CN116032701A - 信道估计方法、装置、通信设备和存储介质 - Google Patents
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Abstract
本申请涉及一种信道估计方法、装置、通信设备和存储介质。该方法包括：获取参考信号的频域初始信道估计值，根据频域初始信道估计值得到时域冲激响应；根据时域冲激响应得到参考信号的时延扩展值和信噪比；判断时延扩展值和信噪比，若时延扩展值大于时延扩展阈值，通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值；若信噪比小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值。采用本方法能够自适应切换信道估计方法，降低信道估计成本的同时获取性能增益。
Description
技术领域
本申请涉及无线通信技术领域，特别是涉及一种信道估计方法、装置、通信设备和存储介质。
背景技术
在信道估计时，通过在发送的有用数据中插入已知的导频符号，可以得到导频位置的信道估计结果；接着利用导频位置的信道估计结果，通过内插得到有用数据位置的信道估计结果，完成信道估计。
在基于DFT的信道估计中，对于时域和频域的插值处理顺序，包括两种实现方式，一是先时域插值，后频域插值；二是先频域插值，再时域插值。然而，在信道估计时无论是先时域再频域还是先频域再时域均无法获取较好的估计值，其中，先时域插值再频域插值无法得到较好的噪声抑制性能，先频域插值再时域插值无法在频域插值时获取更细致的颗粒度，对于频域快衰落信道的实用性不高。
发明内容
基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种计算简单且能性能较好的信道估计方法、装置、通信设备和存储介质。
第一方面，本申请提供了一种信道估计方法。该方法包括：
获取参考信号的频域初始信道估计值，根据频域初始信道估计值得到时域冲激响应；
根据时域冲激响应得到参考信号的时延扩展值和信噪比；
判断时延扩展值和信噪比，若时延扩展值大于时延扩展阈值，通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值；若信噪比小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值。
在其中一个实施例中，该方法还包括：
若时延扩展值不大于时延扩展阈值，且信噪比不小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值。
在其中一个实施例中，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值，包括：
通过若干导频符号分别在待估计信道值的频域进行插值，得到待估计信道值所有频域的频域信道估计值；
对频域信道估计值进行时域合并，得到信道估计值。
在其中一个实施例中，通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值，包括：
分别基于不同导频符号的频域偏置位置，对待估计信道值进行时域插值，得到与导频符号同样频域分布的时域信道估计值；
根据时域信道估计值得到待估计信道值上的频域载波索引；
根据频域载波索引进行频域插值，得到信道估计值。
在其中一个实施例中，根据时域冲激响应得到参考信号的时延扩展值，包括：
根据时域冲激响应得到每个时域径的功率值；
分别获取时域冲激响应的时刻大于二分之一傅里叶反变换点数和时域冲激响应的时刻小于等于二分之一傅里叶反变换点数时，功率值大于功率阈值的对应径索引的最大径索引和最小径索引；
根据最大径索引和最小径索引得到时延扩展值。
在其中一个实施例中，根据最大径索引和最小径索引得到时延扩展值，包括：
根据傅里叶反变换点数和频域初始信道估计值的频域离散采样间隔得到时域冲激响应离散采样点的时间间隔；
基于最大径索引和最小径索引以及时间间隔得到时延扩展值。
在其中一个实施例中，该方法还包括：
在判断时延扩展值和信噪比之前，对获取的时延扩展值和信噪比进行滤波，得到滤波后的时延扩展值和滤波后的信噪比；
基于滤波后的时延扩展值和滤波后的信噪比进行判断。
第二方面，本申请还提供了一种信道估计装置。该装置包括：
获取模块，用于获取参考信号的频域初始信道估计值，根据频域初始信道估计值得到时域冲激响应；
处理模块，用于根据时域冲激响应得到参考信号的时延扩展值和信噪比；
自适应信道估计模块，用于判断时延扩展值和信噪比，若时延扩展值大于时延扩展阈值，通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值；若信噪比小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值。
第三方面，本申请还提供了一种通信设备。该通信设备包括存储器和处理器，存储器存储有计算机程序，处理器执行计算机程序时实现以下步骤：
获取参考信号的频域初始信道估计值，根据频域初始信道估计值得到时域冲激响应；
根据时域冲激响应得到参考信号的时延扩展值和信噪比；
判断时延扩展值和信噪比，若时延扩展值大于时延扩展阈值，通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值；若信噪比小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值。
