CN115932817A

CN115932817A - 雷达系统及其方法

Info

Publication number: CN115932817A
Application number: CN202211208460.4A
Authority: CN
Inventors: D·A·加里蒂; 吴浩云; M·布雷特
Original assignee: NXP BV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2021-10-01
Filing date: 2022-09-30
Publication date: 2023-04-07
Also published as: US20230128469A1; EP4160255A1; US11994611B2

Abstract

提供了一种雷达系统、设备、架构和方法，其具有：发射器，所述发射器产生多个不同FanTOM信号，所述FanTOM信号以重叠方式作为N个RF编码发射信号发射，使得脉冲重复间隔和帧长度保持较短；接收器，所述接收器利用混频器处理从所述N个RF编码发射信号反射的目标返回信号以产生IF信号，利用以采样时钟频率计时的一个或多个陷波滤波器对所述IF信号进行滤波以控制谐波陷波频率从而抑制发射器溢出和近距离自杂波干扰，由此产生滤波后的IF信号，利用以采样时钟频率计时的模数转换器将所述滤波后的IF信号转换为数字信号；以及雷达处理器，所述雷达处理器处理所述数字信号以生成包括分别对应于所述N个RF编码发射信号的N个分段的距离谱。

Description

雷达系统及其方法

技术领域

本公开大体上涉及雷达系统和相关联操作方法，且更具体地，涉及用于雷达系统提供极大多输入多输出(MIMO)阵列形成的频率和时间偏移调制方法。

背景技术

雷达系统用于检测附近目标的距离、速度和角度。随着技术的进步，雷达系统目前可应用于许多不同应用，例如汽车雷达安全系统，但并非每个雷达系统都适用于每个应用。例如，77GHz频率调制连续波(FMCW)快速线性调频脉冲调制(FCM)雷达结合MIMO阵列用作高级驾驶员辅助系统(ADAS)和自主驾驶(AD)系统中的传感器。由于用MIMO方法构建的虚拟天线的数目(所述数目等于物理发射和接收天线元件的数目的乘积)大于物理元件的总数，因此所得到的MIMO阵列可以形成比仅物理元件更大的孔径，从而产生改进的角分辨率。然而，MIMO系统可能很难区分由不同发射天线发射的线性频率调制(LFM)波形。

现有雷达系统已尝试通过使用时分(TD)复用技术在时间上分离来自不同发射器的LFM波形从而在每个接收信道处分离源自不同发射器的信号以构建虚拟MIMO阵列来解决这些挑战。但是，由于传统TD-MIMO系统受到距离迁移的限制，因此只能使用允许构建相对较小MIMO虚拟阵列的少量发射器(例如，3个)。结果，虚拟阵列的尺寸有限，从而导致许多高级ADA和自动驾驶应用的角分辨率不足。因此，由于在现有雷达系统应用的性能、设计、复杂性和成本约束下实现更大尺寸雷达的性能优势所存在的挑战，现有雷达系统解决方案在实践层面是极其困难的。

发明内容

根据一种实施方式，一种用于操作雷达系统的方法包括：

在发射器模块处生成包括波形序列的参考信号；

针对所述雷达系统的为N个的对应多个发射器，从所述参考信号生成多个频率和时间偏移调制信号，其中每个发射器与不同的频率和时间偏移调制信号相关联；

将所述多个频率和时间偏移调制信号作为N个射频编码发射信号从所述雷达系统的所述N个发射器发射；

在所述雷达系统的接收器模块的接收天线处接收从所述N个射频编码发射信号反射的目标返回信号；

在所述接收器模块处将所述目标返回信号与所述参考信号进行混频以产生中频信号；

用一组一个或多个陷波滤波器对所述中频信号进行滤波，以产生滤波后的中频信号，其中所述一组一个或多个陷波滤波器以采样时钟频率F_CLOCK计时，以控制所述一组一个或多个陷波滤波器的谐波陷波频率；

在所述接收器模块处使用以至少F_CLOCK的采样时钟频率计时的模数转换器将所述滤波后的中频转换为数字信号；以及

处理所述数字信号以生成包括分别对应于通过所述N个发射器发射的所述N个射频编码发射信号的N个分段的距离谱。

在一个或多个实施方式中，生成所述参考信号包括生成线性频率调制(LFM)参考线性调频脉冲信号。

在一个或多个实施方式中，所述方法另外包括在所述接收器模块处用可调谐抗混叠低通滤波器对来自混频器的所述中频信号进行滤波，以在由所述一组一个或多个陷波滤波器或模数转换器采样之前去除潜在干扰信号，其中所述可调谐抗混叠低通滤波器具有设置在所述采样时钟频率F_CLOCK的四分之一处的角频率。

在一个或多个实施方式中，对所述中频信号进行滤波包括使用以多个陷波为特征的n路径陷波滤波器对来自所述混频器的单端中频信号进行滤波，从而在以用于生成多个频率和时间偏移信号的频率偏移值Δf的整数倍指定的多个指定谐波陷波频率下抑制发射器溢出和近距离干扰。

在一个或多个实施方式中，所述n路径陷波滤波器包括至少4N个开关电容器路径，并且其中所述采样时钟频率F_CLOCK是4N与用于生成所述多个频率和时间偏移信号的频率偏移值Δf的乘积。

在一个或多个实施方式中，对所述中频信号进行滤波包括：

使用被配置成生成第一滤波信号的第一n路径陷波滤波器对来自所述混频器的全差分中频信号进行滤波，其中所述第一n路径陷波滤波器以多个陷波为特征，从而在以用于生成所述多个频率和时间偏移信号的频率偏移值Δf的奇数整数倍指定的多个指定谐波陷波频率下抑制发射器溢出和近距离干扰；以及

使用被配置成生成所述滤波后的中频信号的第二n路径陷波滤波器对所述第一滤波信号进行滤波，其中所述第二n路径陷波滤波器以多个陷波为特征，从而在以所述频率偏移值Δf的奇数整数倍指定的多个指定谐波陷波频率下抑制发射器溢出。

在一个或多个实施方式中，所述第一n路径陷波滤波器包括4N个开关电容器路径，并且其中所述第二n路径陷波滤波器包括2N个开关电容器路径。

根据另一种实施方式，一种雷达系统包括：

参考信号发生器，所述参考信号发生器被配置成产生包括波形序列的参考信号；

发射模块，所述发射模块被配置成从所述参考信号产生多个频率和时间偏移调制(FanTOM)信号，并将所述多个FanTOM信号作为N个射频编码发射信号通过N个对应多个发射器发射，其中每个发射器被配置成在不同时间发射相关联FanTOM信号；

至少第一接收器模块，包括：

第一接收天线，所述第一接收天线被配置成接收由至少一个目标从所述N个射频编码发射信号反射的目标返回信号，

混频器电路，所述混频器电路被配置成将所述目标返回信号与所述参考信号进行混频以产生中频信号，

一组一个或多个陷波滤波器，所述陷波滤波器被配置成从所述中频信号产生滤波后的中频信号，其中所述一组一个或多个陷波滤波器以采样时钟频率F_CLOCK计时，以控制所述一组一个或多个陷波滤波器的谐波陷波频率，以及

模数转换器，所述模数转换器被配置成将所述滤波后的中频信号转换为数字信号，其中所述模数转换器以至少F_CLOCK的采样时钟频率计时；以及

雷达控制处理单元，所述雷达控制处理单元被配置成处理所述数字信号以生成包括分别对应于通过所述N个发射器发射的所述N个射频编码发射信号的N个分段的距离谱。

在一个或多个实施方式中，所述参考信号发生器生成线性频率调制(LFM)参考线性调频脉冲信号。

在一个或多个实施方式中，所述发射模块包括多个发射路径，每个发射路径包括：

高速相位旋转器，所述高速相位旋转器被连接成生成频率偏移信号，所述频率偏移信号从所述参考信号频率移位了频率偏移值Δf的整数倍；

射频开关，所述射频开关被连接成从所述频率偏移信号生成频率和时间偏移调制信号；以及

信号编码器，所述信号编码器使用信号调节和功率放大对所述频率和时间偏移调制信号进行编码，以产生所述N个射频编码发射信号中的一个射频编码发射信号并通过所述N个发射器中的一个发射器发射所述射频编码发射信号。

在一个或多个实施方式中，所述参考信号发生器生成多个频率偏移信号，所述多个频率偏移信号中的每一个从线性频率调制(LFM)参考线性调频脉冲信号频率移位了频率偏移值Δf的整数倍。

在一个或多个实施方式中，所述发射模块包括分别连接到所述多个频率偏移信号的多个发射路径，其中每个发射路径包括：

射频开关，所述射频开关被连接成从接收到的频率偏移信号生成频率和时间偏移调制信号；以及

在一个或多个实施方式中，所述第一接收器模块另外包括可调谐抗混叠低通滤波器，所述可调谐抗混叠低通滤波器被配置成对来自所述混频器电路的所述中频信号进行滤波，以在由所述一组一个或多个陷波滤波器或模数转换器采样之前去除潜在干扰信号，其中所述可调谐抗混叠低通滤波器具有设置在所述采样时钟频率F_CLOCK的四分之一处的角频率。

在一个或多个实施方式中，所述一组一个或多个陷波滤波器包括n路径陷波滤波器，所述n路径陷波滤波器被配置成对来自所述混频器电路的单端中频信号进行滤波，其中所述n路径陷波滤波器以多个陷波为特征，从而在以用于生成多个频率和时间偏移信号的频率偏移值Δf的整数倍指定的多个指定谐波陷波频率下抑制发射器溢出和近距离干扰。

在一个或多个实施方式中，所述一组一个或多个陷波滤波器包括：

第一多路径陷波滤波器，所述第一多路径陷波滤波器被配置成通过对来自所述混频器电路的全差分中频信号进行滤波来生成第一滤波信号，其中所述第一多路径陷波滤波器以多个陷波为特征，从而在以用于生成所述多个频率和时间偏移信号的频率偏移值Δf的奇数整数倍指定的多个指定谐波陷波频率下抑制发射器溢出；以及

第二多路径陷波滤波器，所述第二多路径陷波滤波器被配置成通过对所述第一滤波信号进行滤波来生成所述滤波后的中频信号，其中所述第二多路径陷波滤波器以多个陷波为特征，从而在以所述频率偏移值Δf的奇数整数倍指定的多个指定谐波陷波频率下抑制发射器溢出。

在一个或多个实施方式中，所述第一多路径陷波滤波器包括4N个开关电容器路径，并且其中所述第二多路径陷波滤波器包括2N个开关电容器路径。

根据另一种实施方式，一种雷达系统包括：

多个发射器，其中每个发射器被配置成：

接收线性频率调制(LFM)参考线性调频脉冲信号，

从参考信号生成频率偏移信号，其中所述多个发射器中的每个发射器与从所述LFM参考线性调频脉冲信号的不同频率偏移相关联，并且

针对所述发射器在不同时间将所述频率偏移信号作为RF编码发射信号发射，其中每个发射器的发射开始时间差至少相当于与所述雷达系统的预定最大范围相关联的往返延迟；

多个接收器，其中每个接收器被配置成：

在天线处接收从与所述多个发射器相关联的所述RF编码发射信号反射的目标返回信号，

将所述目标返回信号与所述LFM参考线性调频脉冲信号进行混频以产生中频信号，

使用被配置成从所述中频信号产生滤波后的中频信号的至少一组一个或多个多路径陷波器对所述中频信号进行滤波，其中所述一组一个或多个多路径陷波滤波器以采样时钟频率F_CLOCK计时以控制谐波陷波频率，从而抑制发射器溢出和近距离自杂波干扰，并且使用以至少F_CLOCK的采样时钟频率计时的模数转换器将所述滤波后的中频信号转换为数字信号；以及

雷达控制处理单元，所述雷达控制处理单元被配置成处理所述数字信号以生成包括分别对应于所述多个发射器发射的所述RF编码发射信号的第一多个分段的距离谱。

在一个或多个实施方式中，每个接收器被配置成利用可调谐抗混叠低通滤波器对所述中频信号进行滤波，以在由所述一组一个或多个多路径陷波滤波器或模数转换器采样之前去除潜在干扰信号，其中所述可调谐抗混叠低通滤波器具有设置在所述采样时钟频率F_CLOCK的四分之一处的角频率。

