CN115882983A - 无盲区无混叠的数字信道化实现方法和装置、电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无盲区无混叠的数字信道化实现方法和装置、电子设备。所述方法包括：将整个频段划分成2的整数倍个信道；将划分成的信道平分成两组，其中偶数序号的信道分组为偶数组信道，奇数序号的信道分组为奇数组信道；对各分组信道分别推导基于多相滤波结构的信道化模型，得到偶数组信道化模型和奇数组信道化模型，并合成得到的各组信道化模型；按照通带取π/2D、过渡带取π/D的参数设计原型滤波器，根据原型滤波器的多相分量确定合成后的各组信道化模型中各个信道的滤波器。本发明的方案既能够完全消除数字信道化的盲区和邻道混叠的问题，又使得原型滤波器的过渡带大大拓宽，能得到较小的滤波器阶数和运算量，易于在实际应用中实现。

Description

无盲区无混叠的数字信道化实现方法和装置、电子设备

技术领域

本发明涉及软件无线电技术领域，尤其涉及一种无盲区无混叠的数字信道化实现方法和装置、电子设备。

背景技术

软件无线电构造了一个具有开放性、标准化、模块化的通用硬件平台，将所有的功能，包括变频、滤波、调制、解调等用软件来完成。由于软件无线电技术不再受制于不同规格、结构的硬件设备，所以具有高度的灵活性和开放性。可以通过增加软件模块，很容易实现新的功能。硬件可以随着器件和技术的发展而更新或扩展，软件也可以随需要不断升级或更换。这就要求A/D尽可能地靠近天线，尽早将信号数字化，减少模拟处理电路，从而简化模拟处理部分的电路。提高设备的可靠性、抗干扰性。理想的软件无线电结构是射频直接采样数字化。

目前的模数转换器(Analog-Digital Converter，ADC)的采样率在5GHz以上，带宽达2GHz以上，这么高的采样数据速率使后续的处理电路无法实时完成，必须进行数字信道化处理。数字信道化将高速率的数据流分成多路低速率的数据并行处理，同时降低运算量，所以数字信道化是软件无线电的核心技术。

图1是现有技术采用的一种滤波器组信道化结构示意图。数字信道化的基本原理见图1所示，输入信号经各滤波器滤波、D倍抽取后，变成了D路低速率的输出信号。图2是图1的滤波器组信道化结构的信道划分和频率响应示意图。然而在实际应用中，图2所示的滤波器组信道化结构实现起来很困难，尤其是当信道数多，D值很大时，滤波器所需的阶数非常高，而且每一信道均要配这样的滤波器，实现效率非常低。

为降低运算量，提高效率，一般采用基于多相滤波器组的数字信道化实现方法，该实现方法大幅度降低了运算量，已广泛应用于宽带软件无线电平台的信号处理，完成信号检测、识别、解调等功能。图3是现有技术采用的一种基于多相滤波器组的数字信道化模型示意图。数据流先经过D倍抽取后速率降低了，并且滤波器是图1中原型滤波器的多相分量，总的运算量大幅度降低了。

数字信道化方案都要涉及到原型滤波器的设计。图4是现有技术采用典型原型滤波器信道化后的三个相邻信道的盲区和混叠区的位置示意图。由于滤波器过渡带的存在，相邻信道间必然存在盲区或混叠区，处于盲区或混叠区的信号无法正确检测和提取，这是常规数字信道化必然存在的问题。

为解决数字信道化的盲区和混叠区问题，目前现有的技术一般是通过调整原型滤波器的参数(通带、过渡带)，根据实际应用折中盲区、混叠区的宽度。图5是现有技术通过调整原型滤波器参数来解决相邻信道的盲区和混叠区问题的示意图。参见图5所示：

图5(a)中相邻信道间没有盲区，但混叠区较宽，过渡带区域的各信道的信号是混叠的，对检测、识别、解调等的性能有较大的影响；

图5(b)中相邻信道间无混叠区，但有盲区，盲区的信号有损失无法做到全频段覆盖，也影响检测、识别、解调等的性能，需要用其它额外的处理补充盲区的频段，但这样又增加了复杂度和运算量；

图5(c)中滤波器的过渡带减小了，相应的盲区宽度也减小了，改善了频段覆盖的占比，但由于减小了滤波器的过渡带，滤波器的阶数会大幅度提高，增加了运算量，增加了实现难度。