第四方面，本申请还提供了一种计算机可读存储介质。该计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现以下步骤：
获取参考信号的频域初始信道估计值，根据频域初始信道估计值得到时域冲激响应；
根据时域冲激响应得到参考信号的时延扩展值和信噪比；
判断时延扩展值和信噪比，若时延扩展值大于时延扩展阈值，通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值；若信噪比小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值。
第五方面，本申请还提供了一种计算机程序产品。该计算机程序产品，包括计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现以下步骤：
获取参考信号的频域初始信道估计值，根据频域初始信道估计值得到时域冲激响应；
根据时域冲激响应得到参考信号的时延扩展值和信噪比；
判断时延扩展值和信噪比，若时延扩展值大于时延扩展阈值，通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值；若信噪比小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值。
上述信道估计方法、装置、通信设备和存储介质，在基于DFT的信道估计中，通过对信道状态的测量，获取参考信号的频域初始信道估计值，根据频域初始信道估计值得到时域冲激响应；根据时域冲激响应得到参考信号的时延扩展值和信噪比，对获取的时延扩展值和信噪比进行判断，自适应不同的插值方案，在时延扩展值大于时延扩展阈值时，即在高信噪比快衰落的情况下，通过对导频符号先时域插值获取对应时域符号上频域高密度分布，再频域插值得到该符号上的信道估计值；若信噪比小于信噪比阈值，即在低信噪比衰落平缓的情况下，通过对导频符号先基于大频域颗粒粒度进行频域插值，再联合更多符号进行时域合并得到信道估计值。该方法通过对时延扩展值和信噪比的计算统计，可以自适应切换信道估计方法，降低信道估计成本的同时获取性能增益。
附图说明
图1为一个实施例中信道估计方法的应用环境图；
图2为一个实施例中信道估计方法的流程图；
图3为一个实施例中频域插值示意图；
图4为一个实施例中频域插值后时域处理示意图；
图5为一个实施例中时域插值示意图；
图6为一个实施例中LTE终端采用信道估计方法的应用环境图；
图7为另一个实施例中信道估计方法的流程图；
图8为一个实施例中信道估计装置的结构框图；
图9为一个实施例中通信设备的内部结构图；
图10为另一个实施例中通信设备的内部结构图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
本申请实施例提供的信道估计方法，可以应用于如图1所示的应用环境中。其中，终端102与基站104进行通信。其中，终端102可以但不限于是各种个人计算机、笔记本电脑、智能手机、平板电脑、物联网设备和便携式可穿戴设备，物联网设备可为智能音箱、智能电视、智能空调、智能车载设备等。便携式可穿戴设备可为智能手表、智能手环、头戴设备等。基站104可以是宏基站、微基站、射频拉远、直放站或室内分布系统等。
在一个实施例中，如图2所示，提供了一种信道估计方法，以该方法应用于图1中的终端102为例进行说明，包括以下步骤202至步骤206。
步骤202，获取参考信号的频域初始信道估计值，根据频域初始信道估计值得到时域冲激响应。
其中，在信道估计时，可以采用参考信号辅助实现，也就是在发射端传输已知的信号，在接收端根据接收的已知信号获取信道信息，实现信道估计。根据发射机的种类，参考信号通常可以分为基站发送的下行参考信号和终端发送的上行参考信号，例如，在NR（NewRadio，新空口）中，各个信道都有自己的DMRS（Demodulation Reference Signal，解调参考信号），同时下行还有CSI-RS（Channel State Information - Reference Signal，信道状态信息参考信号）或TRS（Tracking Reference Signal，相位参考信号）。同样的，在LTE（Long Term Evolution，长期演进）中，下行有CRS（Cell Reference Signal，小区参考信号），上行有SRS（Sounding Reference Signals，探测参考信号），部分信道有自己的DMRS。
终端设备向基站发出上行参考信号，基站接收该上行参考信号，并在接收该上行参考信号后对上行参考信号进行信道估计，通过信道估计算法获取上行参考信号位置初始信道估计的频域表示，即未进行频域滤波的频域信道估计值。
终端设备接收基站发出的下行参考信号，在接收该下行参考信号后对该下行参考信号进行信道估计，通过信道估计算法获取下行参考信号位置初始信道估计的频域表示，即未进行频域滤波的频域信道估计值。
示例性地，参考信号可以通过最小二乘估计(Least Squares estimation，LS)或最小均方误差（Minimum Mean Squared Error，MMES）进行初始信道估计，得到参考信号的频域初始信道估计值。根据频域初始信道估计值进行傅里叶反变换，可以得到参考信号的时域冲激响应。