在一个或多个实施方式中，每个发射器包括：

高速相位旋转器，所述高速相位旋转器被连接成生成频率偏移信号，所述频率偏移信号从所述LFM参考线性调频脉冲信号频率移位了频率偏移值Δf的整数倍；

信号编码器，所述信号编码器使用信号调节和功率放大对所述频率和时间偏移调制信号进行编码，以产生射频编码发射信号并通过发射天线发射所述射频编码发射信号。

附图说明

当结合以下附图考虑以下详细描述时，可以获得对本发明的理解及其许多目的、特征和优点。

图1描绘传统LFM TD-MIMO汽车雷达系统的简化示意框图，传统LFM TD-MIMO汽车雷达系统包括连接到雷达控制器处理器的LFM TD-MIMO雷达装置。

图2描绘LFM TD-MIMO汽车雷达系统的线性调频脉冲发射调度的时序图说明。

图3是示出根据本公开选定实施例的示例性四发射信道频率和时间偏移调制(FanTOM)线性调频脉冲系统的频率计划的图。

图4是根据本公开选定实施例的FanTOM线性调频脉冲雷达系统的简化功能框图。

图5是示出根据本公开选定实施例的四发射信道FanTOM线性调频脉冲系统的接收信道的示例距离谱的图。

图6是根据本公开选定实施例的使用相位旋转器来实施FanTOM线性调频脉冲雷达系统的收发器子系统的简化功能框图。

图7是根据本公开选定实施例的收发器子系统的简化功能框图，其中由线性调频脉冲发生器生成频率偏移线性调频脉冲以实施FanTOM线性调频脉冲雷达系统。

图8是示出根据本公开选定实施例的示例性四发射信道频率偏移调制(FOM)距离划分(RD)MIMO线性调频脉冲系统的频率计划的简化图。

图9是示出示例收发器系统的简化框图，其中一组接收信道可以使用不同参考线性调频脉冲，并且任何接收信道都可以使用与不同于TX1的发射器相关联的参考线性调频脉冲。

图10是示出根据本公开选定实施例的利用I/Q采样进行参考线性调频脉冲混频的距离谱映射。

图11是示出根据本公开选定实施例的利用仅I采样和发射器之间的倍频偏移进行参考线性调频脉冲混频的距离谱映射。

图12A和12B是示出根据本公开选定实施例的发射器之间功率放大器偏移变化的结果的距离谱映射。

图13是根据本公开选定实施例的单端可调谐n路径陷波滤波器的设计和操作的简化描绘。

图14是根据本公开选定实施例的全差分可调谐n路径陷波滤波器的设计和操作的简化描绘。

图15示出的简化流程图示出操作FanTOM线性调频脉冲雷达系统的逻辑，所述雷达系统具有可调谐抗混叠滤波器、n路径陷波滤波器和模数转换器，具有针对接收器线路配置的频率响应和采样速率。

除非另外指出，否则在不同的图式中使用相同的参考符号指示完全相同的物件。附图不一定按比例绘制。

具体实施方式

描述了频率和时间偏移调制(FanTOM)MIMO雷达系统、硬件电路、系统、架构和方法，用于通过在接收器模块中使用可配置的N路径陷波滤波器来构建极大MIMO虚拟阵列，以对由多个发射器信道以大量重叠方式发射的不同线性调频脉冲信号进行消歧，其中每个发射器发送第一线性调频脉冲信号的延迟版本，使得来自不同发射器的线性调频脉冲信号在接收时可以在距离谱域中分离，从而实现较大MIMO虚拟阵列的构建。通过使用较小延迟发送不同线性调频脉冲作为第一参考线性调频脉冲信号的时间延迟版本，线性调频脉冲在快速时间域中重叠，但短时间延迟产生短脉冲重复间隔和帧，从而在实现高帧更新率的同时缓解距离迁移问题。但通过将延迟控制为至少仪器往返延迟，较小延迟在距离谱域中提供足够的分离以实现发射器的分离。此外，因为线性调频脉冲扫过相同的频率范围，所以在发射器之间波长是完全相同的，使得在频率偏移调制距离划分MIMO系统中不存在剩余距离与角度不明确性问题。为了帮助对线性调频脉冲发射信号进行消歧，每个接收器将目标返回信号与参考线性调频脉冲信号进行混频以生成中频信号，通过一组可配置陷波滤波器对所述中频信号进行滤波以抑制多个指定频率下的发射器溢出，从而减少或消除近距离自杂波干扰并均衡距离响应，使得降低模数转换器的动态范围要求。通过实施具有至少第一组开关电容器和电阻器的可配置陷波滤波器，可通过开关频率控制滤波器陷波，同时可通过所使用的电容器和电阻器的数目和大小控制陷波带宽。

现将参考附图详细地描述本发明的各种说明性实施例。虽然在以下描述中阐述了各种细节，但应了解，可以在没有这些具体细节的情况下实践本发明，并且可以对本文中描述的本发明作出许多特定于实施方案的决策以实现装置设计者的特定目标，例如与工艺技术或相关设计约束条件的符合性，这些约束条件随实施方案的不同而不同。虽然此类研发的工作可能是复杂且耗时的，然而它对于受益于本公开的本领域的普通技术人员来说不过是常规的任务日常工作。例如，为了避免限制或模糊本发明，参考简化示意性电路块图来描述所选方面，而不包括每个电路元件或细节。此类描述和表示由本领域的技术人员使用，以将他们的工作的实质描述和传达给本领域的其它技术人员。还应注意，在整个此具体实施方式中，为简单和清楚起见示出图中的某些元件，而未必绘制来示出具体细节。此外，本发明的所描述的特征、优点和特性可以任何合适方式在一或多个实施例中组合。鉴于本文中的描述，相关领域的技术人员将认识到，可在没有特定实施例的具体特征或优点中的一个或多个的情况下实践实施例。在其它情况下，在某些实施例中可认可所有实施例中可能没有的额外特征和优点。例如，为了避免限制或模糊本发明，参考简化电路示意图来描述选定方面，而不包括每个电路细节。此类细节众所周知，并且不被视为教示本领域的技术人员如何制作或使用本发明所必要的。

在本公开的上下文中，应了解，雷达系统可在多种不同应用中用作传感器，包括但不限于用于例如高级驾驶辅助系统(ADAS)和自主驾驶(AD)系统之类的道路安全系统的汽车雷达传感器。在此类应用中，雷达系统用于测量到反射目标的径向距离、反射目标的相对径向速度和角度信息，并且以例如角分辨率(在雷达能够彼此区分和分离的相同距离和距离速率(或径向速度)分辨率单元处的两个相等大目标之间的最小距离)、灵敏度、虚假检测速率等性能标准为特征。通常，频率调制连续波(FMCW)调制雷达用于通过从多个发射天线发射线性频率调制(LFM)波形来标识例如汽车或行人之类的雷达目标的距离、速度和/或角度，使得来自雷达目标的反射信号在多个接收天线处被接收并被处理以确定雷达目标的径向距离、相对径向速度和角度(或方向)。然而，在当前汽车设计中，车辆可能包括彼此独立操作的多个雷达发射器。结果，LFM波形收发器可以被配置成实施时分(TD)MIMO操作，以在时间上分离源自不同发射器的信号，使得接收信道可以清楚地检测每个信号从而构建虚拟MIMO阵列。可替换的是，LFM波形收发器可以被配置成实施频率偏移调制(FOM)距离划分MIMO系统，其中每个发射信道以不同中心频率发射线性调频脉冲，使得接收信道能够清楚地检测来自不同发射器的每个信号，从而可以构建虚拟MIMO阵列。

为了说明传统TD MIMO雷达系统的设计和操作，现在参考图1，图1描绘了传统LFMTD-MIMO汽车雷达系统100的简化示意框图，传统LFM TD-MIMO汽车雷达系统100包括连接到雷达控制器处理器20的LFM TD-MIMO雷达装置10。在选定实施例中，LFM TD-MIMO雷达装置10可体现为被设计成在操作位置快速更换的线路可更换单元(LRU)或模块化组件。类似地，雷达控制器处理器20可体现为线路可更换单元(LRU)或模块化组件。尽管示出了单个或单基地LFM TD-MIMO雷达装置10，但应了解，可以使用额外的分布式雷达装置来形成分布式或多基地雷达。另外，所描绘的雷达系统100可以集成电路形式实施，其中LFM TD-MIMO雷达装置10和雷达控制器处理器20由单独的集成电路(芯片)或由单芯片形成，这取决于应用。

每个雷达装置10包括分别连接到一个或多个射频(RF)发射器(TX)单元11和接收器(RX)单元12的一个或多个发射天线元件TX_i和接收天线元件RX_j。例如，每个雷达装置(例如，10)示出为包括分别连接到三个发射器模块(例如，11)和四个接收器模块(例如，12)的各个天线元件(例如，TX_1,i、RX_1,j)，但是这些数目不是限制性的，其它数目也是可能的，例如四个发射器模块11和六个接收器模块12，或单个发射器模块11和/或单个接收器模块12。每个雷达装置10还包括线性调频脉冲发生器112，所述线性调频脉冲发生器112被配置并且被连接成将线性调频脉冲输入信号供应到发射器模块11。为此目的，线性调频脉冲发生器112被连接成接收单独且独立的本地振荡器(LO)信号110和线性调频脉冲开始触发信号111，尽管由于信号路径差异和信号路径中的可编程数字延迟元件，延迟很可能不同。生成线性调频脉冲信号113，并且通常按照预定义发射调度将所述线性调频脉冲信号113发射到多个发射器11，在RF调节模块114处对所述线性调频脉冲信号113进行滤波并在功率放大器115处放大，然后馈送到对应发射天线TX_1,i并进行辐射。通过依序使用每个发射天线TX_1,i以在线性调频脉冲信号113中发射连续脉冲，每个发射器元件11相对于其它发射器元件以时间复用方式操作，因为这些发射器元件被编程为按时间上分离的调度发射完全相同的波形。

通过发射器天线单元TX_1,i、TX_2,i发射的雷达信号可以通过对象反射，并且反射雷达信号的一部分到达雷达装置10处的接收器天线单元RX_1,i。在每个接收器模块12处，接收到的(射频)天线信号由低噪声放大器(LNA)120放大，接着馈送到混频器121，其中所述接收到的(射频)天线信号与由RF调节单元113生成的所发射的线性调频脉冲信号混频。将所得中频信号馈送到第一高通滤波器(HPF)122。将所得滤波后的信号馈送到第一可变增益放大器123，所述第一可变增益放大器123在将所述信号馈送到第一低通滤波器(LPF)124之前放大所述信号。此重新滤波后的信号被馈送到模/数转换器(ADC)125并且由每个接收器模块12输出为数字信号D1。接收器模块12将各种延迟的目标回波压缩为多个正弦频调，所述多个正弦频调的频率对应于回波的往返延迟。

雷达系统100还包括雷达控制器处理单元20，所述雷达控制器处理单元20被连接成向雷达装置10供应输入控制信号，并从所述雷达装置10接收由接收器模块12生成的数字输出信号D1。在选定实施例中，雷达控制器处理单元20可体现为被配置并且被布置成用于信号处理任务的微控制器单元(MCU)或其它处理单元，所述信号处理任务例如但不限于目标标识、目标距离、目标速度和目标方向的计算，以及生成控制信号。例如，雷达控制器处理单元20可以被配置成生成校准信号、接收数据信号、接收传感器信号、生成频谱塑形信号(例如在FMCW雷达的情况下产生斜坡)和/或为RF(射频)电路启用序列注册编程或状态机信号。另外，雷达控制器处理器20可以被配置成对模块11、12进行编程，以通过发射LFM线性调频脉冲而以时分方式操作，用于发射天线TX_1,i、RX_1,j之间的协调通信。在雷达控制器处理单元20处的数字处理的结果是，针对随后的快速时间距离FFT 21、慢速时间多普勒FFT 22、恒定虚警率(CFAR)目标检测23、空间角度估计24和目标跟踪过程25，处理数字域信号D1，结果输出26到其它汽车计算或用户接口装置以用于进一步处理或显示。

为了说明雷达发射信号的时分发射的例子，现在参考图2，图2描绘LFM TD-MIMO汽车雷达系统的线性调频脉冲发射调度的时序图说明200。如所描绘，每个发射器(例如TX₁等)被编程为轮流发射线性调频脉冲201-206序列中的一个线性调频脉冲(例如201)。每个发射天线对线性调频脉冲发射的这种时间分离允许通过简单地将接收到的信号与调度的发射器相关联而在接收端分离发射器。在接收到的信号中分离发射器的能力是MIMO雷达方法的先决条件，所述MIMO雷达方法通常用于汽车雷达中，用于虚拟地构建与发射和接收天线的物理孔径相比较大的天线阵列孔径。经由MIMO虚拟构建的较大孔径提供了许多高级驾驶员辅助系统(ADAS)和自动驾驶(AD)应用所需的更好的角分辨率性能。当形成虚拟MIMO阵列时使用发射器调度在发射器之间划分时域资源被称为时分(TD)MIMO方法。

