CN115932649A - 一种短路检测电路及方法 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种短路检测电路及方法，涉及半导体技术领域。电路包含比较器和D触发器。比较器的输出端连接D触发器的时钟输入端，用于分别通过同相输入端和反相输入端接收功率半导体器件的外部驱动电阻的电压和参考电压，并输出上升沿信号至D触发器；D触发器用于根据由数据输入端接收的PWM信号和上升沿信号输出故障信号。由于功率半导体器件存在外部驱动电阻的电流无论是在HSF还是FUL情况下都会有一段时间为负值的特性，上述方案利用该特性，通过比较器比较外部驱动电阻的电压和参考电压，进一步将输出的上升沿信号同PWM信号输入至D触发器中得到故障信号，从而根据故障信号的电平情况确定是否发生故障，实现了快速短路故障检测。

Description

一种短路检测电路及方法

技术领域

本申请涉及半导体技术领域，特别是涉及一种短路检测电路及方法。

背景技术

以硅基材料为代表的金属-氧化物半场效晶体管（Metal-Oxide SemiconductorField-Effect Transistor，MOSFET）、绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate BipolarTransistor，IGBT）等传统功率半导体器件，和以氮化硅，氮化镓为代表的第三代新型半导体器件一直以来都在电力电子领域占据着核心地位。它们已经被广泛应用于矿业开采、光伏逆变器、化工材料制备、电网系统、航空航天等领域。同时，这也对器件运行的可靠性提出了要求，在实际应用中为保障功率器件安全可靠工作，短路检测和保护至关重要。尤其是针对短路承受能力更低的第三代半导体器件，需要更快速，可靠，简单的检测方法。

目前，功率器件的短路故障可分为硬开关短路（Hard Switching Fault，HSF）和负载短路（Fault Under Load，FUL）两种类型。按照原理的不同可以分为直接式电流测量法和间接式电压测量法。间接式电压测量法通过测量与电流相关的电气量来间接反映过流故障，主要有退饱和检测、电流变化率检测和栅极电压检测等。该方法硬件实现比较简单，且易于集成，因此被广泛应用。但目前常用的这三种间接检测方法的缺点也较为明显，包括检测时间较长，只能检测HSF故障等。

鉴于上述问题，如何实现功率器件的多种短路故障的快速检测，是该领域技术人员亟待解决的问题。

发明内容

本申请的目的是提供一种短路检测电路及方法，以实现功率器件的多种短路故障的快速检测。

为解决上述技术问题，本申请提供一种短路检测电路，包括比较器和D触发器；

所述比较器的输出端连接所述D触发器的时钟输入端，用于分别通过同相输入端和反相输入端接收功率半导体器件的外部驱动电阻的电压和参考电压，并输出上升沿信号至所述D触发器；其中，所述功率半导体器件为SiC MOSFET；

所述D触发器用于根据由数据输入端接收的PWM信号和所述上升沿信号输出故障信号。

优选地，所述短路检测电路还包括差分放大电路；

所述差分放大电路的第一输入端和第二输入端分别连接所述外部驱动电阻的第一端和第二端，所述差分放大电路的输出端连接所述比较器的同相输入端。

优选地，所述差分放大电路包括：第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻和放大器；

所述第一电阻的第一端和所述第二电阻的第一端同时连接所述放大器的反相输入端，所述第三电阻的第一端和所述第四电阻的第一端同时连接所述放大器的同相输入端；所述第四电阻的第二端信号接地；所述第一电阻的第二端连接所述放大器的输出端；