参考信号的频域初始信道估计值为参考信号位置初始信道估计的频域表示，通常用
Hls表示。频域初始信道估计值包括多点长的频域信号，例如，
N点长的频域信号可以表示为
Hls(k)，0≤
k≤
N-1，
N为参考信号在频域上的长度，
k为频域初始信道估计值的频域索引。对
Hls(k)傅里叶反变换后得到的时域冲激响应可以表示为
h(n)，
h(n)表示对
Hls(k)作N点傅里叶反变换得到的时域抽头值。
步骤204，根据时域冲激响应得到参考信号的时延扩展值和信噪比。
其中，时延扩展值是信道传输中最大传输时延和最小传输时延的差值，也就是最后一个可分辨的时延信号和第一个时延信号到达时间的差值。因为获取的信号经过不同路径或者有时间差异，在接收的信号中，不仅包括发射的信号，还会包括发射信号的各个时延信号。
信道在传输过程中会受到信道的畸变并引入噪声，信噪比是信道传输中的信号与信道中噪声的比值，可以用于表示通信质量。
本实施例通过对信道状态的测量，包括时延扩展值和信噪比的测量，确定信道状态，便于后续根据信道状态的不同自适应调整信道估计的方法。
步骤206，判断时延扩展值和信噪比，若时延扩展值大于时延扩展阈值，通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值；若信噪比小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值。
其中，通过判断时延扩展值和信噪比，识别信道的衰落状态，自适应控制信道估计时时域和频域处理的顺序。
若时延扩展值大于时延扩展阈值，则判断当前频域衰落快，此时，相较于对噪声的抑制需求，更迫切需要的是通过颗粒度更加细的频域插值，恢复快变信道频域响应，通过对导频符号先时域插值再频域插值，可以使得频域插值获得更细致的颗粒度，使得信道估计性能在较优状态，对于频域快衰落信道有着良好的实用性。
若信噪比小于信噪比阈值，则判断当前频域衰落较为平缓，通过对导频符号先频域插值再时域合并实现信道估计，通过更多的时域合并，获取更好的噪声抑制性能，在相干带宽较大时，能够良好恢复实际频域信号的同时，还可以通过更加多的合并获得合并增益，此时可合并的时域信道估计数为先时域插值再频域插值的两倍。
上述信道估计方法中，通过对信道状态的测量，获取参考信号的频域初始信道估计值，根据频域初始信道估计值得到时域冲激响应；根据时域冲激响应得到参考信号的时延扩展值和信噪比，对获取的时延扩展值和信噪比进行判断，自适应不同的插值方案，在高信噪比快衰落的情况下，通过对导频符号先时域插值获取对应时域符号上频域高密度分布，再频域插值得到该符号上的信道估计值；在低信噪比衰落平缓的情况下，通过对导频符号先基于大频域颗粒粒度进行频域插值，再联合更多符号进行时域合并得到信道估计值。该方法通过对时延扩展值和信噪比的计算统计，可以自适应切换信道估计方法，降低信道估计成本的同时获取性能增益。
在一个实施例中，该方法还包括：若时延扩展值不大于时延扩展阈值，且信噪比不小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值。
在对信道状态进行测量时，对于既不属于上述高信噪比或者频域快衰落情况，也不属于低信噪比或者频域衰落平缓情况的，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值，使得频域插值获得更细致的颗粒度，使得信道估计性能在较优状态，对于频域快衰落信道有着良好的实用性。
在一个实施例中，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值，包括：通过若干导频符号分别在待估计信道值的频域进行插值，得到待估计信道值所有频域的频域信道估计值；对频域信道估计值进行时域合并，得到信道估计值。
示例性的，结合前述示例，以
Hls(k)表示频域初始信道估计值，
h(n)表示时域冲激响应。基于DFT滤波的先频域插值后时域插值方案，在导频符号完成频域滤波后，使用若干个导频符号各自在频域进行线性插值分别获得全部频域位置的信道估计值，如图3所示，阴影部分为各导频符号的频域插值结果，最后使用这几个不同导频符号但相同频域位置插值结果，进一步进行时域处理获得所需符号对应第
k个子载波的信道估计
H(l, k)，先频域插值再时域合并得到信道估计值包括以下步骤：
（A1）通过若干导频符号分别在待估计信道值的频域进行插值，得到待估计信道值所有频域的频域信道估计值。
本实施例以四个导频符号为例进行说明，四个导频符号分别表示为
l 1 、
l 2 、
l 3 和
l 4 。分别获取导频符号
l 1 、
l 2 、
l 3 和
l 4 上所有频域信道估计值，表示为
H(l 1
,k)、H(l 2
,k)、H(l 3
,k)、
H(l 4
,k)，计算公式为：
其中，
l i 表示导频符号的编号，
i=1,2,3,…,
M，
M表示导频符号数，也就是导频符号的列数，本实施例中
M为四。
v i 为对应
l i 列导频符号导频频域载波偏置，
deltaF为每列导频的频域分布间隔，即频域分布密度；
N为每列导频发送的频域子载波位置个数；
j=0,1,2,…,
N-
1；
k j+1 与
k j 的约束公式表示为：
（A2）对频域信道估计值进行时域合并，得到信道估计值。
获得所有导频符号上，所有频域子载波的信道估计值
H(l 1
,k)、H(l 2
,k)、H(l 3
,k)、H