由于TD-MIMO方法提供相对简单明了的方法，可以在几乎没有泄漏的情况下分离发射器，因此通常用于汽车雷达应用。然而，在资源之间划分时间的要求意味着需要长得多的帧持续时间来完成针对每个发射器的所有线性调频脉冲的发射。如果延长的帧持续时间长于目标停留在单个距离分辨率单元内的持续时间，则目标的任何距离迁移都会降低后续数字多普勒相干积分处理和角度估计，进而不利地影响测量性能。

传统TD-MIMO方法的另一缺点是同一发射器的相邻脉冲之间的脉冲重复间隔(PRI)的持续时间增加。具体地，由于每个发射器(例如，TX₁-TX_N)被调度为轮流在开始第二脉冲(例如，203-204)的顺序发射之前发射其第一脉冲(例如，201-202)等，直到最后一个脉冲(例如，205-206)被发射，因此也延长了同一发射器的两个相邻脉冲之间的脉冲重复间隔(PRI)202。因为线性调频脉冲序列可测量的最大明确多普勒移位与PRI成反比，所以延长的PRI导致最大明确多普勒性能降低。因此，可用于TD-MIMO操作的发射器的最大数目有限。对于典型的道路使用，TD MIMO最多可使用3个发射器，不会出现不可接受的性能下降。这又限制了MIMO虚拟阵列的大小。

本发明的实施例通过将新的频率和时间偏移调制(FanTOM)方法引入线性频率调制(LFM)汽车雷达来克服传统TD-MIMO方法的限制。这使得能够实现比传统可用的更大的MIMO阵列构建。FanTOM方法的一个方面是频率和时间偏移调制线性调频脉冲波形，其使得从不同发射器发射的信号能够在每个接收信道的距离谱中分离。距离分离程度对应于施加在每个发射器上的时间偏移量。名义上，时间偏移应至少为系统可观察到的最大往返目标延迟量(例如，典型汽车应用中的2μs)。对每个发射信道应用对应的频率偏移，使得所有线性调频脉冲以完全相同的起始频率和完全相同的终止频率发射。频率和时间偏移的影响相当于在不同的发射信道处发射明显延迟的线性调频脉冲。

在接收期间，每个接收信道将接收到的RF信号与参考线性调频脉冲进行混频，所述参考线性调频脉冲从群组中的第一个线性调频脉冲开始，并且在群组中最后一个线性调频脉冲的回波到达接收器时(例如，群组中的最后一个线性调频脉冲发射结束后2μs)结束。在一个示例实施例中，如将在下面更详细地讨论的，参考线性调频脉冲的起始频率与第一线性调频脉冲的起始频率相同，并且参考线性调频脉冲的斜率与所有线性调频脉冲的斜率相同。每个接收信道使用相同的参考线性调频脉冲进行混频。

每个接收信道开始数字采集，所述数字采集从最早的线性调频脉冲发射开始，并在每个发射器的最后一个线性调频脉冲的回波到达接收器时(例如，群组中的最后一个线性调频脉冲发射完成后2μs)结束。与接收器相关联的ADC的速度应足够快，以明确地描述从最后一个线性调频脉冲回波的最远目标的IF频率。例如，对于由K个发射器以FanTOM方式发射的斜率为S[MHz/S]的线性调频脉冲照射的距离Rmax[m]处的最远目标，将描述的最大IF频率(IFmax)将为：

IFmax＝K*S*(Rmax*2)/c＝K*S*Δt＝K*Δf[MHz]，

其中c是光速[m/s]，且ADC的采样速率(Fs)至少是IFmax的两倍。在实践中，采样速率应显著大于2*IFmax，以便允许ADC前模拟抗混叠滤波和ADC后数字滤波。从以上等式可以看出，(Rmax*2)/c＝Δt且S*Δt＝Δf，其中Δt是发射信道之间的偏移时间(例如，当与每个发射信道相关的功率放大器处于接通状态时)，并且Δf是发射信道之间的频率偏移量。因此，对于上行线性调频脉冲，频率偏移为-Δf，而对于下行线性调频脉冲，频率偏移为Δf。

为了更好地理解如何在FanTOM线性调频脉冲MIMO雷达系统中使用参考线性调频脉冲信号，现在参考图3，图3描绘示出根据本发明实施例的示例性四发射信道FanTOM线性调频脉冲系统的频率计划300的图。如所描绘，参考线性调频脉冲305在时间零(t＝0)零处开始且在时间t＝Tc+4Δt处结束。另外，参考线性调频脉冲305在起始频率f_start处开始，且在终止频率f_start+BW_chirp+3Δf处结束，其中BW_chirp是线性调频脉冲带宽且BW_chirp＝S*Tc，其中Tc是线性调频脉冲发射持续时间。在示例四发射信道FanTOM线性调频脉冲系统中，第一发射器TX₁由第一参考线性调频脉冲305激励，但仅在从相对于帧的开始的时间零开始的线性调频脉冲持续时间Tc内发射线性调频脉冲。可以通过将功率放大器从待机模式切换和切换到待机模式来控制发射持续时间。以类似的方式，第二发射器TX₂由第二参考线性调频脉冲310激励，所述第二参考线性调频脉冲310是第一参考线性调频脉冲305的频率偏移版本，其中频率偏移量为-Δf，如图3所示。另外，第二发射器TX₂功率放大器的接通时间类似地偏移了量Δt，并在线性调频脉冲持续时间Tc内保持接通。控制偏移频率，使得Δf＝S*Δt，其中S是线性调频脉冲的斜率。Δf和Δt的组合效应是，第二发射器TX₂发射的第二参考线性调频脉冲信号310是第一发射器TX₁发射的第一线性调频脉冲信号305的延迟版本，如图3所示。功率放大器接通偏移Δt的持续时间至少为相当于雷达系统所希望的距离的往返延迟量。以类似方式，第三发射器TX₃发射第三参考线性调频脉冲信号315，所述第三参考线性调频脉冲信号315是延迟了2Δt的第一参考线性调频脉冲305的延迟版本。这可以通过对第一参考线性调频脉冲305施加2Δf的频率偏移并对在Tc的线性调频脉冲持续时间内保持处于接通状态的第三发射器TX₃的功率放大器施加2Δt的接通偏移来实现。类似地，第四发射器TX₄发射第四参考线性调频脉冲信号320，所述第四参考线性调频脉冲信号320是按照类似程序延迟了3Δt的第一参考线性调频脉冲信号305的延迟版本。这组线性调频脉冲以脉冲重复间隔(PRI)持续时间重复发射M次，直到帧结束。

在实践中，功率放大器接通/断开功能控制发射的参考线性调频脉冲信号的辐射时间。这可以例如通过使每个发射器包括一个将输入信号连接到有源功率放大器的RF开关电路来实现。通过闭合RF开关电路，将信号输入到有源功率放大器，然后有源功率放大器输出放大信号以由天线辐射。通过断开RF开关电路，没有信号输入到有源功率放大器，并且放大信号既不会被放大也不会被辐射。作为替代例子，RF开关电路可以将功率放大器的输出连接到天线的输入。当RF开关电路闭合时，将来自功率放大器的放大信号提供给天线进行辐射。当RF开关电路断开时，放大信号不会被天线辐射。

在目标返回信号的接收处理期间，每个接收器将在天线处接收的RF目标返回信号与参考线性调频脉冲混频，然后在接收信号处理路径中使用抗混叠滤波器、n路径滤波器和额外低通滤波器调节混频信号。在线性调频脉冲开始的整个持续时间(例如，对于第一组，t＝0，且对于组m，t＝(m-1)*PRI)内并持续不小于Tc+4Δt的持续时间，模数转换器(ADC)对滤波后的信号进行采样。ADC应提供最小采样计数Ns＝ceil{(Tc+4Δt)*Fs}，其中Fs是ADC采样速率且ceil{.}是四舍五入运算。在示例性四发射信道FanTOM线性调频脉冲系统中，最大IF频率为4Δf，从而产生至少为最大IF频率两倍的ADC采样速率以满足奈奎斯特标准。另外，为了减少抗混叠滤波器的面积(例如，成本)和功率，ADC采样速率应显著高于奈奎斯特速率(例如，至少是最大IF频率的四倍)。来自每个接收信道的ADC的输出是雷达的原始数据，所述原始数据可由数字滤波器处理，所述数字滤波器对ADC输出进行抽取(即，除法)以降低最终期望输出速率，所述最终期望输出速率是发射器数目N乘以偏移频率Δf乘以2。如将了解，数字滤波器可以作为ADC的一部分或雷达MCU中发生的信号处理的一部分实施。

接下来，由雷达处理器例如通过使用快速傅立叶变换引擎提取目标距离信息来处理原始ADC样本的频谱。雷达处理器可以执行提取目标距离信息的各种任务。例如，雷达处理器可以从N个射频编码发射信号的距离谱中提取N个发射器中的每个发射器的距离谱，以(在多个发射周期上)形成每个距离谱的多普勒谱。此外，雷达处理器可以通过从检测到的目标返回信号形成距离划分MIMO虚拟天线测量矢量来执行检测每个多普勒谱发射器/接收器对中的目标返回信号，然后使用形成的距离划分MIMI虚拟天线测量矢量来生成目标角。

为了提供增强对本公开选定实施例的理解的额外细节，现在参考图4，图4描绘根据本公开选定实施例的FanTOM线性调频脉冲雷达系统400的简化功能框图。在所描绘的系统400中，参考线性调频脉冲发生器401为发射器模块402中的每个发射信道(例如，405、415和419)生成参考线性调频脉冲。在每个发射信道中，利用与发射信道相关联的频率偏移混频器(FOM)(例如，425和429)施加适当的频率偏移，并且应用适当功率放大器(PA)(例如，410、420、430)接通时间偏移以从各个发射信道发射正确延迟的线性调频脉冲。

在接收器模块450-453处，作为RF信号接收反射信号，然后放大(例如，使用低噪声放大器455)反射信号并与参考线性调频脉冲进行混频(例如，在混频器460处)以提取IF信号。接着将IF信号馈送到可变增益放大器(465)，所述可变增益放大器在信号由可调谐抗混叠低通滤波器(470)滤波之前放大信号，接着所述信号被馈送到一组可配置陷波滤波器(475)以去除可能由于Tx到Rx溢出而导致的零距离分量，随后由相关联ADC 480进行采样。

在选定实施例中，陷波滤波器475提供n路径滤波器(例如，采样数据滤波器)，所述n路径滤波器是模拟域可调谐和可配置陷波滤波器组电路，用于滤除每个发射器的快速时间频谱中的零距离干扰。当来自发射器402的发射未与接收器模块450充分隔离以使得在接收到的信号中可观察到所述发射时，发生零距离干扰。这被称为发射器到接收器的溢出干扰。因为这种溢出干扰不是目标返回，所以由于滤波器失配和系统的相位噪声引起的频谱边缘，这种溢出干扰的存在就干扰了距离较近的有效目标的检测。同样，汽车在雷达周围的反射结构(例如，保险杠)会产生干扰有效目标检测的近距离回波(具有接近零距离)。溢出和近距离干扰不仅造成干扰，而且还可能使ADC饱和，因此需要抑制ADC。传统上，可以使用模拟滤波器来抑制这种干扰，例如通过在线性调频脉冲混频器460之后使用具有可调谐通带频率的模拟高通滤波器(HPF)来抑制零距离干扰信号。然而，这种单陷波滤波器不能滤除以多个非零频率出现的接收到的FanTOM信号中的多个零距离信号。为了抑制这些干扰信号，陷波滤波器475可以体现为多个(n个)滤波器“路径”以实施n路径滤波器(例如，采样数据滤波器)或一组陷波滤波器475，其中使用由开关、电容器和电阻器组成的一组(n个)滤波器路径将滤波器陷波中的每一个调谐到对应零距离频率，所述一组(n个)滤波器路径在路径的开关频率下形成陷波以及在其谐波频率下形成一系列陷波。通过指定所使用的电容器和电阻器的数目和大小以及通过经由所施加的采样时钟频率F_CLOCK控制开关间隔，可以使陷波滤波器475中的陷波的位置和宽度在频域中移位。另外，通过经由各个路径电阻器、电容器和开关元件值和配置控制路径衰减，还可以调整滤波器陷波的宽度和深度。使用n路径陷波滤波器475的谐波陷波来抑制溢出干扰是巧妙且有创造性的，因为这种谐波通常被认为是n路径滤波器的缺陷或不期望的副作用。