其中，所述第三电阻的第二端和所述第二电阻的第二端分别作为所述差分放大电路的第一输入端和第二输入端，所述放大器的输出端作为所述差分放大电路的输出端。

为解决上述技术问题，本申请还提供一种短路检测方法，应用于上述的短路检测电路；所述方法包括：

分别通过同相输入端和反相输入端接收功率半导体器件的外部驱动电阻的电压和参考电压；其中，所述功率半导体器件为SiC MOSFET；

根据所述外部驱动电阻的电压和所述参考电压输出上升沿信号至D触发器，以用于所述D触发器根据由数据输入端接收的PWM信号和所述上升沿信号输出故障信号。

优选地，在所述分别通过同相输入端和反相输入端接收功率半导体器件的外部驱动电阻的电压和参考电压之前，还包括：

设置所述参考电压；

其中，所述参考电压的电压值为负值。

优选地，所述D触发器由数据输入端接收所述PWM信号包括：

所述D触发器由数据输入端接收由控制器发送的所述PWM信号；

其中，所述控制器为DSP或FPGA。

优选地，在所述D触发器根据由数据输入端接收的所述PWM信号和所述上升沿信号输出所述故障信号之后，还包括：

根据所述故障信号输出故障发生时间，并生成故障发生日志。

优选地，在所述根据所述故障信号输出故障发生时间，并生成故障发生日志之后，还包括：

在所述功率半导体器件的故障排除之后，删除所述故障发生日志。

本申请所提供的短路检测电路，包含比较器和D触发器。比较器的输出端连接D触发器的时钟输入端，用于分别通过同相输入端和反相输入端接收功率半导体器件的外部驱动电阻的电压和参考电压，并输出上升沿信号至D触发器；其中，功率半导体器件为SiCMOSFET；D触发器用于根据由数据输入端接收的PWM信号和上升沿信号输出故障信号。由于功率半导体器件存在外部驱动电阻的电流无论是在HSF还是FUL情况下都会有一段时间为负值的特性，上述方案利用了该特性，通过比较器比较外部驱动电阻的电压和参考电压，进一步将输出的上升沿信号同PWM信号输入至D触发器中得到故障信号，从而根据故障信号的电平情况确定是否发生故障，实现了快速短路故障检测。

此外，本申请实施例还提供了一种短路检测方法，效果同上。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本申请实施例提供的SiC MOSFET的等效电路图；

图2为本申请实施例提供的功率器件在无故障情况下开通瞬态各电气量的波形图；

图3为本申请实施例提供的功率器件在HSF情况下开通瞬态各电气量的波形图；

图4为本申请实施例提供的功率器件在FUL情况下开通瞬态各电气量的波形图；

图5为本申请实施例提供的一种短路检测电路的电路图；

图6为本申请实施例提供的一种短路检测方法的流程图；

图7为本申请实施例提供的正常情况下功率器件中各电气量及短路检测电路的仿真波形图；

图8为本申请实施例提供的HSF情况下功率器件中各电气量及短路检测电路的仿真波形图；

图9为本申请实施例提供的FUL情况下功率器件中各电气量及短路检测电路的仿真波形图；

图10为本申请实施例提供的差分放大电路的电路图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下，所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护范围。

本申请的核心是提供一种短路检测电路及方法，以实现功率器件的多种短路故障的快速检测。

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面结合附图和具体实施方式对本申请作进一步的详细说明。

目前，以氮化硅，氮化镓为代表的第三代新型半导体器件在电力电子领域占据着核心地位。由于其短路承受能力更低，因此急迫地需要更快速，可靠，简单的短路检测方法。

图1为本申请实施例提供的SiC MOSFET的等效电路图。如图1所示，以碳化硅场效应管为例，其等效电路中存在多个电容、电阻和电感。其中，栅源电容C_GS代表输入电容，漏极与源极间电容C_DS为输出电容，栅极与漏极间电容C_GD通常成为米勒电容。驱动回路包含非理想电路的寄生元件，包括外部栅极电阻R_{G_EXT}，功率器件内部栅极电阻R_{G_INT}，外部栅极寄生电感L_{G_EXT}，内部栅极寄生电感L_{G_INT}，源极电感L_SP和开尔文源极电感L_SK。