可见，目前采用的通过调整原型滤波器参数的方法无法消除盲区、混叠区的问题，且实际应用有一定的局限性，特别是对全频段、全概率的监测和接收影响较大。

发明内容

针对基于多相滤波器的数字信道化架构固有的盲区、混叠区问题，本发明提供了一种无盲区无混叠的数字信道化实现方法和装置、电子设备，能够完全消除数字信道化的盲区和邻道混叠的问题，并且可大幅度降低运算量，易于实现，能做到全频段信号的监测和接收。

依据本发明的第一方面，提供了一种无盲区无混叠的数字信道化实现方法，包括：

将整个频段划分成2的整数倍个信道，信道序号依次为0，1，2，…，2D-1，D为正整数；

将划分成的这些信道平分成两组，其中偶数序号的信道分组为偶数组信道，奇数序号的信道分组为奇数组信道，各分组信道内的信道数量为D；

对各分组信道分别推导基于多相滤波结构的信道化模型，得到偶数组信道化模型和奇数组信道化模型，并合成得到的各组信道化模型；

按照通带取π/2D、过渡带取π/D的参数设计原型滤波器，根据所述原型滤波器的多相分量确定合成后的各组信道化模型中各个信道的滤波器。

优选地，合成后的偶数组信道化模型和奇数组信道化模型为：

其中，m是每个信道的数据序号，m＝0，1，2，…；k是分组前的信道序号，k＝0，1，2，…，2D-1；p是各分组信道化模型内的信道序号，p＝0，1，2，…D-1；x_p(m)、h_p(m)分别是各分组信道化模型的第p个信道的输入数据和其对应的滤波器；y_k(m)是第k个信道的输出数据。

优选地，所述原型滤波器的阶数设计为满足指标要求的最接近阶数估计值的所述D的最小整数倍，其中所述原型滤波器的阶数估计值根据式

得到，f_s为采样率，Δf为过渡带，20*logδ为阻带衰减。

优选地，所述原型滤波器的多相分量根据式h_p(m)＝h(mD+p)分解得到。

依据本发明的第二方面，提供了一种无盲区无混叠的数字信道化实现装置，包括：

信道划分单元，用于将整个频段划分成2的整数倍个信道，信道序号依次为0，1，2，…，2D-1，D为正整数；

信道分组单元，用于将划分成的这些信道平分成两组，其中偶数序号的信道分组为偶数组信道，奇数序号的信道分组为奇数组信道，各分组信道内的信道数量为D；

信道化模型推导单元，用于对各分组信道分别推导基于多相滤波结构的信道化模型，得到偶数组信道化模型和奇数组信道化模型，并合成得到的各组信道化模型；

信道滤波器确定单元，用于按照通带取π/2D、过渡带取π/D的参数设计原型滤波器，根据所述原型滤波器的多相分量确定合成后的各组信道化模型中各个信道的滤波器。

依据本发明的第三方面，提供了一种电子设备，包括存储器和处理器，

所述存储器中存储有计算机程序，所述计算机程序由所述处理器加载并执行，以实现前述的无盲区无混叠的数字信道化实现方法。

依据本发明的第四方面，提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储一个或多个计算机程序，所述一个或多个计算机程序当被处理器执行时，实现前述的无盲区无混叠的数字信道化实现方法。

本发明的技术方案能够达到以下有益效果：

本发明提供的无盲区无混叠的数字信道化实现方法和装置、电子设备，首先将整个频段划分成2D个信道，并将这些信道平分为两组信道，然后对这两组信道分别推导基于多相滤波结构的信道化模型，并将得到的信道化模型进行再合成，接着按照通带取π/2D，过渡带取π/D的参数设计原型滤波器，根据原型滤波器的多相分量，确定合成后的各组信道化模型中各个信道的滤波器，从而既能够完全消除数字信道化的盲区和邻道混叠的问题，又使得原型滤波器的过渡带大大拓宽，能得到较小的滤波器阶数和运算量，易于在实际应用中实现。

本发明的方案解决了常规数字信道化固有的盲区、邻道混叠的问题，可明显提高通信搜索系统的并行、实时处理能力，有助于信号全频段、全概率的监测和接收，有很大的实际应用价值。