为了提供其中发射器模块402包括四个发射器TX₁-TX₄且每个发射器之间具有40MHz频率偏移的第一示例实施例，被配置成处理单端滤波器输入信号的接收器模块450将需要在四个对应频率(例如，DC或0MHz、40MHz、80MHz和120MHz)下具有陷波的n路径陷波滤波器475，所有陷波具有预定最小衰减(例如至少15dB)。在这个例子中，单端N路径陷波滤波器475以采样时钟频率F_CLOCK＝F_OFFSET*N_PATH计时，其中F_OFFSET是第一陷波频率或偏移频率(例如，在这个例子中为40MHz)，并且其中N_PATH是滤波器中的路径的数目。由于在最坏情况或最高频率陷波(例如，在这个例子中为120MHz)下实现充分衰减所需的路径数目，因此路径数目必须至少是发射器数目的四倍，即对于4个发射器，N_PATH＝16个路径，从而产生N路径滤波器时钟频率F_CLOCK＝40MHz*16＝640MHz。在这种情况下，奈奎斯特速率ADC 480的采样速率F_CLOCK也可以设置为640MHz，使得陷波滤波器475和ADC 480都只需要一个时钟。当然，应了解，可以使用三角积分ADC 480替代奈奎斯特速率ADC，在这种情况中，ADC 480调制器部分的时钟速率将远高于640MHz。n路径滤波器的时钟速率和抗混叠滤波器的截止频率将保持相同，但三角积分ADC时钟速率将更高。应注意，可包括将ADC的输出速率降低到最终期望速率(所述最终期望速率是发射器的数目N乘以偏移频率Δf乘以2(例如，如图5、10和12A中所示的320MHz))的抽取滤波器，作为ADC 480的一部分或作为视需要在ADC 480之后的雷达处理器485的一部分。

通过将至少n路径陷波滤波器475(和可选地还有ADC 480)的时钟速率F_CLOCK设置为n路径陷波滤波器475必须通过的最高频率(在这个例子中为160MHz)的四倍，可以将抗混叠滤波器(AAF)470的角频率设置为160MHz(即，F_CLOCK/4)，使得AAF 470具有足够的频率范围(在这个例子中为160MHz至480MHz)以在任何潜在干扰信号被采样之前充分衰减这些信号。应注意，同一AAF 470将防止N路径陷波滤波器475和ADC 480两者的混叠。如从上文所见，可以实施单端n路径陷波滤波器475，将所述n路径陷波滤波器475的路径数目N_PATH设置为发射器数目的四倍。另外，对于所得n路径陷波滤波器475和可选地还有ADC 480，采样时钟频率(即，采样速率)F_CLOCK将为最低陷波的偏移频率乘以路径数目(对于这个例子，为40MHz*16＝640MHz)。最后，将AAF 470的角频率设置为至少n路径陷波滤波器(和可选地还有ADC)的时钟速率F_CLOCK除以4(对于这个例子，为160MHz)。

为了提供其中发射器模块402包括四个发射器TX₁-TX₄且每个发射器之间具有40MHz频率偏移的第二示例实施例，被配置成处理全差分滤波器输入信号的接收器模块450将需要在四个对应频率(例如，DC、40MHz、80MHz和120MHz)下具有陷波的n路径陷波滤波器475，所有陷波具有预定最小衰减(例如至少15dB)。然而，由于全差分N路径陷波滤波器475将在第一陷波频率的偶数阶谐波处消除陷波，因此可能需要多个差分N路径陷波滤波器来实现期望的陷波滤波器性能。例如，在40MHz下具有第一陷波的4路径陷波滤波器475也会产生120MHz的陷波，但80MHz和160MHz下的陷波会被消除。为了解决差分陷波滤波器偶数阶谐波的消除陷波问题，可以使用多个陷波滤波器区段来实施全差分n路径陷波滤波器475，每个陷波滤波器区段以采样时钟频率F_CLOCK＝F_OFFSET*N_PATH计时，以在正确位置(即，对于这个例子为40MHz、80MHz和120MHz)产生陷波。例如，第一n路径滤波器区段将包括16个路径并且将以F_CLOCK＝640MHz计时，使得在40MHz和120MHz下产生具有充分衰减的陷波。另外，第二n路径滤波器区段将包括8个路径并且也将以640MHz计时，使得将在80MHz频率下产生具有充分衰减的陷波。在这种情况下，ADC 480的时钟速率F_CLOCK也可以设置为640MHz，使得n路径陷波滤波器475和ADC 480都只需要一个采样时钟F_CLOCK。

通过将第一和第二N路径滤波器区段475以及ADC 480的时钟速率设置为n路径滤波器必须通过的最高频率(在这个例子中为160MHz)的四倍，可以将抗混叠滤波器(AAF)470的角频率设置为160MHz(即，Fs/4)，使得AAF 470具有足够的频率范围(在这个例子中为160MHz至480MHz)以在任何潜在干扰信号被采样之前充分衰减这些信号。应注意，同一AAF470将防止N路径滤波器475和ADC 480两者的混叠。如从上文所见，可以用多个单独的区段实施全差分n路径陷波滤波器475，以在期望频率下实施陷波。例如，第一陷波滤波器区段将具有设置为在最低陷波频率(在这个例子中为40MHz和120MHz)的一次和三次谐波处实施陷波的发射器数目的四倍的路径数目N_PATH，而第二陷波滤波器区段将具有设置为在最低陷波频率(在这个例子中为80MHz)的二次谐波处实施陷波的发射器数目的两倍的路径数目N_PATH。如果需要更多数目的发射器，则下一个陷波滤波器区段将具有设置为在最低陷波频率的4次谐波处实施陷波的发射器数目的路径数目N_PATH。在第一陷波滤波器区段中，采样时钟频率F_CLOCK(即，采样速率)将为最低陷波的频率乘以路径数目(例如，在这个例子中，对于第一滤波器区段为40MHz*16＝640MHz)。在第二陷波滤波器区段中，采样时钟频率F_CLOCK将为此区段的最低陷波的频率(在这个例子中为80MHz)乘以路径数目(例如，N_PATH＝8)，或F_CLOCK＝80MHz*8＝640MHz。如果需要额外路径陷波滤波器区段，将使用相同的图案，使得此区段的采样时钟频率F_CLOCK将为此区段的最低陷波的频率(如果需要，为160MHz)乘以路径数目(例如，N_PATH＝4)，或F_CLOCK＝160MHz*4＝640MHz。同样，在n路径陷波滤波器之后的ADC 480的采样时钟频率(即，采样速率)F_CLOCK将设置为至少相同的值(对于这个例子为640MHz)(或者在三角积分ADC的实施例中高得多)，然后可选地用数字抽取滤波器进行抽取。另外，将AAF470的角频率设置为n路径陷波滤波器475和ADC 480的时钟速率除以4(对于这个例子，为160MHz)。

在ADC 480处，将陷波滤波信号数字化，可选地进行抽取，并传递到雷达处理器485中的信号处理链。示例信号处理链可以包括快速时间距离FFT频谱分析和慢速时间多普勒FFT频谱分析，然后是检测(CFAR)和空间(角度)FFT估计，接着是目标跟踪。雷达处理器485的输出可以经由数据接口和网络连接系统(未示出)馈送到其它车辆控制和处理系统。

本发明系统的实施例提供信号线性调频脉冲，每个线性调频脉冲在相同频率开始并在相同频率结束，因此，中心频率在所有发射信道上是完全相同的，从而也在所有发射信道上产生完全相同的波长。考虑到此完全相同的波长，发射天线任何距离处的任何给定雷达目标将在每个发射信道上产生相同的相位偏移。考虑到整个虚拟天线阵列上的此完全相同的相位偏移，不存在角度估计误差。

为了提供增强对本公开选定实施例的理解的额外细节，现在参考图5，图5是四发射信道FanTOM线性调频脉冲系统的接收信道的示例距离谱(仅I采样)500的图解说明，其中来自不同发射器的各个距离谱在距离域中或替代地在IF频谱域中是可分离的。由于来自发射器(例如，图4中的TX₁-TX_K)的四个发射线性调频脉冲(例如图2中的305、310、315、320)的布置，来自各个发射器的目标回波将明显位于计算所得距离谱500的不同非重叠区段，每个都占用零频率任一侧的不同Δf区段。继续具有四个发射信道的FanTOM线性调频脉冲系统的例子，来自第一发射器TX₁的目标回波出现在0与Δf(510)以及0与-Δf(515)之间的IF频率区段中。另外，来自第二发射器TX₂的目标回波出现在Δf与2Δf(520)之间以及-Δf与-2Δf(525)之间的IF频率区段中。类似地，来自第三发射器TX₃的目标回波出现在2Δf与3Δf(530)以及-2Δf与-3Δf(535)之间的IF频率区段中。且最后，来自第四发射器TX₄的目标回波出现在3Δf与4Δf(540)以及-3Δf与-4Δf(545)之间的IF频率区段中。对于实际ADC样本频谱，可以忽略频谱的负部分。

如图5所示，只要功率放大器接通偏移时间Δt以及发射信道之间的频率偏移Δf足够大，来自不同照明器或发射信道的目标回波就不会重叠，因此可以明确地分离。在所描绘的距离谱500中，Δf＝40MHz的值提供了足够的频率偏移，以分离来自不同发射器TX_i的目标回波。如果距离谱重叠，则需要额外的消歧处理。通过对N个接收信道中的每一个重复距离谱分离，在完成时，可以获得总共N*K个虚拟接收天线信道，其中在前一个例子中K＝4。以此方式，通过在距离域中划分发射器从而形成距离划分(RD)MIMO，可以从FanTOM线性调频脉冲构建MIMO虚拟阵列。

为了增强对本公开选定实施例的理解，现在参考图6，图6是使用相位旋转器612、622、632来实施频率和时间偏移调制线性调频脉冲雷达系统的收发器子系统600的简化功能框图。所描绘的收发器子系统600通过使用由来自雷达MCU 680的线性调频脉冲控制和启动触发器603触发的单个参考线性调频脉冲发生器605生成参考线性调频脉冲信号606来提供FanTOM线性调频脉冲的频率和时间偏移。为此目的，线性调频脉冲发生器605可被连接成接收输入程序和控制信号603，包括参考本地振荡器(LO)信号、线性调频脉冲启动触发器信号和程序控制信号。作为响应，生成参考线性调频脉冲信号606并发射到发射器610，其中使用由雷达MCU 680生成的程序控制信号控制的开关相位旋转器应用相位和时间编码。在发射器610中，将参考线性调频脉冲信号606提供到多个发射路径，每个发射路径包括高速相位旋转器或移相器(612、622、632)以及对应RF开关(613、623、633)和发射天线(615、625、635)，它们被连接并被配置成向参考线性调频脉冲信号606提供频率和时间偏移。

在选定实施例中，接收参考线性调频脉冲信号的每个发射器路径包括输入放大器(例如，611、621、632)，所述输入放大器被耦合成接收参考线性调频脉冲信号606并进行放大以输出到对应高速相位旋转器(例如，612、622、632)，所述参考线性调频脉冲信号又通过RF开关(613、623、633)耦合到对应功率放大器(例如，614、624、634)，然后在对应发射天线(615、625、635)上发射。在一个例子中，第一高速相位旋转器612将提供第一发射路径611-615的零的频率偏移。另外，第二高速相位旋转器622将提供第二发射路径621-625的-f_Δ的频率偏移，并且第N高速相位旋转器632将提供第N发射路径631-635的-(N-1)f_Δ的频率偏移。在发射路径中的每一个中，使用对应RF开关613、623、633提供线性调频脉冲发射的时间偏移，所述对应RF开关613、623、633控制将频率偏移线性调频脉冲提供到发射路径功率放大器(例如，614、624、634)，可选地包括所述发射路径功率放大器以用于在由相关联发射天线(例如，615、625、635)发射信号之前调节信号电平。可替换的是，如果希望保持功率放大器通电(取决于应用的性质)，则RF开关613、623、633可以放置在功率放大器614、624、634的输出与它们的相关联天线电路系统(例如，615、625、635)之间。收发器子系统600的接收器路径(例如，640)与图4中描绘的接收器模块450相同，其中来自参考线性调频脉冲发生器605的参考线性调频脉冲信号606被提供给混频器642，在混频器中，所述参考线性调频脉冲信号606与由低噪声放大器641生成的放大的目标返回信号组合，然后由可变增益放大器643、可调谐抗混叠低通滤波器644、一组可配置陷波滤波器645和ADC 646进行后续接收处理。如将了解，可以在基带或中频中提供参考线性调频脉冲信号606。此外，取决于应用的性质，可以在一个或多个阶段中执行倍频。