以SiC MOSFET的短路检测为例，目前的三种间接式电压测量法均存在相应的缺点：

退饱和检测法通过检测SiC MOSFET的漏源极电压V_DS来判断是否发生过流故障。但在SiC MOSFET开通过程中，V_DS从母线电压下降至导通压降需要几十至几百纳秒的时间，这段时间被成为检测盲区。在检测盲区内，检测电路不能动作，因此退饱和检测法检测故障时间相对较长。

电流变化率检测法是基于正常开关和短路故障时SiC MOSFET分立器件或模块开尔文源极和功率源极之间的寄生电感L_SS上感应产生的电压来检测短路故障。但该方法只能检测HSF故障，需搭配其它检测方法实现FUL检测。并且该方法容易受到回路电感量的限制，且不适用于三脚分立器件。

栅极电压检测法是基于SiC MOSFET正常开关过程和短路故障时栅源极电压V_GS的波形和栅极电荷特性的差异来检测短路故障。目前基于该方法的检测电路通常要用到V_GS正常情况和短路情况下的特性。但在SiC MOSFET开通过程中，V_GS受诸多因素干扰，导致该方法容易受到栅极驱动回路的寄生参数影响而误动作。且该方法也只能检测HSF故障。

为了使本领域技术人员进一步了解功率器件在不同情况下的电气量情况，下面结合附图1至附图4对功率器件在无故障情况下和故障情况下开通瞬态各电气量的波形进行具体描述：

图2为本申请实施例提供的功率器件在无故障情况下开通瞬态各电气量的波形图。如图2所示，开通过程总共可以分为四个阶段：第一阶段为开通延时阶段，即从t₀到t₁时间段，此时器件处于截止区。漏极电流I_DS和漏源极电压V_DS基本保持恒定。栅极-源极电压V_GS和栅极电流I_G在t₀处迅速增长。在这个阶段中，大部分栅极电流I_G对栅源极电容C_GS充电，而小部分栅极电流流过栅极-漏极电容C_GD。随后栅极电流I_G达到峰值I_{G_PEAK}。

第二阶段为漏极电流I_D上升阶段，即从t₁到t₂时间段。当栅源极电压V_GS到达阈值电压V_TH时，器件开始导通，漏极电流I_D从零开始迅速上升，漏源极电压V_DS基本维持母线电压不变。同时，栅极等效输入电容C_ISS及电荷量迅速变化，栅源电压V_GS在t=t₃时刻开始进入米勒平台阶段。

第三阶段为米勒平台阶段，即从t₂到t₃时间段。漏极电流I_D基本等于负载电流I，漏源极电压V_DS迅速下降至导通压降V_on，栅极电流I_G下降趋缓并进入平台期。

第四阶段为栅源极电压V_GS继续上升阶段，即从t₃到t₄时间段。米勒平台阶段结束后，栅极电流I_G进一步下降，忽略栅极寄生电感的影响，驱动回路以时间常数τ=（R_{G_EXT}+R_{G_INT}）*C_ISS继续为栅极等效电容C_ISS充电，使得栅源极电压V_GS上升至稳定的导通压降，SiCMOSFET完全导通。

在整个过程中，驱动回路可视为二阶RLC的阶跃响应，其时域分析结果可用下式表示：

；

其中， L _G =L_{G_INT}+L_{G_EXT}， R _G =R_{G_INT}+R_{G_EXT}。

实际应用中为了避免栅极驱动回路出现不必要的阻尼振荡，大多设计的栅极驱动电路都处于过阻尼状态。即满足下式：

；

根据RLC过阻尼电路的求解公式可得驱动电流I_G满足下式：

；

其中，，；

从上述分析可以看出正常情况在过阻尼条件下，SiC MOSFET开通即整个开通过程中驱动电流 I _G 恒大于等于0。

同理可分析SiC MOSFET关断过程各电气量的变化，此处不在赘述。值得一提的是与器件开通时相反，器件关断时驱动电流会出现小于等于0的时间段。

图3为本申请实施例提供的功率器件在HSF情况下开通瞬态各电气量的波形图。如图3所示，此时器件开通过程中的米勒平台消失，比正常开通提前达到高驱动电平。整个开通过程大致可分为两个阶段：