附图说明

为了更清楚地说明本发明中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：

图1是现有技术采用的一种滤波器组信道化结构示意图；

图2是图1的滤波器组信道化结构的信道划分和频率响应示意图；

图3是现有技术采用的一种基于多相滤波器组的数字信道化模型示意图；

图4为现有技术采用典型原型滤波器信道化后的三个相邻信道的盲区和混叠区的位置示意图；

图5是现有技术通过调整原型滤波器参数来解决相邻信道的盲区和混叠区问题的示意图；

图6是本发明提供的一种无盲区无混叠的数字信道化实现方法的流程示意图；

图7是本发明提供的信道划分及两分组示意图；

图8是本发明提供的各分组信道的数字信道化实现原理示意图；

图9是本发明提供的偶数组信道化模型示意图；

图10是本发明提供的奇数组信道化模型示意图；

图11是本发明提供的原型滤波器设计示意图；

图12是本发明提供的一种无盲区无混叠的数字信道化实现装置的结构示意图；

图13是本发明提供的一种电子设备的结构示意图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本发明。提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本发明，并且能够将本发明的范围完整的传达给本领域的技术人员。虽然附图中显示了本发明的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本发明而不应被这里阐述的实施例所限制。

通过前面背景技术部分的分析可知，邻道信号的混叠是由于滤波器的过渡带太宽造成的。若滤波器的过渡带做得很窄(小于频率分辨率)，如图5(a)，则一个信号就不会同时进入2个信道。但这样的话，由于过渡带太窄，滤波器的阶数会很高，下面估算其阶数。

若频率分辩率为25KHz，即过渡带Δf＝25KHz＝0.025MHz，fs＝2400MHz，带内纹波为0.5dB，阻带衰减20*logδ＝-65dB。当采用窗函数法(恺撒窗)设计这样的滤波器时所需的滤波器阶数N为：

将数据代入得：N＝381393。这么高阶数的滤波器几乎无法实现。可见缩小滤波器过渡带的方法不可行。

下面分析另一种方法：缩小滤波器通带的方法。

将图5(a)滤波器组的通带缩小，将缩小的通带变成过渡带，保持总带宽(通带加过渡带)不变，如图5(b)所示，由前面的分析知，只要滤波器之间的频带不重叠，邻道信号就不会混叠进来。但这样的话，相邻的信道之间会产生盲区，盲区中的信号会“漏检”。用式(1)计算的盲区宽度与滤波器阶数对照见表1，可见减小盲区会大大增加滤波器阶数，代价也非常大。

表1盲区宽度与滤波器阶数对照表

图6是本发明提供的一种无盲区无混叠的数字信道化实现方法的流程示意图。参见图6所示，包括步骤S610～S640：

步骤S610，将整个频段划分成2的整数倍个信道，信道序号依次为0，1，2，…，2D-1，D为正整数。

划分的信道数量一般是根据待处理信号的频段分布及带宽确定。本步骤S610是将整个频段划分为2D个信道。

步骤S620，将划分成的这些信道平分成两组，其中偶数序号的信道分组为偶数组信道，奇数序号的信道分组为奇数组信道，各分组信道内的信道数量为D。

图7是本发明提供的信道划分及两分组示意图。首先将整个频段划分为2D个信道，然后将划分成的这些信道平分成奇偶两组。其中图7(a)是将整个频段划分为2D个信道，全频段覆盖无盲区，图7(b)是偶数序号的信道分组得到的偶数组信道，7(c)是奇数序号的信道分组得到的奇数组信道。

图7(b)所示的偶数组信道的滤波器组的中心频率可用式(2)表示：

图7(c)所示的奇数组信道的滤波器组的中心频率可用式(3)表示：

步骤S630，对各分组信道分别推导基于多相滤波结构的信道化模型，得到偶数组信道化模型和奇数组信道化模型，并合成得到的各组信道化模型；

下面对偶数组信道和奇数组信道分别推导基于多相滤波结构的信道化模型。

图8是本发明提供的各分组信道的数字信道化实现方法原理示意图。参见图8所示，输入信号先分别与D个本振信号(角频率为ωk)相乘，本振的作用是把D个子频带(信道)都移到基带(零中频)。然后通过后接的低通滤波器h_Lp(n)(原型滤波器h(n))滤出对应的子频带。对于复信号，由于滤波后的信号带宽为2π/D，故可对该信号进行D倍抽取。

1)偶数组信道化模型推导

设偶数组信道的输出为y_k(m)，采用图8所示的数字信道化实现方法，则图7(b)中第k路信道的输出为(方便起见，用h(n)代替h_Lp(n))：

其中，m是每个信道的数据序号，m＝0，1，2，…；k是偶数组信道内的信道序号，k＝0，1，2，…D-1，n＝mD；

令：i＝l/D,则：

令：x_p(m)＝x(mD-p) (4)

h_p(m)＝h(mD+p) (5)