为了增强对本公开选定实施例的理解，现在参考图7，图7是收发器子系统700的简化功能框图，所述收发器子系统700使用偏移频率线性调频脉冲发生器705为频率和时间偏移调制线性调频脉冲雷达系统生成多个频率偏移线性调频脉冲706-708。所描绘的收发器子系统700通过使用由来自雷达MCU 780的输入程序和控制信号703触发的单个偏移频率线性调频脉冲发生器705来提供频率偏移线性调频脉冲706-708，所述输入程序和控制信号703可以包括参考本地振荡器(LO)信号、线性调频脉冲起始触发器信号和程序控制信号。在选定实施例中，偏移频率线性调频脉冲发生器705可以用多个频率偏移发生器或单个偏移频率线性调频脉冲发生器来实施。无论如何构建，偏移频率线性调频脉冲发生器705都生成频率偏移线性调频脉冲706-708，所述频率偏移线性调频脉冲706-708被提供给发射器710中可以应用额外信号调节的相应发射路径。在示例实施例中，偏移频率线性调频脉冲发生器705可以生成第一发射路径711-715的频率偏移为零的第一线性调频脉冲信号706、第二发射路径721-725的频率偏移为-f_Δ的第二线性调频脉冲信号707，以及第三发射路径731-735的频率偏移为-(N-1)f_Δ的第三线性调频脉冲信号708。反过来，每个发射器路径在输入放大器(例如，711、721、732)处接收对应线性调频脉冲信号，所述输入放大器被耦合成放大接收到的线性调频脉冲信号,以输出到由雷达MCU 780生成的程序控制信号控制的对应高速相位旋转器(例如，712、722、732)。在选定实施例中，相位旋转器(例如，712、722、732)可以提供独立于FanTOM的旋转器功能，并且可以与FanTOM信号处理同时使用。例如，在选定汽车雷达信号处理应用中，可以在信号处理链中使用相位旋转器(例如，712、722、732)对具有不同相移的各个发射器进行编码，以实现许多不同的任务，包括但不限于发射相位校准、发射器波束形成、慢速时间相位编码的多普勒划分MIMO波形、慢速时间相位编码的码分MIMO波形等。然后，相位旋转器输出通过RF开关(713、723、733)耦合到对应功率放大器(例如，714、724、734)，然后在对应发射天线(715、725、735)上发射。在发射路径中的每一个中，使用对应RF开关(713、723、733)提供对应频率偏移线性调频脉冲发射的时间偏移，所述RF开关(713、723、733)控制将频率偏移线性调频脉冲提供到发射路径功率放大器(例如714、724、734)，可选地包括所述发射路径功率放大器以用于在由相关联发射天线(例如，715、725、735)发射信号之前调节信号电平。可替换的是，如果希望保持功率放大器通电(取决于应用的性质)，则RF开关713、723、733可以放置在功率放大器714、724、734的输出与它们的相关联天线电路系统(例如，715、725、735)之间。收发器子系统700的接收器路径(例如，740)与图4中描绘的接收器模块450相同，其中来自参考线性调频脉冲发生器705的参考线性调频脉冲信号706(没有频率偏移)被提供给混频器742，在混频器中，所述参考线性调频脉冲信号706与由低噪声放大器741生成的放大的目标返回信号组合，然后由可变增益放大器743、可调谐抗混叠低通滤波器744、一组可配置陷波滤波器745和ADC 746进行后续接收处理。如将了解，取决于应用的性质，可以在一个或多个阶段中执行倍频。

为了增强对本公开选定实施例的理解，现在参考图8，图8是示出示例性四发射信道频率偏移调制(FOM)距离划分(RD)MIMO线性调频脉冲系统的频率计划800的图。传统FOMRD MIMO系统的每个发射信道同时在不同中心频率下发射线性调频脉冲，从而导致不同的波长且因此由于到最近距离小区中心的剩余距离而导致并非完全相同的相位偏移。如果未校正，这些并非完全相同的相位偏移将导致角度处理输出中的估计偏差和不明确性。因此，执行额外处理以减轻剩余距离角度不明确性。利用FanTOM线性调频脉冲的实施例消除了传统ROM RD MIMO系统的剩余距离与角度不明确性。

此外，与其中线性调频脉冲发射充分分离的传统TD MIMO系统相比，FanTOM线性调频脉冲系统允许重叠发射。在某些例子中，时间偏移Δt(～2μs)显著短于线性调频脉冲发射持续时间Tc(约几十微秒)，因此存在显著重叠。小的时间偏移允许以FanTOM方式发射大量发射信道。例如，对于Tc＝30μs且Δt＝2μs，其中K＝12(发射信道)，线性调频脉冲群组持续时间(K*Δt+Tc)变为54μs。如果在下一个线性调频脉冲群组之前有6μs的持续时间，则实现60μs的脉冲重复间隔(PRI)。如果帧具有M＝256个线性调频脉冲群组，则帧持续时间为15.36ms(256*60)。对于典型汽车应用，这种短帧持续时间通常不受距离迁移的影响，并且可以支持快速帧更新。另一方面，对于支持12个发射信道的TD MIMO，假设相同的6μs的静默周期，在帧持续时间为110.592ms(256*432)的情况下，获得432μs(K*(Tc+6)＝12*(30+6))的最小PRI，这会过长并且可能导致潜在严重的距离游动以及低帧速率。

与其它传统雷达系统相比，FanTOM chirp MIMO也具有优势。例如，对于相位调制连续波(PMCW)编码的波形雷达系统，相位码之间的正交性随着多普勒移位而降低(例如，由于多普勒移位，二进制相位不再相隔180°)。在这种系统中，MIMO虚拟阵列构建容易泄漏，因为由于正交性的损失，无法执行各种发射器信号的分离。本发明的基于FanTOM的MIMO不遭受多普勒劣化并且保持正交性。类似地，对于正交频分复用(OFDM)雷达系统，子载波之间的正交性随着多普勒移位而降低(例如，子载波之间的间隔随着不同的多普勒而变化，使得它们不正交)。在这种系统中，MIMO虚拟阵列建构也容易泄漏，因为由于正交性的损失，无法执行发射器信号的分离。再次，所提出的基于FanTOM的MIMO不遭受多普勒劣化并且保持正交性而不管多普勒如何。在利用多普勒划分(DD)MIMO波形的雷达系统中，目标在多普勒谱域中被分离。但是，基于FanTOM的MIMO并不像DD MIMO那样将最大明确多普勒降低多倍，因此多普勒性能不会劣化。

如将了解，发射和接收信道可以位于同一收发器芯片上，或者位于不同的发射器和接收器或收发器芯片上。除非另有规定，否则对于收发器信道应如何与物理芯片相关地布置并没有要求的限制。

现在转向图9，其中描绘了示例收发器系统900的简化框图，其中一组接收信道可以使用不同参考线性调频脉冲，并且任何接收信道都可以使用与不同于第一发射器TX#1的发射器相关联的参考线性调频脉冲。收发器系统900提供以三个为一群组形成的12个发射信道和以四个为一群组形成的16个接收信道。从每个TX群组中选择一个发射器用于FanTOM线性调频脉冲发射，使得可以通过发射四个不同的线性调频脉冲来实现四的距离划分MIMO因子。当发射每个群组的TX信道时，断开所述群组的两个其它TX信道以防止辐射。在接收时，每个群组四个RX信道将接收到的RF信号与对应于由四个TX信道发射的FanTOM线性调频脉冲之一的不同参考线性调频脉冲下混频。

图9说明使用四个收发器IC 910-940的这种布置。收发器IC中的每一个提供三个TX信道(分别为912、922、932和942)和四个RX信道(分别为914、924、934和944)。这些信道可以通过从外部线性调频脉冲发生器950接收FanTOM线性调频脉冲而以从属模式执行。外部线性调频脉冲发生器950可以被配置成产生四个不同的FanTOM线性调频脉冲(例如，916、926、936和946)，并将这些线性调频脉冲发射到收发器IC 910、920、930和940。每个收发器IC可以发射与馈送的FanTOM线性调频脉冲相对应的线性调频脉冲，并将接收到的RF信号与所述线性调频脉冲混频。以此方式，可以基于以下方法提取各个发射器信号。

作为这种系统的功能的例子，接收器914使用由群组912中的Tx1发射的FanTOM线性调频脉冲#1 916作为参考线性调频脉冲，接收器924使用由群组922中的Tx4发射的FanTOM线性调频脉冲#2 926作为参考线性调频脉冲，接收器934使用由群组932中的Tx7发射的FanTOM线性调频脉冲#3 936作为参考线性调频脉冲，并且接收器944使用由群组942中的Tx10发射的FanTOM线性调频脉冲#4作为参考线性调频脉冲。假设I/Q ADC采样可用，则可以根据以下映射找到与发射信道相对应的每个接收器群组的距离谱的区段。

RX#1～4具有在Tx1处的FanTOM线性调频脉冲#1作为参考线性调频脉冲：

[0～Δf)→Tx1

[Δf～2Δf)→Tx4

[2Δf～3Δf)→Tx7

[3Δf～4Δf)→Tx10

RX#5～8具有在Tx4处的FanTOM线性调频脉冲#2作为参考线性调频脉冲：

[-Δf～0)→Tx1

[0～Δf)→Tx4

[Δf～2Δf)→Tx7

[2Δf～3Δf)→Tx10

RX#9～12具有在Tx7处的FanTOM线性调频脉冲#3作为参考线性调频脉冲：

[-2Δf～-Δf)→Tx1

[-Δf～0)→Tx4

[0～Δf)→Tx7

[Δf～2Δf)→Tx10

RX#13～16具有在Tx10处的FanTOM线性调频脉冲#4作为参考线性调频脉冲：

[-3Δf～-2Δf)→Tx1

[-2Δf～-Δf)→Tx4

[-Δf～0)→Tx7

[0～Δf)→Tx10

基于以上例子，然后可以分离和提取IF频谱区段映射发射器信号，用于MIMO虚拟阵列构建。

现在转向图10，其中描绘了距离谱映射1000，说明利用I/Q采样进行参考线性调频脉冲混频的距离谱映射1000，如上所述。映射1010说明来自FanTOM线性调频脉冲#1的接收器1-4的距离谱映射。映射1020说明来自FanTOM线性调频脉冲#2的接收器5-8的距离谱映射。映射1030说明来自FanTOM线性调频脉冲#3的接收器9-12的距离谱映射。映射1040说明来自FanTOM线性调频脉冲#4的接收器13-16的距离谱映射。

如果只有实际信道ADC样本可用，则因为所得频谱的共轭对称性质，图10所示的映射将不起作用。在这种情况下，发射器之间的频率偏移可以加倍，以产生交错的距离划分。换句话说，在两个发射器之间留下的空白空间，使得所得共轭对称频谱不会导致重叠。

现在转向图11，其中描绘了说明利用I/Q采样和发射器之间的倍频偏移进行参考线性调频脉冲混频的距离谱映射1100。映射1110说明来自FanTOM线性调频脉冲#1的接收器1-4的距离谱映射。映射1120说明来自FanTOM线性调频脉冲#2的接收器5-8的距离谱映射。映射1130说明来自FanTOM线性调频脉冲#3的接收器9-12的距离谱映射。映射1140说明来自FanTOM线性调频脉冲#4的接收器13-16的距离谱映射。

图9中所示的布置可适用于使用传统LFM收发器集成电路实施FanTOM线性调频脉冲RD MIMO。例如，在收发器单片微波集成电路(MMIC)(例如，910、920、930和940)中，每个集成电路配备有三个发射信道和四个接收信道，并且可以被编程为通过从外部线性调频脉冲发生器950接收FanTOM线性调频脉冲而以从属模式运行，所述外部线性调频脉冲器发生器950为每个MMIC提供独特的FanTOM线性调频脉冲916、926、936、946。提供额外功率放大器开关控制，以确保应用适当的PA接通偏移时间。如上文所论述，每个MMIC发射与接收到的FanTOM线性调频脉冲916、926、936、946相对应的线性调频脉冲，并将接收到的RF信号与所述线性调频脉冲混频。仍然可以提取和校正各个发射器信号。图9中所示的架构提供例如以下各项的益处：1)不同芯片之间的Tx-Rx溢出最小化，因此零距离溢出和非零IF频率不太严重；以及2)同一芯片的Tx-Rx溢出总是产生零IF，因此可以使用简单的高通滤波器来减少溢出。

图9中所示的示例架构的另一优点是，三个发射信道可以被配置成以时分模式运行。在这种模式下，可以实现三个TD MIMO的额外因子，使得可以通过三个TD MIMO处理从四个FanTOM RD实现总共12个MIMO Tx因子。与16个接收信道耦合的12个发射MIMO提供总共192个虚拟接收信道，这些信道可以由四个传统MMIC构成。这可以显著改进装置分辨率。