(l 4
,k)，如图4所示，将获取的频域信道估计值进行时域合并处理得到，图4中表示频域导频的编号。具体时域合并方法可以根据需求灵活设定，所有可以进行时域合并的方案均可实现，本实施例对此不作限制。
本实施例根据信道环境特点，在低信噪比或频域缓变信道中，通过更多的时域合并，能够获取更好的噪声抑制性能。在相干带宽较大时，能够良好恢复实际频域信号的同时，还可以通过更加多的时域合并拿到合并增益。
在一个实施例中，通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值，包括：分别基于不同导频符号的频域偏置位置，对待估计信道值进行时域插值，得到与导频符号同样频域分布的时域信道估计值；根据时域信道估计值得到待估计信道值上的频域载波索引；根据频域载波索引进行频域插值，得到信道估计值。
示例性的，结合前述示例，基于DFT滤波的先时域插值后频域插值方案，在导频符号完成频域滤波后，分别通过不同频域偏置的导频符号进行时域插值，然后再进行频域插值实现信道估计，计算目标信道估计
H(l, k)，其中，
l表示待估计信道估计值的时域索引，
k表示频域子载波索引。先时域插值再频域插值得到信道估计值包括以下步骤：
（B1）分别基于不同导频符号的频域偏置位置，对待估计信道值进行时域插值，得到与导频符号同样频域分布的时域信道估计值。
本实施例以四个导频符号为例进行说明，四个导频符号分别表示为
l 1 、
l 2 、
l 3 和
l 4 ，其中，
l 1 和
l 3 在频域上偏置相同，
l 2 和
l 4 在频域上偏置相同。如图5所示，通过不同频域偏置的导频符号进行时域插值，图5中表示频域导频的编号，如图5所述，条纹阴影的导频RE（Resource Element，资源元素）和为符号
l基于导频符号
l 1 和
l 3 的频域偏置位置进行插值得到的RE插值结果，网格阴影的导频和为符号
l基于导频符号
l 2 和
l 4 的频域偏置位置进行插值得到的RE插值结果。后续再进行频域插值，生成导频符号上其它空白部分的RE信道估计结果。
示例性的，分别插值生成符号
l上两种频域偏置vshift的导频位置的时域线性插值，两种频域偏置vshift通过v1和v2表示，插值公式表示为：
其中，v表示CRS信号中与小区ID相关的导频频域偏置值，
deltaF表示发送端每列导频频域分布间隔，v1为导频符号
l 1 和
l 3 的频域偏置，v2为导频符号
l 2 和
l 4 的频域偏置。表示通过导频符号
l 1 和
l 3 时域插值出符号
l上与
l 1 和
l 3 同样频域分布的信道估计值，
N为每列导频发送的频域子载波位置个数，表示符号
l 1 和
l 3 每个频域导频子载波对应的索引值。同样的，表示通过导频符号
l 2 和
l 4 时域插值出符号
l上，与
l 2 和
l 4 同样频域分布的信道估计值。
（B2）根据时域信道估计值得到待估计信道值上的频域载波索引。
基于上述时域插值结果和，再进行频域插值。先合并后得到符号
l上已知的频域载波索引：计算公式为：
（B3）根据频域载波索引进行频域插值，得到信道估计值。
假设待估计频域载波索引为
k，则计算公式为：
其中，对于每个
k，使用的
k j+1 与
k j 的约束见上述公式。此时，可得到符号
l上所有信道估计值
H(l, k)。
本实施例根据信道环境特点，在高信噪比或频域快变信道中，通过测量能够准确识别此时信道的衰落状态，在相干带宽较小时，与噪声抑制相比，此时需要更加细颗粒度频域信息恢复快变信道频域响应，使得信道估计得到更好的状态。
在一个实施例中，根据时域冲激响应得到参考信号的时延扩展值，包括：根据时域冲激响应得到每个时域径的功率值；分别获取时域冲激响应的时刻大于二分之一傅里叶反变换点数和时域冲激响应的时刻小于等于二分之一傅里叶反变换点数时，功率值大于功率阈值的对应径索引的最大径索引和最小径索引；根据最大径索引和最小径索引得到时延扩展值。
示例性的，根据时域冲激响应
h(n)得到功率值，表示为(|
h(n)|2)。分别计算时域冲激响应的时刻大于二分之一傅里叶反变换点数和时域冲激响应的时刻小于等于二分之一傅里叶反变换点数时，功率值大于功率阈值的对应径索引的最大径索引和最小径索引。
设定功率阈值为(p_th*max(|
h(n)|2) )，其中，为通过仿真得到的功率阈值系数，max（|
h(n)|2）表示时域信号中所有时域径中的最大功率值。
计算n<=N/2时，功率值 (|
h(n)|2) 大于功率阈值的对应径索引的最大径索引和最小径索引，记为n1和n2。
计算n>N/2时，功率值(|
h(n)|2) 大于功率阈值的对应径索引的最大径索引和最小径索引，记为n3和n4。其中，n1、n2、n3、n4默认值为N+1。
在一个实施例中，根据最大径索引和最小径索引得到时延扩展值，包括：根据傅里叶反变换点数和频域初始信道估计值的频域离散采样间隔得到时域冲激响应离散采样点的时间间隔；基于最大径索引和最小径索引以及时间间隔得到时延扩展值。
示例性的，根据计算得到的时域径索引n1、n2、n3、n4计算时延扩展值，计算公式为：
spread_t=(n3-n4+n1-n2)*normt
其中，normt表示
h(n)离散样点表示的归一化时间间隔，normt的计算公式为：
其中，
N为IDFT的点数，表示
Hls(k)频域离散采样间隔，单位为Hz。