则：

由式(2)知，子频带的中心频率为

现要将该子频带移到零频，所以将

代入式(6)得：

图9是本发明提供的偶数组信道化模型示意图。

2)奇数组信道化模型推导

设奇数组信道的输出为z_k(m)，仍采用图8所示的数字信道化实现方法，根据上面的推导，同理可得：

把

代入上式得：/>

图10是本发明提供的奇数组信道化模型示意图。

3)合成得到的各组信道化模型

将式(7)、(9)的2D个信道进行统一表示：

其中，m是每个信道的数据序号，m＝0，1，2，…；k是分组前的信道序号，k＝0，1，2，…，2D-1；p是各分组信道化模型内的信道序号，p＝0，1，2，…D-1；x_p(m)、h_p(m)分别是各分组信道化模型的第p个信道的输入数据和其对应的滤波器；y_k(m)是第k个信道的输出数据。

根据上面的推导，由式(10)得到全部信道的基于多相滤波结构的信道化模型，其中偶数序号的信道采用图9所示的偶数组信道化模型，奇数序号的信道采用图10所示的奇数组信道化模型。如果需要全频段接收，则采用图9、图10的信道化模型，如果只需部分频段接收，则选择图9、图10的信道化模型中相应信道的输出。

需要说明的是，上面推导的多相滤波器组信道化模型针对的输入信号为复信号。实信号也适用该模型，只要把实信号当作复信号的一种特殊情况，由于输出信道首尾对称，此时独立输出信道数相应减少一倍。

步骤S640，按照通带取π/2D、过渡带取π/D的参数设计原型滤波器，根据原型滤波器的多相分量确定合成后的各组信道化模型中各个信道的滤波器。

图11是本发明提供的原型滤波器设计示意图。如图11所示，将整个频段共划分成2D个信道，每个信道的带宽是π/D，原型滤波器的通带取π/2D，过渡带取π/D。

信道化模型中运算量最大的是滤波，下面对本发明设计的原型滤波器的性能进行分析。

若采样率fs＝2400MHz，抽取倍数D取16，则共得到2D＝32个信道，每个信道带宽75MHz，本方案的滤波器过渡带Δf最宽也可达到75MHz。滤波器的带内纹波和阻带衰减根据实际应用要求确定。若确定出的带内纹波为0.5dB，阻带衰减为20*logδ＝-65dB，仍采用式(1)估计滤波器阶数，则可以得到较小的滤波器阶数N为128，远远小于表1中的滤波器阶数，所以运算量大幅度减小了，很容易实现，并解决了盲区、混叠区的问题。

可见，虽然本发明的方法采用了两组信道化模型，相比于常规数字信道化多用了一组信道化模型，但实际的运算量要小很多。

需要说明的是，可以利用Matlab等软件设计原型滤波器，原型滤波器的通带取π/2D、过渡带取π/D，原型滤波器的带内纹波和阻带衰减根据实际应用要求确定，在根据前述式(1)：

得到原型滤波器的阶数估计值后，将原型滤波器的阶数最终设计为满足指标要求的最接近阶数估计值的D的最小整数倍，以方便在实际应用中实现。

另外，根据前述的信道化模型的推导过程，可以采用上述式(5)：h_p(m)＝h(mD+p)分解原型滤波器，得到原型滤波器的多相分量，然后由原型滤波器的多相分量确定出合成后的各组信道化模型中各个信道的滤波器。

综上所述，本发明提供的无盲区无混叠的数字信道化实现方法，首先将整个频段划分成2D个信道，并将这些信道平分成两组信道，然后对这两组信道分别推导基于多相滤波结构的信道化模型，并将得到的信道化模型进行再合成，接着按照通带取π/2D、过渡带取π/D的参数设计原型滤波器，根据该原型滤波器的多相分量，确定出合成后的各组信道化模型中各个信道的滤波器，从而既能够完全消除数字信道化的盲区和邻道混叠的问题，又使得原型滤波器的过渡带大大拓宽，能得到较小的滤波器阶数和运算量，易于在实际应用中实现。