在替代实施例中，在需要控制雷达信号的方向的应用中，每个MMIC上的三个发射信道可以被配置成以波束形成模式运行。在波束形成模式中，所有三个发射信道发射具有额外相移的相同FanTOM线性调频脉冲，以在期望照明方向上引导发射图案。

图12A和12B描绘示出根据本公开选定实施例的发射器之间功率放大器偏移变化的结果的距离谱映射。在某些情形下，可能期望能够分辨具有超出雷达系统的最大仪器距离的明确距离的雷达目标的存在。如图12A的距离谱映射1210所示，超出最大距离的目标将出现在相邻发射器的距离谱中，且因此所检测到的是来自相邻发射器照明而不是正确照明器的返回。例如，目标回波1222由与距离谱1220的部分相关联的发射器照射的超出最大距离的目标产生。类似地，目标回波1232由与距离谱1230的部分相关联的发射器照射的同一目标产生。同样，目标回波1242由与距离谱1240的部分相关联的发射器照射的目标产生，并且目标回波1252由与距离谱1250的部分相关联的发射器照射的目标产生。考虑到在距离谱的相邻发射器部分出现的回波，关于目标回波是与该部分距离谱的发射器相关还是与相邻发射器相关，产生了不明确性。

为了克服这种不明确性，提供了改变发射器之间的功率放大器接通偏移因此偏移量不完全相同的实施例。因此，当出现不明确的距离时，频谱距离的每个发射器部分之间的测得的不明确性发生改变，从而增加了检测到来自超出最大距离的目标的回波的概率。这在图12B的距离谱映射1260中示出。当应用改变功率放大器接通偏移时间时，与超出最大距离的目标相关的回波在相邻发射器距离谱的不同距离内出现。例如，第一发射器信号在1262处发出，而第二发射器信号在1264处发出，这早于已在1266处的完全相同的功率放大器接通偏移。类似地，第三发射器信号在1270处发出，这也早于已在1264处但更小的完全相同的接通偏移。1268处示出了来自超出最大距离的目标的回波。1272处示出来自同一目标但来自第二发射器信号的回波。1282处示出来自第三发射器的回波，随后在1280处示出来自第四发射器的发射。如图所示，来自超出最大距离的目标的每个回波在相邻发射器距离谱中的不同不明确距离处出现，使得可以将所述目标与正常目标区分开来。正常目标相对于所有发射器具有一致的距离。通过检查发射器之间检测到的距离的一致性，可以基于不一致性识别不明确目标。以此方式，可以忽略或以其它方式处理超出最大距离的目标。

本发明实施例提供ADC采样速率增加的频率和时间偏移调制，以允许在接收时发射器信号的距离谱中的分离。与现有技术不同，这种组合能够构建非常大的MIMO阵列。

为了提供增强对本公开选定实施例的理解的额外细节，现在参考图13，图13是单端可调谐n路径陷波滤波器的设计和操作的简化描述1300，参考接收器模块路径中使用的n路径陷波滤波器的各种信号波形和电路示意图1301-1307，所述n路径陷波滤波器用于处理根据多个频率和时间偏移调制的雷达线性调频脉冲信号生成的雷达目标返回信号。在所描绘的例子中，n路径陷波滤波器1303是单端陷波滤波器，具有被连接成接收与滤波器输入信号1301一起描绘的单个模拟输入Vin的为Np＝n个的多个路径。虽然可以使用任何合适的滤波器电路设计，但所描绘的n路径陷波滤波器1303包括表示输入信号源Vin的阻抗的共享输入电阻器Rs，用于顺序施加到Np个滤波器路径，每个滤波器路径包括与模拟输入Vin和滤波器输出Vout之间的采样电容器Ci(i＝1-Np)串联连接的输入开关Si(i＝1-Np)，所述滤波器输出Vout通过负载电阻器RL连接到地。为了理解n路径陷波滤波器1303在以频率Fs实施第一陷波时的操作设计(其中如1305所示Fs＝1/T_p，并且如1302所示Tp＝所有n个路径的时钟持续时间)，等效RLC滤波器模型1306被描绘为共享输入电阻器Rs，其表示输入源Vin对并联连接在共享输入电阻器Rs和滤波器输出Vout之间的组合滤波器电阻Rp、滤波器电感Lp和滤波器电容Cp的阻抗，滤波器输出Vout通过负载电阻器RL连接到地。

在操作中，可以使用具有采样频率F_CLOCK＝Fs*Np的输入时钟(未示出)生成输入时钟信号1302，应用所述输入时钟信号1302以控制陷波滤波器1303中的开关S₁-S_Np，使得它们在时间段Tp上顺序闭合，从而将单个模拟输入Vin连接到对应滤波器路径。如滤波器输入信号波形1301和开关时钟波形1302所示，每个输入时钟信号1302具有滤波器输入信号1301的受控持续时间Tp/Np和相对位置，使得对应滤波器路径被连接成接收模拟输入Vin。

考虑到Np＝8的单端N路径陷波滤波器1303的例子，输出信号相位波形1304示出正弦滤波器输入信号Vin的典型节点电压集，正弦滤波器输入信号Vin的频率与如1302所示的开关时钟频率匹配。在陷波滤波器的RC时间常数比开关Si的闭合时间大得多的情况下，电容器Ci上的电压包含近似恒定值，所述恒定值是由每个电容器Ci周期性地看到的输入信号Vin的部分的积分。由开关电容器n路径陷波滤波器1303中的开关S₁-S_Np实现的无源混频器对电容器C₁-C_Np上的DC电压进行上变频转换且产生输入信号Vin的阶梯近似Vsc，如输出信号波形1304所示，所述输出信号波形1304描绘了阶梯电压Vsc以及输出电压Vout＝(R_L/(R_L+R_S))(V_S-V_SC)，以说明陷波滤波器1303在开关频率Fs＝1/Tp下提供输入信号Vin的有力抑制。基本陷波响应1305说明在陷波频率Fs＝1/Tp下提供的抑制，陷波带宽和陷波深度由开关电容器电路以及陷波滤波器1303的源电阻器Rs和负载电阻器R_L产生，所述陷波滤波器1303为开关频率Fs提供高阻抗元件同时为远离开关频率的频率提供低阻抗。除了在路径开关频率Fs处提供陷波特性之外，单端n路径陷波滤波器1303还在开关频率Fs的谐波处提供输入信号Vin的抑制，如谐波陷波响应波形1307所示，其中滤波器响应中包括基本陷波频率Fs处的陷波以及其谐波(2Fs、3Fs、4Fs)处的陷波。

如从上文所见，n路径陷波滤波器1303包括开关频率的多个谐波处的输入信号抑制。传统上，这种谐波抑制被认为是n路径滤波器的缺陷或不期望的副作用。然而，本文公开了由n路径陷波滤波器生成的这种谐波陷波抑制来自FanTOM线性调频脉冲雷达系统的溢出干扰效应的有益使用。还公开了通过调整F_CLOCK以经由调整滤波器陷波的频率位置调谐陷波滤波器的性能来控制输入时钟采样频率Fs的有益使用。在陷波滤波器中的路径数目N_PATH满足或超过FanTOM雷达系统中的发射天线数目的实施例中，提供了在所需抗混叠滤波器(AAF)、n路径陷波滤波器和用于单端接收器线路配置的模数转换器(ADC)之间建立和协调所需频率响应和采样速率的有效方法，其中n路径陷波滤波器和ADC可以用相同的采样时钟Fs计时，并且其中AAF的角频率可以是采样频率的预定分数(例如，Fs/4)，使得AAF可以在任何潜在干扰信号被采样之前充分衰减这些信号。

为了提供增强对本公开选定实施例的理解的额外细节，现在参考图14，图14是全差分可调谐n路径陷波滤波器的设计和操作的简化描述1400，参考接收器模块路径中使用的n路径陷波滤波器的各种信号波形和电路示意图1401-1407，所述n路径陷波滤波器用于处理根据多个频率和时间偏移调制的雷达线性调频脉冲信号生成的雷达目标返回信号。在所描绘的例子中，n路径陷波滤波器1403是全差分陷波滤波器，具有被连接成接收与滤波器输入信号1401一起描绘的差分模拟输入Vin+、Vin-的为Np＝n个的多个路径。虽然可以使用任何合适的滤波器电路设计，但所描绘的n路陷波滤波器1403包括表示源Vin阻抗的一对共享输入电阻Rs/2，每个电阻都被连接成接收用于顺序施加到Np个滤波器路径的差分模拟输入信号Vin+、Vin-中的一个。所描绘的n路径陷波滤波器与多个滤波器路径连接，以生成连接在负载电阻器R_L的每一端上的差分滤波器输出Vout+、Vout-。如所描绘，每个滤波器路径包括由第一组开关信号S1(1…N)控制的第一对输入和输出开关，用于将采样电容器Ci(i＝1…N)串联连接在共享输入电阻器Rs/2中的一个与第一差分滤波器输出(例如，Vout+)之间。另外，每个滤波器路径包括由第二组开关信号S2控制的第二对输入和输出开关，这些开关信号S2从N/2+1开始并递增到N/2+2并一直递增到N/2+i＝N，然后从1开始并递增到N/2。例如，对于8路径滤波器，对于顶部一组开关，路径时钟S1/S2的序列为1/5，对于第二组开关为2/6，对于第三组开关为3/7，对于第四组开关为4/8，对于第五组开关为5/1，对于第六组开关为6/2，对于第七组开关为7/3，对于底部或第八组开关为8/4，用于将采样电容器Ci串联连接在另一共享输入电阻器Rs/2与第二差分滤波器输出(例如，+Vout-)之间。为了理解在实施频率为Fs的第一陷波时n路径陷波滤波器1403的操作设计，等效RLC滤波器模型1406被描述为第一和第二共享输入电阻器Rs/2，每个电阻器分别连接成将差分模拟输入Vin+、Vin-中的一个通过由并联连接在共享输入电阻器Rs/2与差分滤波器输出Vout+、Vout-之间的组合滤波器电阻Rp/2、滤波器电感Lp2和滤波器电容2Cp形成的滤波电路施加到对应的差分滤波器输出Vout+、Vout-。

在操作中，可以使用具有采样频率F_CLOCK＝Fs*Np的输入时钟(未示出)生成输入时钟信号1402，应用所述输入时钟信号1402以控制陷波滤波器1403中的开关S₁-S_N，使得它们在时间段Tp上顺序闭合，从而将差分模拟输入Vin+、Vin-连接到对应滤波器路径。如滤波器输入信号波形1401和开关时钟波形1402所示，每个输入时钟信号1402具有滤波器输入信号1401的受控持续时间Tp/Np和相对位置，使得对应滤波器路径被连接成接收差分模拟输入Vin+、Vin-。

考虑到Np＝8的全差分N路径陷波滤波器1403的例子，输出信号相位波形1404示出差分输入正弦滤波器输入信号-Vin+的典型节点电压集，差分输入正弦滤波器输入信号-Vin+的频率与如1402所示的开关时钟频率匹配。在陷波滤波器的RC时间常数比开关Si的闭合时间大得多的情况下，电容器Ci上的电压包含近似恒定值，所述恒定值是由每个电容器Ci周期性地看到的输入信号Vin的部分的积分。由开关电容器n路径陷波滤波器1403中的开关S₁-S_N实现的无源混频器对电容器Ci上的DC电压进行上变频转换且产生输入信号Vin的阶梯近似Vsc，如输出信号波形1404所示，所述输出信号波形1404描绘了阶梯电压Vsc以及输出电压Vout＝(R_L/(R_L+R_S))(V_S-V_SC)，以说明陷波滤波器1403在开关频率Fs＝1/Tp下提供输入信号Vin的有力抑制。基本陷波响应1405说明在陷波频率Fs＝1/Tp下提供的抑制，陷波带宽和陷波深度由开关电容器电路以及陷波滤波器1403的源电阻器Rs和负载电阻器R_L产生，所述陷波滤波器1403为开关频率Fs提供高阻抗元件同时为远离开关频率的频率提供低阻抗。除了在开关频率Fs处提供陷波特性之外，全差分n路径陷波滤波器1403还在开关频率Fs的奇数谐波处提供输入信号Vin的抑制，但不在开关频率的偶数谐波处提供，如谐波陷波响应波形1407所示，其中差分滤波器响应中包括基本陷波频率Fs处的陷波以及其奇数谐波(3Fs)处而非偶数谐波(2Fs、4Fs)处的陷波。