在一个实施例中，该方法还包括：在判断时延扩展值和信噪比之前，对获取的时延扩展值和信噪比进行滤波，得到滤波后的时延扩展值和滤波后的信噪比；基于滤波后的时延扩展值和滤波后的信噪比进行判断。
示例性的，在测量信道的状态参数时，得到该信道对应的时延扩展值和信噪比。对获取的时延扩展值和信噪比进行滤波，得到滤波后的时延扩展值和滤波后的信噪比。
例如，可以设置滤波系数，基于滤波系数对时延扩展值和信噪比进行滤波统计，得到滤波后的时延扩展值和滤波后的信噪比。滤波系数是在滤波器中设置的加权参数，本实施例设置滤波系数可以对原来数据与新数据以不同的权值，在滤波统计时引入滤波系数，可以使得时延扩展值在随时间变化时，更能反应参数变化的状况。在进行滤波时，可以对时延扩展值和信噪比设置相同的滤波系数，也可以设置不同的滤波系数，实际应用中根据仿真数据或者经验自行设定。
在一个实施例中，如图6所示，在LTE通信系统中，eNB表示基站，UE表示用户终端，本实施例在以LTE的终端接收机为例，在基于DFT滤波方案基础上，计算信道时延扩展值和信噪比，并对获取的信道状态参数进行滤波统计和判断，根据信道状态自适应控制切换信道估计时的时域频域插值顺序，实现信道估计。
如图7所示的信道估计流程图，图6中LTE终端接收机的信道估计包括以下步骤：
步骤702：终端接收下行参考信号，获取参考信号的频域初始信道估计值，根据频域初始信道估计值得到时域冲激响应。
以下行LTE系统模型为例，频域接收的参考信号表示为：
Y=HX+n
其中，
Y表示接收的参考信号，
H表示信道矩阵，
X表示基站发送的信号，
n表示噪声。
信道估计常用的计算方法包括最小二乘算法和最小均方误差，而MMSE估计使用参考信号位置信道的自相关信息，在计算中涉及复杂的矩阵求逆和相乘，因此具有较高的实现复杂度。本实施例采用最小二乘算法LS对参考信号进行解扰处理，得到对应的解扰结果，即参考信号的频域初始信道估计值
Hls。
示例性地，在LTE上行系统中，参考信号的频域初始信道估计值
Hls(k)可以以下公式：
Hls(k)= Y/
X
其中，
Y表示接收机所接受到的参考信号位置的数据，
X表示接收机所已知的发射机发出的参考信号位置的数据。
根据获取的频域信道估计值获取时域径信号，计算公式为：
其中，
n=0,1,2, … ,
N-1，
k=0,1,2, … ,
N-1，
Hls(k)为接收导频信号解扰后得到的频域信道估计值，
IDFT表示反傅里叶变换，
h(n)表示对
Hls(k)作
N点傅里叶反变换得到的时域抽头值。
步骤704：根据时域冲激响应得到参考信号的时延扩展值和信噪比。
分别记录
h(n)在n<=N/2情况，功率值 (|
h(n)|2) 大于功率阈值的对应索引n的最大值n1和最小值n2，其中，功率阈值为(p_th*max(|
h(n)|2) )，p_th为通过仿真得到的功率阈值系数，表示时域信号中所有径最大功率。记录
h(n)在n>N/2情况，功率值大于门限值的对应n最大值n3及最小值n4。其中，n1、n2、n3、n4默认值为N+1。
根据计算得到的索引n1、n2、n3、n4计算时延扩展值，公式为：
spread_t=(n3-n4+n1-n2)*normt
其中，normt表示
h(n)离散样点表示的归一化时间间隔，norm的计算公式为：
其中，
N为IDFT的点数，表示
Hls(k)频域离散采样间隔，单位Hz。
计算参考信号统计周期内的信噪比，表示为snr，snr可以通过参考信号的平均功率与信道中噪声平均功率的比值计算得到，用于表示信道的通信质量。本实施例对信噪比的计算方式没有限制，任何可以计算信噪比的方法均在本实施例的保护范围之内。
步骤706：对获取的时延扩展值和信噪比进行滤波，得到滤波后的时延扩展值和滤波后的信噪比。
在统计周期内对所述时延扩展值和所述信噪比进行滤波，设置滤波系数。滤波公式表示为：
其中，表示滤波后时延扩展值，表示滤波后信噪比，表示滤波系数，滤波系数可以根据仿真数据或者经验自行设定。
步骤708：根据滤波后的时延扩展值和信噪比进行判断，自适应调整信道估计时的时域插值和频域插值顺序，实现信道估计。
达到自适应统计周期T，更新得到统计的信道时延扩展值spread_t及snr，自适应统计周期表示统计周期并不随着每次接收信号切换，而是经过一段时间的统计测量信息后再切换统计周期，自适应统计周期使得统计测量信息更鲁棒准确。根据自适应统计周期，进行周期自适应调整信道估计时的时域插值和频域插值顺序，自适应调整方法包括：
判断滤波后的时延扩展值和信噪比。
若，即信噪比小于信噪比阈值时，则在信道估计时先进行频域插值再进行时域合并插值；其中，表示信噪比阈值，该阈值可通过仿真或者经验自行设定。
当滤波后的信噪比小于信噪比阈值时，在信道估计时通过更多的时域合并，可以获取更好的噪声抑制性能，使用噪声抑制增益更高的信道估计方法，先基于大频域颗粒粒度的频域插值，然后再联合更多符号的时域合并插值方案，在相干带宽较大时，能够更好的恢复实际频域信号，同时，由于在时域插值时可合并的时域信道估计数多，可以通过更多的合并得到合并增益。
若，即时延扩展值大于时延扩展阈值时，则在信道估计时先进行时域插值再进行频域插值；其中，表示时延扩展值阈值，该阈值均可通过仿真或者经验自行设定。
当滤波后的时延扩展值大于时延扩展值阈值时，在信道估计时候需要实现更为细颗粒度的频域信息恢复快变信道频域响应，使得信道估计性能在较优状态，先通过时域插值获取对应时域符号上的频域高密度分布，然后再通过频域插值获得该符号上所有信道估计值。