因此，本发明提供的无盲区无混叠的数字信道化实现方法，通过问题分析、理论推导，架构设计，解决了常规数字信道化固有的盲区、邻道混叠的问题，方案简洁高效，并大幅降低运算量，提高了实用性。采用本发明的方法可明显提高通信搜索系统的并行、实时处理能力，有助于信号全频段、全概率的监测和接收，有很大的实际应用价值。

与前述的方法同属于一个技术构思，本发明还提供了一种无盲区无混叠的数字信道化实现装置。图12是本发明提供的一种无盲区无混叠的数字信道化实现装置的结构示意图，参见图12所示，本发明的无盲区无混叠的数字信道化实现装置包括：

信道划分单元121，用于将整个频段划分成2的整数倍个信道，信道序号依次为0，1，2，…，2D-1，D为正整数；

信道分组单元122，用于将划分成的这些信道平分成两组，其中偶数序号的信道分组为偶数组信道，奇数序号的信道分组为奇数组信道，各分组信道内的信道数量为D；

信道化模型推导单元123，用于对各分组信道分别推导基于多相滤波结构的信道化模型，得到偶数组信道化模型和奇数组信道化模型，并合成得到的各组信道化模型；

信道滤波器确定单元124，用于按照通带取π/2D、过渡带取π/D的参数设计原型滤波器，根据所述原型滤波器的多相分量确定合成后的各组信道化模型中各个信道的滤波器。

优选地，合成后的偶数组信道化模型和奇数组信道化模型为：

其中，m是每个信道的数据序号，m＝0，1，2，…；k是分组前的信道序号，k＝0，1，2，…，2D-1；p是各分组信道化模型内的信道序号，p＝0，1，2，…D-1；x_p(m)、h_p(m)分别是各分组信道化模型的第p个信道的输入数据和其对应的滤波器；y_k(m)是第k个信道的输出数据。

优选地，原型滤波器的阶数设计为满足指标要求的最接近阶数估计值的D的最小整数倍，其中原型滤波器的阶数估计值根据式

得到，f_s为采样率，Δf为过渡带，20*logδ为阻带衰减。

优选地，原型滤波器的多相分量根据式h_p(m)＝h(mD+p)分解得到。

本发明的无盲区无混叠的数字信道化实现装置中的各个单元模块的实现过程，可以参见上述方法实施例，在此不再赘述。

与前述的方法和装置同属于一个技术构思，本发明还提供了一种电子设备。图13是本发明提供的一种电子设备的结构示意图。参见图13，本发明提供的电子设备包括存储器和处理器，其中，存储器可以是内存，例如高速随机存取存储器(Random-Access Memory，RAM)，也可以是非易失性存储器(non-volatile memory)，例如至少一个磁盘存储器等。存储器中存储有计算机程序，该计算机程序由处理器加载并执行，以实现前述的无盲区无混叠的数字信道化实现方法。

在硬件层面上，该电子设备还可以选择性的包括：显示面板、接口模块、通信模块等硬件。存储器、处理器以及显示面板、接口模块、通信模块等可以通过内部总线相互连接，该内部总线可以是ISA(Industry Standard Architecture，工业标准体系结构)总线、PCI(Peripheral Component Interconnect，外设部件互连标准)总线或EISA(ExtendedIndustry Standard Architecture，扩展工业标准结构)总线等。总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图13中仅用一个双向箭头表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。

本发明还提出了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质存储一个或多个计算机程序，该一个或多个计算机程序当被处理器执行时，实现前述的无盲区无混叠的数字信道化实现方法，并具体用于执行：

将整个频段划分成2的整数倍个信道，信道序号依次为0，1，2，…，2D-1，D为正整数；

将划分成的这些信道平分成两组，其中偶数序号的信道分组为偶数组信道，奇数序号的信道分组为奇数组信道，各分组信道内的信道数量为D；

对各分组信道分别推导基于多相滤波结构的信道化模型，得到偶数组信道化模型和奇数组信道化模型，并合成得到的各组信道化模型；

按照通带取π/2D、过渡带取π/D的参数设计原型滤波器，根据所述原型滤波器的多相分量确定合成后的各组信道化模型中各个信道的滤波器。

本领域内的技术人员应明白，本发明各实施例可提供为方法、装置、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或软件和硬件相结合实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个包含有计算机程序的计算机可读存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

这些计算机程序也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

在一些典型的配置中，计算机设备包括一个或多个处理器(CPU)、输入/输出接口、网络接口和内存。内存可能包括计算机可读介质中的非永久性存储器，随机存取存储器(RAM)和/或非易失性内存等形式，如只读存储器(ROM)或闪存(flash RAM)。内存是计算机可读存储介质的示例。