如从上文所见，差分n路径陷波滤波器1403包括开关频率的奇数谐波处的输入信号抑制。为了在偶数谐波处提供陷波滤波，陷波滤波器可以由多个滤波器区段构建，每个滤波器区段具有不同数目的路径但以相同的输入时钟频率计时，以获得期望的组合陷波滤波器性能。例如，第一差分陷波滤波器区段可以被构建为16路径差分陷波滤波器，所述滤波器以F_CLOCK＝640MHz的采样时钟计时，以在基本陷波频率40MHz和三阶谐波频率120MHz处生成陷波。另外，第二差分陷波滤波器区段可以被构建为8路径差分陷波滤波器，所述滤波器以F_CLOCK＝640MHz的相同采样时钟计时，以在基本陷波频率80MHz处生成陷波。串联组合第一和第二差分陷波滤波器区段会产生在四个陷波频率(例如，DC或0MHz、40MHz、80MHz和120MHz)具有陷波的可调谐陷波滤波器。因此，本文公开了由串联连接的多个差分n路径陷波滤波器生成的谐波陷波抑制来自多发射器FanTOM线性调频脉冲雷达系统的溢出干扰效应的有益使用。还公开了通过调整F_CLOCK和多个差分n路径陷波滤波器中的路径数目以调整滤波器陷波的频率位置从而调谐陷波滤波器的性能来控制输入时钟采样频率Fs的有益使用。在每个陷波滤波器区段中的路径数目N_PATH满足或超过FanTOM雷达系统中的发射天线数目的实施例中，提供了在所需抗混叠滤波器(AAF)、n路径陷波滤波器和用于单端或全差分接收器线路配置的模数转换器(ADC)之间建立和协调所需频率响应和采样速率的有效方法，其中n路径陷波滤波器和ADC可以用相同的采样时钟F_CLOCK计时，并且其中AAF的角频率可以是采样频率的预定分数(例如，F_CLOCK/4)，使得AAF可以在任何潜在干扰信号被采样之前充分衰减这些信号。

为了提供增强对本公开选定实施例的理解的额外细节，现在参考图15，图15描绘的简化流程图1500示出操作FanTOM线性调频脉冲雷达系统的逻辑，所述雷达系统具有可调谐抗混叠滤波器、n路径陷波滤波器和模数转换器，具有针对接收器线路配置的频率响应和采样速率。在示例实施例中，图15所示的控制逻辑和方法可以实施为主机计算系统、处理器或微控制器单元上的硬件和/或软件，所述主机计算系统、处理器或微控制器单元包括处理器和用于构建和操作大型虚拟MIMO雷达阵列的编程控制代码，所述编程控制代码用于通过将频率和时间偏移调制信号引入到参考线性调频脉冲信号以便能够在距离谱中分离发射器信号，从而能够构建大型MIM虚拟阵列。

过程开始(步骤151)，例如当雷达系统开始使用在多个发射天线上发送的一个或多个发射雷达信号感测一个或多个目标对象的位置和移动的过程时。为了产生发射雷达信号，雷达系统首先例如通过以频移和/或相移周期性地调制发射雷达信号来生成参考线性调频脉冲信号(步骤152)。例如，对于汽车调频连续波(FMCW)雷达，参考线性调频脉冲信号可生成为被分布到分别与多个发射天线相关联的多个发射信道电路的线性调频(LFM)波形。

在步骤153，使用任何合适的发射处理电路将频率和时间偏移调制应用于在每个发射路径处接收的参考线性调频脉冲信号。例如，每个发射路径可以包括多个RF开关快速时间相位旋转器，它们被连接成接收参考线性调频脉冲信号并在相应控制/开关信号的控制下为多个发射信道生成对应多个FanTOM线性调频脉冲信号，每个FanTOM线性调频脉冲信号与参考线性调频脉冲信号具有不同的频率偏移(例如，0、-f_Δ、-(N-1)f_Δ)和时间偏移(例如，0、Δt、2Δt、3Δt)。在此类实施例中，可以连接多个快速时间相位旋转器以接收参考线性调频脉冲信号，并从中生成具有与参考线性调频脉冲信号不同的频率偏移(例如，0、-f_Δ、-(N-1)f_Δ)的频率偏移线性调频脉冲信号。另外，可以连接多个RF开关以接收频率偏移线性调频脉冲信号并生成多个FanTOM线性调频脉冲信号，其中RF开关被控制成在单个脉冲重复间隔(PRI)期间在发射天线发射的频率偏移线性调频脉冲信号之间插入预定时间延迟(例如，Δt)。在其它实施例中，提供偏移频率线性调频脉冲发生器以生成具有与参考线性调频脉冲信号不同的频率偏移(例如，0、-f_Δ、-(N-1)f_Δ)的多个频率偏移线性调频脉冲信号，其中所述多个频率偏移线性调频脉冲信号被提供给多个RF开关，用于通过控制RF开关以在单个脉冲重复间隔(PRI)期间在发射天线发射的频率偏移线性调频脉冲信号之间插入预定时间延迟(例如，Δt)来生成多个FanTOM线性调频脉冲信号。虽然发射信道电路中的一个可以被连接成直接发射参考线性调频脉冲信号而没有任何频率或时间偏移调制，但在其它实施例中，每个发射信道电路可以在发射之前对接收到的参考线性调频脉冲信号施加频率和时间偏移调制。

在步骤154，调节和放大FanTOM线性调频脉冲信号，以通过对应发射信道电路发射。在选定实施例中，此处理由发射信道电路执行，每个发射信道电路包括RF调节模块(所述RF调节模块可包括对相应移相器的输出进行滤波、调平、应用额外相位编码或应用RF开关)和功率放大器(所述功率放大器放大RF调节模块输出以通过对应发射天线进行发射)。

在步骤155，在每个接收器模块处使用FanTOM消歧信号处理步骤，应用模拟处理分离来自每个发射器的反射的发射信道信号。如级联框155所示，在每个接收器模块处单独地执行模拟处理。虽然在步骤155可以使用任何合适的FanTOM消歧信号处理步骤，但在选定实施例中，所述处理可以在步骤156开始，此时在接收器模块处接收、调节和放大从目标反射的目标返回信号。在选定实施例中，接收器模块处的一个或多个接收天线从发射的FanTOM编码线性调频脉冲信号波形接收目标回波，作为(射频)天线信号，用于后续例如通过使用低噪声放大器放大，以从目标回波生成放大的RF信号。另外，在步骤157，在接收器处将放大的RF信号与参考线性调频脉冲信号进行混频，以生成中频(IF)信号。在选定实施例中，可以通过将参考线性调频脉冲信号应用于接收器模块混频器来实施混频步骤157，所述接收器模块混频器还连接成接收所述接收到的目标信号，用于与参考线性调频脉冲信号进行混频，从而生成中频(IF)信号。随后，可以用可变增益放大器放大混频器输出IF信号，然后在步骤158进行处理，以用模拟域低通滤波器对放大的IF信号进行滤波，所述模拟域低通过滤波器的截止频率设置为采样时钟频率F_CLOCK的四分之一，以防止在后续处理中不期望的带外信号混叠。在选定实施例中，可以用截止频率设置为F_CLOCK/4的可调谐抗混叠低通滤波器来实施IF信号滤波步骤158。随后，可以在步骤159用一个或多个模拟域可调谐且可配置陷波滤波器对IF信号进行滤波，以抑制发射器溢出和近距离自杂波干扰并均衡距离响应，从而生成在快速时间频谱中具有减小的零距离干扰的重新滤波后的IF信号。在选定实施例中，步骤159处的IF滤波过程可以使用一个或多个n路径陷波滤波器，其中每个滤波器中的路径数目满足或超过发射器数目。另外，在步骤159的IF滤波处理中使用的一个或多个n路径陷波滤波器可以各自以采样时钟频率F_CLOCK计时，所述采样时钟频率可以被调谐以调整滤波器陷波的频率，从而抑制到陷波滤波器的输入IF信号。通过控制每个陷波滤波器中的路径数目和采样时钟频率F_CLOCK，陷波滤波器的滤波器陷波频率能够滤除每个发射器的快速时间频谱中的零距离干扰。最后的模拟处理步骤可以是在步骤160用模数转换器将重新滤波后的IF信号转换为数字信号。在选定实施例中，可以通过将重新滤波后的IF信号馈送到高速模/数转换器(ADC)来实施ADC处理步骤160，所述高速模/数转换器以采样时钟频率F_CLOCK计时以生成适合于数字处理的数字信号输出。

在步骤161，通过生成具有分别对应于在N个发射信道上发射的N个RF编码发射信号的N个分段的距离谱，应用数字处理来分离每个发射器的反射的发射信道信号。虽然可以使用任何合适的数字信号处理步骤，但在选定实施例中，处理可以在步骤161开始，此时通过雷达处理器485处理原始ADC样本的频谱，所述雷达处理器485使用快速傅立叶变换引擎来提取目标距离信息。雷达处理器还可以执行提取目标距离信息的各种任务。例如，从N个射频编码发射信号的距离谱中提取N个发射器中的每个发射器的距离谱可以包括为每个距离谱(在多个发射周期上)形成多普勒谱，然后在每个多普勒谱发射器/接收器对中执行目标返回信号的检测，接着根据检测到的目标返回信号形成距离划分MIMO虚拟天线测量矢量，然后使用所形成的距离划分MIMO虚拟天线测量矢量生成目标角度。另外，雷达处理器的输出可以经由数据接口和网络连接系统(未示出)馈送到其它车辆控制和处理系统。在步骤162，用于操作FanTOM线性调频脉冲雷达系统的方法结束。

到目前为止，应了解，已经提供了一种雷达系统、设备、架构和相关联操作方法。在所公开的方法中，在发射器模块处生成包括波形序列的参考信号，例如通过生成线性频率调制(LFM)参考线性调频脉冲信号。另外，所公开的方法包括针对所述雷达系统的为N个的对应多个发射器，从所述参考信号生成多个频率和时间偏移调制信号，其中每个发射器与不同的频率和时间偏移调制信号相关联。所公开的方法还包括将所述多个频率和时间偏移调制信号作为N个射频编码发射信号从所述雷达系统的所述N个发射器发射。在所述雷达系统的接收器模块处，接收天线接收从所述N个射频编码发射信号反射的目标返回信号，然后将所述目标返回信号与所述参考信号进行混频以产生中频信号。所述接收器模块还用一组一个或多个陷波滤波器对所述中频信号进行滤波，以产生滤波后的中频信号，其中所述一组一个或多个陷波滤波器以采样时钟频率F_CLOCK计时，以控制谐波陷波频率从而抑制发射器溢出和近距离自杂波干扰。在选定实施例中，用多路径陷波滤波器对来自所述混频器的单端中频信号进行滤波，所述多路径陷波滤波器包括至少为N个的多个开关电容器路径，其中N是所述雷达系统中的发射器的数目。例如，所述多路径陷波滤波器可以包括4N个开关电容器路径，并且所述采样时钟频率F_CLOCK是4N与用于生成所述多个频率和时间偏移信号的频率偏移值Δf的乘积。在其它实施例中，使用串联连接的第一和第二多路径陷波滤波器对来自混频器的全差分中频信号进行滤波，其中所述第一多路径陷波滤波器包括以所述采样时钟频率F_CLOCK计时的至少为4N个的第一多个开关电容器路径，并且其中第二多路径陷波滤波器包括以采样时钟频率F_CLOCK计时的至少为2N个的第二多个开关电容器路径。例如，第一多路径陷波滤波器可以包括4N个开关电容器路径，并且第二多路径陷波器可以包括2N个开关电容器路径。另外，在接收器模块处使用以至少F_CLOCK的采样时钟频率计时的模数转换器将滤波后的中频转换为数字信号。在选定实施例中，在所述接收器模块处用可调谐抗混叠低通滤波器对来自混频器的所述中频信号进行滤波，以在由n路径滤波器和/或模数转换器采样和混叠之前去除潜在干扰信号，其中所述可调谐抗混叠低通滤波器具有设置在所述采样时钟频率F_CLOCK的四分之一处的角频率。最后，处理数字信号以生成包括分别对应于通过N个发射器发射的N个射频编码发射信号的N个分段的距离谱。

