref)相同的量值。DC链路电压和经调制的q轴电流基准波形(iqr_mod)彼此同相。DC链路电压波形(Vdc-link)的峰值量值大于经调制的q轴电流基准波形(iqr_mod)的峰值量值。经调制的d轴电流基准波形(idr_mod)是负波形。经调制的d轴电流基准波形(idr_mod)是余弦波的平方。经调制的d轴电流基准波形(idr_mod)的峰值负量值具有与d轴电流基准线(iqr_ref)相同的量值。
当DC链路电压波(Vdc-link)处于峰值量值时，经调制的d轴电流基准波形(idr_mod)具有最小值。这示出最小量的d轴电流正在被提供给图3的驱动电路的逆变器电路。如先前讨论的，当DC链路电压处于峰值量值时，则弱磁操作不那么有用或可能不需要。因此，几乎没有d轴电流被提供给逆变器电路。
当DC链路电压波(Vdc-link)处于最小值时，经调制的d轴电流基准波形(idr_mod)处于峰值负量值。这示出最大量的d轴电流正在被提供给驱动电路的逆变器电路。同样，因为适用的源电压低于电机端子电压，所以d轴电流在DC链路电压的较低值附近是有用的。因此，在该情形下，弱磁操作是有用的。应该理解，在图4的该示例中，最小量值是指过零或接近于过零。
图5示意性示出了示例控制电路图。图5的控制电路图更详细地示出了图3的控制电路中的电路的一部分。图5的电路的功能是生成d轴电流基准值。设置了电压裕度计算块501。静止坐标系中的α和β电压(Vα，Vβ)被作为输入提供给电压裕度计算块501。电压裕度是最大适用源电压与电机端子电压之间的差值。还提供了裕度基准值503。从裕度基准值503减去电压裕度计算块501的输出。计算值被提供给PI 505。PI 505的输出是d轴电流基准(id_ref)。d轴电流基准经过消磁控制块507。通过将d轴电流基准乘以与确定的AC源电压角(cos2(θ))同步的余弦波的平方来生成经调制的d轴电流基准509。
如果电压裕度基准值503太高，则将施加不必要的额外d轴电流。额外d轴电流可能造成PM电机的功率因数下降。如果电压裕度基准值503太低，则在PM电机的转矩控制中可能有中断。转矩控制中的中断可能是由于缺少d轴电流。因此，在带负载的工作条件下，利用精细调节获得电压裕度基准值503。为了不干扰经调制的d轴电流基准和经调制的q轴电流基准的正弦波形，在每个过零事件时确定d轴电流基准和q轴电流基准。
因此，本发明可以针对PM电机驱动应用提供改进的输入电流谐波。驱动电路可以是更高效的，并且向PM电机提供最大的功率输出。与先前的系统相比，在额定速度条件下，这导致更高的功率因数，因此导致更高的效率，同时使得电机能够稳定操作。电路和方法可以适于驱动PM电机，诸如无刷DC电机和PMSM。本文公开的电路和方法可以特别地适用于各种电器，包括例如大型家电(例如空调)以及其他家用电器或工业电器。
本文描述的示例将被理解为本发明的实施方式的例示示例。料想到其他实施例和示例。针对任一个示例或实施例描述的任何特征可以被单独使用或与其他特征组合地使用。另外，针对任一个示例或实施例描述的任何特征也可以与任何其他示例或实施例的一个或多个特征或任何其他示例或实施例的任何组合组合地使用。此外，在权利要求书中限定的本发明的范围内也可以采用本文没有描述的等同物和修改形式。

Claims (15)

1.一种用于永磁体电机的驱动电路，所述驱动电路包括：
整流器电路，所述整流器电路被构造和布置为将源交流电流转换为直流电流；
膜电容器，所述膜电容器布置在与所述整流器电路并联的路径中；
逆变器电路，所述逆变器电路被构造和布置为将所述直流电流转换为三相交流电流，以驱动所述永磁体电机；以及
控制电路，所述控制电路连接到所述源交流电流和所述逆变器电路，所述控制电路被构造和布置为以与所述源交流电流的电压角同步的余弦波的平方调制d轴电流基准，其中，经修改的d轴电流基准被作为输入提供给所述逆变器电路。
2.根据权利要求1所述的驱动电路，所述驱动电路被布置为使得在所述d轴电流基准被所述控制电路调制之前调整所述d轴电流基准的量值。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的驱动电路，其中，所述控制电路被构造和布置为以与所述源交流电流的电压角同步的正弦波的平方调制q轴电流基准，其中，经修改的q轴电流基准被作为其他输入提供给所述逆变器电路。
4.根据权利要求3所述的驱动电路，所述驱动电路被布置为使得用比例积分控制器调整所述q轴电流基准的量值。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的驱动电路，其中，所述控制电路包括被构造和布置为确定所述d轴电流基准的值的电压裕度比例积分控制器。
6.根据权利要求5所述的驱动电路，所述驱动电路被布置为使得所述电压裕度比例积分控制器使用经由在带负载的工作条件下调节所述驱动电路而获得的电压裕度基准值来确定所述d轴电流基准。
7.根据权利要求5或权利要求6所述的驱动电路，所述驱动电路被布置为使得所述电压裕度比例积分控制器在过零事件时确定所述d轴电流基准。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的驱动电路，其中，所述控制电路包括电网角发生器，所述电网角发生器连接到所述源交流电流，被构造和布置为确定所述源交流电流的电压角。
9.一种永磁体同步电机和用于驱动所述永磁体同步电机的根据权利要求1至8中任一项所述的驱动电路的组合。
10.一种用于驱动永磁体电机的方法，所述方法包括：
在电力电路处将源单相交流电流转换为永磁体电机的三相交流电流；以及
在所述电力电路将所述源单相交流电流转换为所述三相交流电流时，将包括经调制的d轴电流基准的反馈施加到所述电力电路，其中，所述经调制的d轴电流基准通过以与所述源单相交流电流的电压角同步的余弦波的平方调制d轴电流基准来确定。
11.根据权利要求10所述的方法，包括在所述d轴电流基准被调制之前调整所述d轴电流基准的量值。
12.根据权利要求10或11所述的方法，其中，所述反馈包括经调制的q轴电流基准，所述经调制的q轴电流基准通过以与所述源单相交流电流的电压角同步的正弦波的平方调制q轴电流基准来确定。
13.根据权利要求10至12中任一项所述的方法，包括基于经由在带负载的工作条件下调节所述电力电路而获得的电压裕度基准值来确定所述d轴电流基准。
14.根据权利要求10至13中任一项所述的方法，包括：
确定所述源单相交流电流的电压角；以及
将所述源单相交流电流的电压角提供给正弦波形发生器和余弦波形发生器。
15.根据权利要求10至14中任一项所述的方法，包括：
执行所述电力电路中的电流的一个或多个测量；以及
使用所述一个或多个电流测量来确定所述电力电路的反馈。
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