计算机可读存储介质包括永久性和非永久性、可移动和非可移动媒体，可以由任何方法或技术来实现信息存储。信息可以是计算机可读指令、数据结构、程序的模块或其他数据。计算机的存储介质的例子包括，但不限于相变内存(PRAM)、静态随机存取存储器(SRAM)、动态随机存取存储器(DRAM)、其他类型的随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)、快闪记忆体或其他内存技术、只读光盘只读存储器(CD-ROM)、数字多功能光盘(DVD)或其他光学存储、磁盒式磁带，磁带磁磁盘存储或其他磁性存储设备或任何其他非传输介质，可用于存储可以被计算设备访问的信息。按照本文中的界定，计算机可读存储介质不包括暂存电脑可读媒体(transitory media)，如调制的数据信号和载波。

还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、商品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明。对于本领域技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (10)

1.一种无盲区无混叠的数字信道化实现方法，其特征在于，包括：

将整个频段划分成2的整数倍个信道，信道序号依次为0，1，2，…，2D-1，D为正整数；

将划分成的信道平分成两组，其中偶数序号的信道分组为偶数组信道，奇数序号的信道分组为奇数组信道，各分组信道内的信道数量为D；

对各分组信道分别推导基于多相滤波结构的信道化模型，得到偶数组信道化模型和奇数组信道化模型，并合成得到的各组信道化模型；

按照通带取π/2D、过渡带取π/D的参数设计原型滤波器，根据所述原型滤波器的多相分量确定合成后的各组信道化模型中各个信道的滤波器。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，合成后的偶数组信道化模型和奇数组信道化模型为：

其中，m是每个信道的数据序号，m＝0，1，2，…；k是分组前的信道序号，k＝0，1，2，…，2D-1；p是各分组信道化模型内的信道序号，p＝0，1，2，…D-1；x_p(m)、h_p(m)分别是各分组信道化模型的第p个信道的输入数据和其对应的滤波器；y_k(m)是第k个信道的输出数据。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述原型滤波器的阶数设计为满足指标要求的最接近阶数估计值的所述D的最小整数倍，其中所述原型滤波器的阶数估计值根据式

得到，f_s为采样率，Δf为过渡带，20*logδ为阻带衰减。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述原型滤波器的多相分量根据式h_p(m)＝h(mD+p)分解得到。

5.一种无盲区无混叠的数字信道化实现装置，其特征在于，包括：

信道划分单元，用于将整个频段划分成2的整数倍个信道，信道序号依次为0，1，2，…，2D-1，D为正整数；

信道分组单元，用于将划分成的这些信道平分成两组，其中偶数序号的信道分组为偶数组信道，奇数序号的信道分组为奇数组信道，各分组信道内的信道数量为D；

信道化模型推导单元，用于对各分组信道分别推导基于多相滤波结构的信道化模型，得到偶数组信道化模型和奇数组信道化模型，并合成得到的各组信道化模型；

信道滤波器确定单元，用于按照通带取π/2D、过渡带取π/D的参数设计原型滤波器，根据所述原型滤波器的多相分量确定合成后的各组信道化模型中各个信道的滤波器。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，合成后的偶数组信道化模型和奇数组信道化模型为：

其中，m是每个信道的数据序号，m＝0，1，2，…；k是分组前的信道序号，k＝0，1，2，…，2D-1；p是各分组信道化模型内的信道序号，p＝0，1，2，…D-1；x_p(m)、h_p(m)分别是各分组信道化模型的第p个信道的输入数据和其对应的滤波器；y_k(m)是第k个信道的输出数据。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述原型滤波器的阶数设计为满足指标要求的最接近阶数估计值的所述D的最小整数倍，其中所述原型滤波器的阶数估计值根据式

得到，f_s为采样率，Δf为过渡带，20*logδ为阻带衰减。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述原型滤波器的多相分量根据式h_p(m)＝h(mD+p)分解得到。

9.一种电子设备，包括存储器和处理器，

所述存储器中存储有计算机程序，所述计算机程序由所述处理器加载并执行，以实现权利要求1-4中任一项所述的无盲区无混叠的数字信道化实现方法。

10.一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储一个或多个计算机程序，所述一个或多个计算机程序当被处理器执行时，实现权利要求1-4任一项所述的无盲区无混叠的数字信道化实现方法。

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