在另一形式中，提供一种雷达系统、设备、架构和相关联操作方法。如所公开的，所述雷达系统包括被配置成产生包括波形序列的参考信号的参考信号发生器、发射模块、第一接收器模块和雷达控制处理单元。在选定实施例中，参考信号发生器生成线性频率调制(LFM)参考线性调频脉冲信号。所公开的发射模块被连接并且被配置成从所述参考信号产生多个频率和时间偏移调制(FanTOM)信号，并将所述多个FanTOM信号作为N个射频编码发射信号通过N个对应多个发射器发射，其中每个发射器被配置成在不同时间发射相关联FanTOM信号。在选定实施例中，所述发射模块包括多个发射路径，每个发射路径包括：高速相位旋转器，所述高速相位旋转器被连接成生成频率偏移信号，所述频率偏移信号从所述参考信号频率移位了频率偏移值Δf的整数倍；射频开关，所述射频开关被连接成从所述频率偏移信号生成频率和时间偏移调制信号；以及信号编码器，所述信号编码器使用信号调节和功率放大对所述频率和时间偏移调制信号进行编码，以产生所述N个射频编码发射信号中的一个射频编码发射信号并通过所述N个发射器中的一个发射器发射所述射频编码发射信号。在其它实施例中，所述参考信号发生器生成多个频率偏移信号，所述多个频率偏移信号中的每一个从线性频率调制(LFM)参考线性调频脉冲信号频率移位了频率偏移值Δf的整数倍。在此类实施例中，所述发射模块可以包括分别连接到所述多个频率偏移信号的多个发射路径，其中每个发射路径包括：射频开关，所述射频开关被连接成从接收到的频率偏移信号生成频率和时间偏移调制信号；以及信号编码器，所述信号编码器使用信号调节和功率放大对所述频率和时间偏移调制信号进行编码，以产生所述N个射频编码发射信号中的一个射频编码发射信号并通过所述N个发射器中的一个发射器发射所述射频编码发射信号。另外，所公开的第一接收器模块包括第一接收天线，所述第一接收天线被配置成接收由至少一个目标从所述N个射频编码发射信号反射的目标返回信号。所公开的第一接收器模块还包括混频器电路，所述混频器电路被配置成将所述目标返回信号与所述参考信号进行混频以产生中频信号。另外，所公开的第一接收器模块包括一组一个或多个陷波滤波器，所述陷波滤波器被配置成从所述中频信号产生滤波后的中频信号，其中所述一组一个或多个陷波滤波器以采样时钟频率F_CLOCK计时以控制谐波陷波频率，从而抑制发射器溢出和近距离自杂波干扰。在选定实施例中，所述一组一个或多个陷波滤波器包括n路径陷波滤波器，所述n路径陷波滤波器被配置成对来自所述混频器电路的单端中频信号进行滤波，其中所述n路径陷波滤波器以多个陷波为特征，从而在以用于生成多个频率和时间偏移信号的频率偏移值Δf的整数倍指定的多个指定谐波陷波频率下抑制发射器溢出和近距离干扰。在此类实施例中，所述n路径陷波滤波器可包括至少4N个开关电容器路径，并且其中所述采样时钟频率F_CLOCK是4N与用于生成所述多个频率和时间偏移信号的频率偏移值Δf的乘积。在其它实施例中，所述一组一个或多个陷波滤波器包括第一和第二多路径陷波滤波器。在此类实施例中，所述第一多路径陷波滤波器被配置成通过对来自所述混频器电路的全差分中频信号进行滤波来生成第一滤波信号，其中所述第一多路径陷波滤波器以多个陷波为特征，从而在以用于生成所述多个频率和时间偏移信号的频率偏移值Δf的奇数整数倍指定的多个指定谐波陷波频率下抑制发射器溢出。另外，所述第二多路径陷波滤波器被配置成通过对所述第一滤波信号进行滤波来生成所述滤波后的中频信号，其中所述第二多路径陷波滤波器以多个陷波为特征，从而在以所述频率偏移值Δf的奇数整数倍指定的多个指定谐波陷波频率下抑制发射器溢出。在此类实施例中，所述第一多路径陷波滤波器可以包括4N个开关电容器路径，并且所述第二多路径陷波滤波器可以包括2N个开关电容器路径。另外，所公开的第一接收器模块包括模数转换器，所述模数转换器被配置成将所述滤波后的中频转换为数字信号，其中所述模数转换器以至少F_CLOCK的采样时钟频率计时。在选定实施例中，所述第一接收器模块还包括可调谐抗混叠低通滤波器，所述可调谐抗混叠低通滤波器被配置成对来自所述混频器电路的所述中频信号进行滤波，以在由所述一组一个或多个陷波滤波器和/或模数转换器采样之前去除潜在干扰信号，其中所述可调谐抗混叠低通滤波器具有设置在所述采样时钟频率F_CLOCK的四分之一处的角频率。所公开的雷达控制处理单元被配置成处理所述数字信号以生成包括分别对应于通过所述N个发射器发射的所述N个射频编码发射信号的N个分段的距离谱。

在又一形式中，提供一种雷达系统、设备、架构和相关联操作方法。如所公开的，所述雷达系统包括多个发射器、多个接收器和雷达控制处理单元。所公开的发射器中的每一个被配置成接收线性频率调制(LFM)参考线性调频脉冲信号。每个所公开的发射器还被配置成从参考信号生成频率偏移信号，其中所述多个发射器中的每个发射器与从所述LFM参考线性调频脉冲信号的不同频率偏移相关联。另外，每个所公开的发射器被配置成针对所述发射器在不同时间将所述频率偏移信号作为RF编码发射信号发射，其中每个发射器的发射开始时间差至少相当于与所述雷达系统的预定最大范围相关联的往返延迟。所公开的接收器中的每一个被配置成在天线处接收从与所述多个发射器相关联的所述RF编码发射信号反射的目标返回信号。每个所公开的接收器还被配置成将所述目标返回信号与所述LFM参考线性调频脉冲信号进行混频以产生中频信号。另外，每个所公开的接收器被配置成使用被配置成从所述中频信号产生滤波后的中频信号的至少一组一个或多个多路径陷波器对所述中频信号进行滤波，其中所述一组一个或多个多路径陷波滤波器以采样时钟频率F_CLOCK计时以控制谐波陷波频率，从而抑制发射器溢出和近距离自杂波干扰。另外，每个所公开的接收器被配置成使用以至少F_CLOCK的采样时钟频率计时的模数转换器将所述滤波后的中频信号转换为数字信号。在选定实施例中，所述一组一个或多个多路径陷波滤波器和所述模数转换器都以F_CLOCK的采样时钟频率计时。在选定实施例中，每个所公开的接收器还被配置成利用数字抽取滤波器对由所述模数转换器生成的所述数字信号进行滤波以降低所述模数转换器的输出速率。在选定实施例中，每个所公开的接收器还被配置成利用可调谐抗混叠低通滤波器对所述中频信号进行滤波，以在由所述一组一个或多个多路径陷波滤波器和/或模数转换器采样之前去除潜在干扰信号，其中所述可调谐抗混叠低通滤波器具有设置在所述采样时钟频率F_CLOCK的四分之一处的角频率。所公开的雷达控制处理单元被配置成处理所述数字信号以生成包括分别对应于所述多个发射器发射的所述RF编码发射信号的第一多个分段的距离谱。

由于实施本发明的设备大部分由本领域的技术人员已知的电子组件和电路组成，因此为了理解和了解本发明的基本概念并且为了不混淆或偏离本发明的教示，将不会以比以上图示认为必要的任何更大程度阐述电路细节。

如本文中所使用的术语“程序”被定义为设计成在计算机系统上执行的指令序列。程序或计算机程序可以包括子例程、函数、过程、目标方法、目标实施方案、可执行应用程序、小程序、服务器小程序、源代码、目标代码、共享库/动载库和/或设计成用于在计算机系统上执行的其它指令序列。

因此，应理解，在本文中描绘的架构仅仅是示例性的，并且实际上，可以实施实现相同功能性的许多其它架构。从抽象角度但仍具有明确意义来说，实现相同功能的任何组件布置实际上“相关联”，使得所希望的功能得以实现。因此，在本文中被组合以实现特定功能的任何两个组件都可以被视为彼此“相关联”，从而实现所期望的功能，而不管架构或中间组件如何。同样，如此相关联的任何两个组件还可以被视为彼此“可操作地连接”或“可操作地耦合”来实现所期望的功能。

虽然本文中参考具体实施例描述了本发明，但是在不脱离如所附权利要求书所阐述的本发明的范围的情况下可以进行各种修改和改变。例如，可以根据应用改变发射器和接收器的不同数目。因此，说明书和附图应视为示意性而不具有限制性意义，并且所有这些修改旨在都包括在本发明的范围内。并不希望将本文中相对于特定实施例描述的任何益处、优势或针对问题的解决方案理解为任何或所有权利要求的关键、必需或必不可少的特征或元件。

如本文中所使用，术语“耦合”并不意图局限于直接耦合或机械耦合。

此外，如本文中所使用，术语“一”被定义为一个或一个以上。而且，权利要求书中例如“至少一个”和“一个或多个”等介绍性短语的使用不应解释为暗示由不定冠词“一”导入的另一权利要求要素将含有此引导的权利要求要素的任何特定权利要求限制为仅含有一个此要素的发明，甚至是在同一权利要求包含介绍性短语“一个或多个”或“至少一个”和例如“一”等不定冠词时。上述适用于定冠词的使用。

除非以其它方式陈述，否则例如“第一”和“第二”等术语用于任意地区别这些术语所描述的元件。因此，这些术语未必意图指示此类元件的时间或其它优先级排序。

上文关于具体实施例描述了益处、其它优势和对问题的解决方案。然而，可造成任何益处、优点或解决方案发生，或者变得更显著的那些益处、优点、对问题的解决方案和任何元件，均不得理解为任何权利要求或所有权利要求的关键的、要求的、或者必需的特征或元件。如本文所使用，术语“包括”或其任何其它变化意图涵盖非排他性的包括物，使得包括一列元件的过程、方法、制品或设备不仅包括那些元件，而是可以包括并未明确地列出的或并非此类过程、方法、制品或设备固有的其它元件。另外，如本文中所使用，术语“联接”并非旨在局限于直接联接或机械联接。此外，如本文中所使用，术语“一”被定义为一个或一个以上。而且，权利要求书中例如“至少一个”和“一个或多个”等介绍性短语的使用不应解释为暗示由不定冠词“一”导入的另一权利要求要素将含有此引导的权利要求要素的任何特定权利要求限制为仅含有一个此要素的发明，甚至是在同一权利要求包含介绍性短语“一个或多个”或“至少一个”和例如“一”等不定冠词时。上述适用于定冠词的使用。除非以其它方式陈述，否则例如“第一”和“第二”等术语用于任意地区别这些术语所描述的元件。因此，这些术语未必意图指示此类元件的时间或其它优先级排序。

Claims

1.一种用于操作雷达系统的方法，其特征在于，包括：

在发射器模块处生成包括波形序列的参考信号；

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述中频信号进行滤波包括：

3.一种雷达系统，其特征在于，包括：

至少第一接收器模块，包括：

4.根据权利要求3所述的雷达系统，其特征在于，所述发射模块包括多个发射路径，每个发射路径包括：

5.根据权利要求3所述的雷达系统，其特征在于，所述参考信号发生器生成多个频率偏移信号，所述多个频率偏移信号中的每一个从线性频率调制(LFM)参考线性调频脉冲信号频率移位了频率偏移值Δf的整数倍。

6.根据权利要求5所述的雷达系统，其特征在于，所述发射模块包括分别连接到所述多个频率偏移信号的多个发射路径，其中每个发射路径包括：

7.根据权利要求3所述的雷达系统，其特征在于，所述第一接收器模块另外包括可调谐抗混叠低通滤波器，所述可调谐抗混叠低通滤波器被配置成对来自所述混频器电路的所述中频信号进行滤波，以在由所述一组一个或多个陷波滤波器或模数转换器采样之前去除潜在干扰信号，其中所述可调谐抗混叠低通滤波器具有设置在所述采样时钟频率F_CLOCK的四分之一处的角频率。

8.根据权利要求3所述的雷达系统，其特征在于，所述一组一个或多个陷波滤波器包括：

9.一种雷达系统，其特征在于，包括：

多个发射器，其中每个发射器被配置成：

接收线性频率调制(LFM)参考线性调频脉冲信号，

多个接收器，其中每个接收器被配置成：

使用被配置成从所述中频信号产生滤波后的中频信号的至少一组一个或多个多路径陷波器对所述中频信号进行滤波，其中所述一组一个或多个多路径陷波滤波器以采样时钟频率F_CLOCK计时以控制谐波陷波频率，从而抑制发射器溢出和近距离自杂波干扰，并且

使用以至少F_CLOCK的采样时钟频率计时的模数转换器将所述滤波后的中频信号转换为数字信号；以及

10.根据权利要求9所述的雷达系统，其特征在于，每个发射器包括：