第一阶段为t₀到t₁时间段。当栅极信号出现以后，器件开通直接从线性工作区进入饱和工作区。器件电流迅速上升至饱和值I_D,SAT。漏源极电压V_DS在短路开始阶段会降低。V_DS可以用下式表示：

V_DS=V_DC-L(dI_D,SAT/dt)；

L为回路寄生电感。同时，由于器件承受过高的母线电压和电流，导致其损耗迅速增加，进一步使器件结温快速上升。

第二阶段为t₁到t₂时间段。由于结温继续升高，当结温高于600K时，沟道电阻变为正结温系数，导致器件R_DS(on)增加，短路电流斜率在达到短路电流峰值后开始由正变负。同时漏源极电压上升至母线电压。

在这个动态过程中，驱动回路电流可用下式表示：

I_G(t)=C_GS*dV_GS/dt-C_GD*dV_DS/dt+C_GD*dV_GS/dt；

在SiC MOSFET漏源极电压恢复至母线电压的过程中，V_GS变化率可以忽略，尽管C_GD随V_DS的变化而变化，但其始终为正值，可见I_G随着V_DS的上升而出现负值。

图4为本申请实施例提供的功率器件在FUL情况下开通瞬态各电气量的波形图。如图4所示，器件在t₀时刻导通，t₁时刻负载短路。此时漏极电流I_d迅速上升至饱和电流，同时漏源极电压V_ds迅速上升至接近母线电压。驱动电压V_gs基本保持不变。同HSF情况下一致，通过动态过程驱动电流表达式可知，I_G会随着V_DS的上升而出现负值。

由上述内容可知，功率器件的外部驱动电阻的驱动电流无论是在HSF还是FUL情况下都会有一段时间为负值，因此，本申请基于上述特性提供了一种短路检测电路。

图5为本申请实施例提供的一种短路检测电路的电路图。如图5所示，在短路检测电路中，比较器的输出端连接D触发器的时钟输入端。比较器的输出端连接D触发器的时钟输入端，用于分别通过同相输入端和反相输入端接收功率半导体器件的外部驱动电阻的电压和参考电压，并输出上升沿信号至D触发器；其中，功率半导体器件为SiC MOSFET；D触发器用于根据由数据输入端接收的PWM信号和上升沿信号输出故障信号。

比较器是将一个模拟电压信号与一个基准电压相比较的电路。比较器的两路输入为模拟信号，输出则为二进制信号0或1，当输入电压的差值增大或减小且正负符号不变时，其输出保持恒定。D触发器是一个具有记忆功能的，具有两个稳定状态的信息存储器件，是构成多种时序电路的最基本逻辑单元，也是数字逻辑电路中一种重要的单元电路。因此，D触发器在数字系统和计算机中有着广泛的应用。触发器具有两个稳定状态，即“0”和“1”，在一定的外界信号作用下，可以从一个稳定状态翻转到另一个稳定状态。D触发器有集成触发器和门电路组成的触发器。触发方式有电平触发和边沿触发两种，前者在CP（时钟脉冲）=1时即可触发，后者多在CP的前沿（正跳变0至1）触发。本实施例中的D触发器为上升沿D触发器。需要注意的是，本实施例中对于比较器和D触发器的具体型号选用不做限制，根据具体的实施情况而定。此外，本申请所提供的短路检测电路适用于三脚器件SiC MOSFET和四脚器件SiC MOSFET。