其他情况下，若时延扩展值不大于时延扩展阈值，且信噪比不小于信噪比阈值，在信道估计时同样先进行频域插值再进行时域合并插值。具体实现方式与上述相同，此处不再赘述。
应该理解的是，虽然如上所述的各实施例所涉及的流程图中的各个步骤按照箭头的指示依次显示，但是这些步骤并不是必然按照箭头指示的顺序依次执行。除非本文中有明确的说明，这些步骤的执行并没有严格的顺序限制，这些步骤可以以其它的顺序执行。而且，如上所述的各实施例所涉及的流程图中的至少一部分步骤可以包括多个步骤或者多个阶段，这些步骤或者阶段并不必然是在同一时刻执行完成，而是可以在不同的时刻执行，这些步骤或者阶段的执行顺序也不必然是依次进行，而是可以与其它步骤或者其它步骤中的步骤或者阶段的至少一部分轮流或者交替地执行。
基于同样的发明构思，本申请实施例还提供了一种用于实现上述所涉及的信道估计方法的信道估计装置。该装置所提供的解决问题的实现方案与上述方法中所记载的实现方案相似，故下面所提供的一个或多个信道估计装置实施例中的具体限定可以参见上文中对于信道估计方法的限定，在此不再赘述。
在一个实施例中，如图8所示，提供了一种信道估计装置800，该装置包括：获取模块802、处理模块804和自适应信道估计模块806，其中：
获取模块802，用于获取参考信号的频域初始信道估计值，根据频域初始信道估计值得到时域冲激响应；
处理模块804，用于根据时域冲激响应得到参考信号的时延扩展值和信噪比；
自适应信道估计模块806，用于判断时延扩展值和信噪比，若时延扩展值大于时延扩展阈值，通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值；若信噪比小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值。
在一个实施例中，自适应信道估计模块806还用于若时延扩展值不大于时延扩展阈值，且信噪比不小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值。
在一个实施例中，自适应信道估计模块806还用于通过若干导频符号分别在待估计信道值的频域进行插值，得到待估计信道值所有频域的频域信道估计值；对频域信道估计值进行时域合并，得到信道估计值。
在一个实施例中，自适应信道估计模块806还用于通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值，包括：分别基于不同导频符号的频域偏置位置，对待估计信道值进行时域插值，得到与导频符号同样频域分布的时域信道估计值；根据时域信道估计值得到待估计信道值上的频域载波索引；根据频域载波索引进行频域插值，得到信道估计值。
在一个实施例中，处理模块804还用于根据时域冲激响应得到每个时域径的功率值；分别获取时域冲激响应的时刻大于二分之一傅里叶反变换点数和时域冲激响应的时刻小于等于二分之一傅里叶反变换点数时，功率值大于功率阈值的对应径索引的最大径索引和最小径索引；根据最大径索引和最小径索引得到时延扩展值。
在一个实施例中，处理模块804还用于根据傅里叶反变换点数和频域初始信道估计值的频域离散采样间隔得到时域冲激响应离散采样点的时间间隔；基于最大径索引和最小径索引以及时间间隔得到时延扩展值。
在一个实施例中，处理模块804还用于在判断时延扩展值和信噪比之前，对获取的时延扩展值和信噪比进行滤波，得到滤波后的时延扩展值和滤波后的信噪比；基于滤波后的时延扩展值和滤波后的信噪比进行判断。
上述信道估计装置中的各个模块可全部或部分通过软件、硬件及其组合来实现。上述各模块可以硬件形式内嵌于或独立于计算机设备中的处理器中，也可以以软件形式存储于计算机设备中的存储器中，以便于处理器调用执行以上各个模块对应的操作。
在一个实施例中，提供了一种通信设备，该通信设备可以是通信终端，其内部结构图可以如图9所示。该通信设备包括处理器、存储器、输入/输出接口、通信接口、显示单元和输入装置。其中，处理器、存储器和输入/输出接口通过系统总线连接，通信接口、显示单元和输入装置通过输入/输出接口连接到系统总线。其中，该通信设备的处理器用于提供计算和控制能力。该通信设备的存储器包括非易失性存储介质和内存储器。该非易失性存储介质存储有操作系统和计算机程序。该内存储器为非易失性存储介质中的操作系统和计算机程序的运行提供环境。该通信设备的输入/输出接口用于处理器与外部设备之间交换信息。该通信设备的通信接口用于与外部的终端进行有线或无线方式的通信，无线方式可通过WIFI、移动蜂窝网络、NFC（近场通信）或其他技术实现。该计算机程序被处理器执行时以实现一种信道估计方法。该通信设备的显示单元用于形成视觉可见的画面，可以是显示屏、投影装置或虚拟现实成像装置。显示屏可以是液晶显示屏或者电子墨水显示屏，该通信设备的输入装置可以是显示屏上覆盖的触摸层，也可以是通信设备外壳上设置的按键、轨迹球或触控板，还可以是外接的键盘、触控板或鼠标等。
在一个实施例中，提供了一种通信设备，该通信设备可以是基站，其内部结构图可以如图10所示。该通信设备包括处理器、存储器、输入/输出接口(Input/Output，简称I/O）和通信接口。其中，处理器、存储器和输入/输出接口通过系统总线连接，通信接口通过输入/输出接口连接到系统总线。其中，该通信设备的处理器用于提供计算和控制能力。该通信设备的存储器包括非易失性存储介质和内存储器。该非易失性存储介质存储有操作系统、计算机程序和数据库。该内存储器为非易失性存储介质中的操作系统和计算机程序的运行提供环境。该通信设备的数据库用于存储信道估计处理时数据。该通信设备的输入/输出接口用于处理器与外部设备之间交换信息。该通信设备的通信接口用于与外部的终端通过网络连接通信。该计算机程序被处理器执行时以实现一种信道估计方法。