图6为本申请实施例提供的一种短路检测方法的流程图。方法基于上述短路检测电路。如图6所示，方法包括：

S10：分别通过同相输入端和反相输入端接收功率半导体器件的外部驱动电阻的电压和参考电压。

其中，功率半导体器件为SiC MOSFET。

S11：根据外部驱动电阻的电压和参考电压输出上升沿信号至D触发器，以用于D触发器根据由数据输入端接收的PWM信号和上升沿信号输出故障信号。

具体地，比较器分别通过同相输入端和反相输入端接收功率半导体器件的外部驱动电阻的电压和参考电压。D触发器通过数据输入端接收PWM信号。其中，功率半导体器件为SiC MOSFET。

需要注意的是，参考电压是人为设置的电压，因此作为一种优选的实施例，在向比较器输入外部驱动电阻电压及参考电压之前，还需设置参考电压；其中，参考电压的电压值为负值。本实施例中对于参考电压的具体数值不做限制，根据具体的实施情况而定。优选地，参考电压可设置为-200mV。

此外，PWM信号可由控制器输入至D触发器的数据输入端。本实施例中对于控制器的具体类型不做限制，根据具体的实施情况而定。作为一种优选的实施例，控制器可为数字信号处理器（Digital Signal Processing，DSP）或现场可编程逻辑门阵列（FieldProgrammable Gate Array，FPGA）芯片。为了使本领域技术人员进一步理解本申请所提供的短路检测电路所能实现的方法，以下结合附图7至附图9对本申请进行进一步的说明：

图7为本申请实施例提供的正常情况下功率器件中各电气量及短路检测电路的仿真波形图。如图7所示，当功率器件导通时，外部驱动电阻的电压V_{G_EXT}恒大于等于0，比较器输出低电平，D触发器不动作，故障信号为低电平。当器件闭合时，V_{G_EXT}小于0，比较器输出高电平，D触发器跟随PWM信号输出。此时，由于驱动信号（一般为-5V-15V）始终慢于PWM信号（一般为0V-3.3V），数据输入端被输入低电平，因此故障信号仍为低电平。

图8为本申请实施例提供的HSF情况下功率器件中各电气量及短路检测电路的仿真波形图。图9为本申请实施例提供的FUL情况下功率器件中各电气量及短路检测电路的仿真波形图。图8和图9分别描述了当功率器件电路中存在HSF和FUL时，各电气量和检测电路的仿真波形。当在HSF或FUL情况下时，外部驱动电阻电压V_{G_EXT}会有小于0的时间段，则比较器输出高电平，D触发器跟随PWM信号输出。此时，由于PWM信号（一般为0V-3.3V）仍为高电平，数据输入端被输入高电平，故障信号仍为高电平，由此能够通过故障信号的电平情况判断功率器件是否发生了短路。

本实施例中，短路检测电路包含比较器和D触发器。比较器的输出端连接D触发器的时钟输入端，用于分别通过同相输入端和反相输入端接收功率半导体器件的外部驱动电阻的电压和参考电压，并输出上升沿信号至D触发器；D触发器用于根据由数据输入端接收的PWM信号和上升沿信号输出故障信号。由于功率半导体器件存在外部驱动电阻的电流无论是在HSF还是FUL情况下都会有一段时间为负值的特性，上述方案利用了该特性，通过比较器比较外部驱动电阻的电压和参考电压，进一步将输出的上升沿信号同PWM信号输入至D触发器中得到故障信号，从而根据故障信号的电平情况确定是否发生故障，实现了快速短路故障检测。

在具体实施中，由于短路检测电路通过比较器的同相输入端采集接收外部驱动电阻的电压，为了抑制电压采集过程中的共模干扰，作为一种优选的实施例，短路检测电路还包括差分放大电路；

差分放大电路的第一输入端和第二输入端分别连接外部驱动电阻的第一端和第二端，差分放大电路的输出端连接比较器的同相输入端。

图10为本申请实施例提供的差分放大电路的电路图。如图10所示，差分放大电路包括：第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4和放大器U1；