本领域技术人员可以理解，图9和图10中示出的结构，仅仅是与本申请方案相关的部分结构的框图，并不构成对本申请方案所应用于其上的计算机设备的限定，具体的计算机设备可以包括比图中所示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者具有不同的部件布置。
在一个实施例中，提供了一种通信设备，包括存储器和处理器，存储器中存储有计算机程序，该处理器执行计算机程序时实现上述各方法实施例中的步骤。
在一个实施例中，提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现上述各方法实施例中的步骤。
在一个实施例中，提供了一种计算机程序产品，包括计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现上述各方法实施例中的步骤。
需要说明的是，本申请所涉及的用户信息（包括但不限于用户设备信息、用户个人信息等）和信号传输数据（包括但不限于用于分析的数据、存储的数据、展示的数据等），均为经用户授权或者经过各方充分授权的信息和数据。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的计算机程序可存储于一非易失性计算机可读取存储介质中，该计算机程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，本申请所提供的各实施例中所使用的对存储器、数据库或其它介质的任何引用，均可包括非易失性和易失性存储器中的至少一种。非易失性存储器可包括只读存储器（Read-OnlyMemory，ROM）、磁带、软盘、闪存、光存储器、高密度嵌入式非易失性存储器、阻变存储器（ReRAM）、磁变存储器（Magnetoresistive Random Access Memory，MRAM）、铁电存储器（FerroelectricRandom Access Memory，FRAM）、相变存储器（Phase Change Memory，PCM）、石墨烯存储器等。易失性存储器可包括随机存取存储器（Random Access Memory，RAM）或外部高速缓冲存储器等。作为说明而非局限，RAM可以是多种形式，比如静态随机存取存储器（Static Random Access Memory，SRAM）或动态随机存取存储器（Dynamic Random AccessMemory，DRAM）等。本申请所提供的各实施例中所涉及的数据库可包括关系型数据库和非关系型数据库中至少一种。非关系型数据库可包括基于区块链的分布式数据库等，不限于此。本申请所提供的各实施例中所涉及的处理器可为通用处理器、中央处理器、图形处理器、数字信号处理器、可编程逻辑器、基于量子计算的数据处理逻辑器等，不限于此。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本申请专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请的保护范围应以所附权利要求为准。
Claims (10)
1.一种信道估计方法，其特征在于，所述方法包括：
获取参考信号的频域初始信道估计值，根据所述频域初始信道估计值得到时域冲激响应；
根据所述时域冲激响应得到所述参考信号的时延扩展值和信噪比；
判断所述时延扩展值和所述信噪比，若所述时延扩展值大于时延扩展阈值，通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值；若所述信噪比小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值，所述导频符号为所述参考信号中的资源元素。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
若所述时延扩展值不大于时延扩展阈值，且所述信噪比不小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值，包括：
通过若干导频符号分别在待估计信道值的频域进行插值，得到所述待估计信道值所有频域的频域信道估计值；
对所述频域信道估计值进行时域合并，得到信道估计值。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值，包括：
分别基于不同导频符号的频域偏置位置，对待估计信道值进行时域插值，得到与导频符号同样频域分布的时域信道估计值；
根据所述时域信道估计值得到所述待估计信道值上的频域载波索引；
根据所述频域载波索引进行频域插值，得到信道估计值。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述时域冲激响应得到所述参考信号的时延扩展值，包括：
根据所述时域冲激响应得到每个时域径的功率值；
分别获取所述时域冲激响应的时刻大于二分之一傅里叶反变换点数和所述时域冲激响应的时刻小于等于二分之一傅里叶反变换点数时，所述功率值大于功率阈值的对应径索引的最大径索引和最小径索引；