第一电阻R1的第一端和第二电阻R2的第一端同时连接放大器U1的反相输入端，第三电阻R3的第一端和第四电阻R4的第一端同时连接放大器的同相输入端；第四电阻R4的第二端信号接地；第一电阻R1的第二端连接放大器U1的输出端；

其中，第三电阻R3的第二端和第二电阻R2的第二端分别作为差分放大电路的第一输入端和第二输入端，放大器U1的输出端作为差分放大电路的输出端。

在具体实施中，通过差分放大电路采集外部驱动电阻的电压。为了不改变其电压值，通过设置电路中电阻的参数使得放大倍数为1倍，从而在抑制共模干扰的同时，进一步将外部驱动电阻的电压输入至比较器中。

此外，为了提升用户在短路检测过程中的体验感，在D触发器根据上升沿信号和PWM信号输出故障信号之后，还可根据故障信号输出故障发生时间，并生成故障发生日志，从而使得用户能够及时获知故障发生的具体情况。进一步在功率半导体器件的故障排除之后，删除故障发生日志，释放了存储空间。

以上对本申请所提供的短路检测电路及方法进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以对本申请进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本申请权利要求的保护范围内。

还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

Claims (8)

1.一种短路检测电路，其特征在于，包括比较器和D触发器；

所述比较器的输出端连接所述D触发器的时钟输入端，用于分别通过同相输入端和反相输入端接收功率半导体器件的外部驱动电阻的电压和参考电压，并输出上升沿信号至所述D触发器；其中，所述功率半导体器件为SiC MOSFET；

所述D触发器用于根据由数据输入端接收的PWM信号和所述上升沿信号输出故障信号。

2.根据权利要求1所述的短路检测电路，其特征在于，所述短路检测电路还包括差分放大电路；

所述差分放大电路的第一输入端和第二输入端分别连接所述外部驱动电阻的第一端和第二端，所述差分放大电路的输出端连接所述比较器的同相输入端。

3.根据权利要求2所述的短路检测电路，其特征在于，所述差分放大电路包括：第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻和放大器；

所述第一电阻的第一端和所述第二电阻的第一端同时连接所述放大器的反相输入端，所述第三电阻的第一端和所述第四电阻的第一端同时连接所述放大器的同相输入端；所述第四电阻的第二端信号接地；所述第一电阻的第二端连接所述放大器的输出端；

其中，所述第三电阻的第二端和所述第二电阻的第二端分别作为所述差分放大电路的第一输入端和第二输入端，所述放大器的输出端作为所述差分放大电路的输出端。

4.一种短路检测方法，其特征在于，应用于权利要求1至3任意一项所述的短路检测电路；所述方法包括：

分别通过同相输入端和反相输入端接收功率半导体器件的外部驱动电阻的电压和参考电压；其中，所述功率半导体器件为SiC MOSFET；

根据所述外部驱动电阻的电压和所述参考电压输出上升沿信号至D触发器，以用于所述D触发器根据由数据输入端接收的PWM信号和所述上升沿信号输出故障信号。

5.根据权利要求4所述的短路检测方法，其特征在于，在所述分别通过同相输入端和反相输入端接收功率半导体器件的外部驱动电阻的电压和参考电压之前，还包括：

设置所述参考电压；

其中，所述参考电压的电压值为负值。

6.根据权利要求4所述的短路检测方法，其特征在于，所述D触发器由数据输入端接收所述PWM信号包括：

所述D触发器由数据输入端接收由控制器发送的所述PWM信号；

其中，所述控制器为DSP或FPGA。

7.根据权利要求4至6任意一项所述的短路检测方法，其特征在于，在所述D触发器根据由数据输入端接收的所述PWM信号和所述上升沿信号输出所述故障信号之后，还包括：

根据所述故障信号输出故障发生时间，并生成故障发生日志。

8.根据权利要求7所述的短路检测方法，其特征在于，在所述根据所述故障信号输出故障发生时间，并生成故障发生日志之后，还包括：

在所述功率半导体器件的故障排除之后，删除所述故障发生日志。

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