根据所述最大径索引和最小径索引得到所述时延扩展值。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述根据所述最大径索引和最小径索引得到所述时延扩展值，包括：
根据所述傅里叶反变换点数和所述频域初始信道估计值的频域离散采样间隔得到所述时域冲激响应离散采样点的时间间隔；
基于所述最大径索引和最小径索引以及所述时间间隔得到所述时延扩展值。
7.根据权利要求1-6任意一项所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
在所述判断所述时延扩展值和所述信噪比之前，对获取的所述时延扩展值和所述信噪比进行滤波，得到滤波后的时延扩展值和滤波后的信噪比；
基于所述滤波后的时延扩展值和所述滤波后的信噪比进行判断。
8.一种信道估计装置，其特征在于，所述装置包括：
获取模块，用于获取参考信号的频域初始信道估计值，根据所述频域初始信道估计值得到时域冲激响应；
处理模块，用于根据所述时域冲激响应得到所述参考信号的时延扩展值和信噪比；
自适应信道估计模块，用于判断所述时延扩展值和所述信噪比，若所述时延扩展值大于时延扩展阈值，通过对导频符号先时域插值再频域插值得到信道估计值；若所述信噪比小于信噪比阈值，通过对导频符号先频域插值再时域合并得到信道估计值，所述导频符号为所述参考信号中的资源元素。
9.一种通信设备，包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述计算机程序时实现权利要求1至7中任一项所述的方法的步骤。
10.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时实现权利要求1至7中任一项所述的方法的步骤。
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Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20070206689A1 (en) * | 2006-03-01 | 2007-09-06 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for channel estimation in an orthogonal frequency division multiplexing system |
| CN102571650A (zh) * | 2011-12-20 | 2012-07-11 | 东南大学 | 一种应用于3gpp lte系统的自适应信道估计方法 |
| CN102752259A (zh) * | 2012-07-11 | 2012-10-24 | 天津理工大学 | 一种自适应门限定阶的线性最小均方误差信道估计方法 |
| CN104429031A (zh) * | 2012-06-28 | 2015-03-18 | 瑞典爱立信有限公司 | 信道扩展估计 |
| CN108234364A (zh) * | 2018-01-18 | 2018-06-29 | 重庆邮电大学 | 一种lte-a系统中基于小区参考信号的信道估计方法 |
| CN111344955A (zh) * | 2017-11-15 | 2020-06-26 | 索尼公司 | 用于无线通信系统的电子设备、方法、装置和存储介质 |
-
2023
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Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20070206689A1 (en) * | 2006-03-01 | 2007-09-06 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for channel estimation in an orthogonal frequency division multiplexing system |
| CN102571650A (zh) * | 2011-12-20 | 2012-07-11 | 东南大学 | 一种应用于3gpp lte系统的自适应信道估计方法 |
| CN104429031A (zh) * | 2012-06-28 | 2015-03-18 | 瑞典爱立信有限公司 | 信道扩展估计 |
| CN102752259A (zh) * | 2012-07-11 | 2012-10-24 | 天津理工大学 | 一种自适应门限定阶的线性最小均方误差信道估计方法 |
| CN111344955A (zh) * | 2017-11-15 | 2020-06-26 | 索尼公司 | 用于无线通信系统的电子设备、方法、装置和存储介质 |
| CN108234364A (zh) * | 2018-01-18 | 2018-06-29 | 重庆邮电大学 | 一种lte-a系统中基于小区参考信号的信道估计方法 |
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| Publication number | Publication date |
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