CN115882923A - 一种用于宽带卫星通信的符号级残余相位偏差补偿方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，应用于宽带卫星通信物理层解调系统载波同步，包括：对输入的初步纠正相偏后的解调符号进行分段，得到分段解调符号；将每段分段解调符号对应星座图的星座点映射到第一象限，得到对应的映射符号；对每段映射符号进行计算得到对应的质心，根据预设的阈值判断得到每段分段解调符号对应的有效相位判决域集合；计算得到映射符号的相位，根据有效相位判决域集合和相位，对分段解调符号的残余相偏进行估计，得到每段分段解调符号对应的平均残余相偏估计值；根据平均残余相偏估计值对对应的分段解调符号进行相偏纠正得到纠偏结果。本发明的方法对残余相位偏差的补偿可以提升误码率性能。
Description
技术领域
本发明属于宽带卫星通信技术领域，具体涉及一种用于宽带卫星通信的符号级残余相位偏差补偿方法。
背景技术
随着信息化时代的到来，人们对高速宽带无线通信的需求越来越大，尤其是在军用事业领域以及航空航天领域的要求越来越高，巨大的需求推动着无线通信向着高速、大容量、安全可靠等方面飞速发展。对于无线通信，接收机接收信号总会存在载波频率偏差，其形成原因主要有三点：第一，发射端和接收端的晶振存在固有频率偏差，进而导致基带与射频上下变频间的频率偏差，接收端不可避免的面临载波不同步的挑战；第二，出于经济性考虑，接收机通常更偏向于使用低成本射频模块，该元件会引入较大的相位噪声；第三，无线通信的发射与接收端可能存在的相对位移会引入多普勒频移的影响。以上几点，在卫星通信领域尤为明显，在如今卫星互联网高速发展的背景下，大规模地面站或终端的成本需求使得接收端可能会承受更大的时频偏差；近地轨道卫星发端与地面接收站之间的高速相对位移会引入更恶劣的多普勒频移等。
对于通常采用单载波体制的卫星通信系统，接收机一般通过载波同步模块克服载波频偏、多普勒频偏和相位噪声的影响，其性能直接影响接收机的整体性能，在接收机设计中占据着至关重要的地位。从载波恢复是否需要利用已知数据来区分，可以分为基于数据辅助(DA)的载波恢复算法和盲载波恢复算法(NDA)，基于数据的载波恢复算法，通常在数据帧中插入训练序列或导频数据，在接收端利用相关算法对已知数据检测频偏，其对频相偏估计较快且较准确；而盲载波恢复算法优点在于无需数据辅助，有效数据的利用率高且算法通用，但在极低信噪比下会存在发散或周跳问题。在卫星通信这类稳定性要求高，通信体制较为专一的特殊通信体制，常采用多级级联DA类算法，如基于较长同步序列的L&R算法可以纠正较大的归一化频偏；基于导频序列或者独特字的导频辅助内插技术可以利用两个连续导频块的估计相位，通过线性内插的方式导出数据符号的相位轨迹，纠正残余的频偏、相偏等，对于正常的物理层通信，上述方法级联已经可以达到较为优异的性能，满足通信需求。而面向卫星通信这类信道状况恶劣、环境多变的通信场景，物理层体制一般都会补充扩频通信模式，这就会导致载波同步精度与扩频增益的矛盾：当解调端先解扩再纠偏时，带偏情况下扩频增益无法达到最大；当先纠偏再解扩时，载波同步模块噪声过大又会导致精度不足。
目前卫星通信系统中，除去专用于抗干扰的信令体质，一般用户链路或者馈电链路的扩频倍数均较小，一般N≤16，此时接收端多采用先纠偏再解扩的方式以实现更低的解调门限，这给载波同步模块带来更大的抗噪压力。对于典型8倍扩频通信场景，经典的导频辅助内插技术纠偏性能与理论误码率(BER)曲线会存在2dB以上的损失，即便采用较为新颖的基于卡尔曼滤波的插值估计技术，也会导致接近1dB左右的性能损失，尤其在卫星高多普勒的场景以及特殊通信协议导频序列较短情况下，上述损失会更加恶劣。
目前较为新颖的纠偏技术中，2016年公开的专利“一种对QAM信号进行非数据辅助的相位噪声盲估计方法”提出一种基于改进的M次幂算法，矫正由于相位噪声引起的频率偏移和相位偏移，对于信号中含有的频偏和相偏成分，不依赖其他任何的数据信息，采用幂估计算法，通过逐步校正估计误差得到较为精确的输出信息，对估计过程进行简化，大大降低了计算复杂度。该专利说明了高阶星座M次幂提升鉴相精准度的有效性，但仅针对QAM调制，同时没有特殊地针对有效信号，纠偏性能会受到噪声过大时影响。2022年公开的专利“一种改进的VDE TER系统载波频偏同步方法”采用改进的基于双巴克码训练序列的载波频偏同步方法进行频偏同步，并增加了跟踪方法，在较低频率偏移的情况下降低了误码率、优化了系统的同步性能。但该专利仅利用了数据辅助信息，当辅助数据比例较小时势必影响性能，而比例较大则会影响通信效率。
发明内容
为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种用于宽带卫星通信的符号级残余相位偏差补偿方法。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
本发明提供了一种宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，应用于宽带卫星通信物理层解调系统载波同步，包括：
S1：对输入的初步纠正相偏后的解调符号进行分段，得到分段解调符号，其中，分段长度与前级载波恢复算法的估计块长一致；
S2：将每段所述分段解调符号对应星座图的星座点映射到第一象限，得到对应的映射符号；
S3：对每段所述映射符号进行计算得到对应的质心，根据预设的阈值判断得到每段分段解调符号对应的有效相位判决域集合；
S4：计算得到所述映射符号的相位，根据所述有效相位判决域集合和所述相位，对所述分段解调符号的残余相偏进行估计，得到每段所述分段解调符号对应的平均残余相偏估计值；
S5：根据所述平均残余相偏估计值对对应的所述分段解调符号进行相偏纠正得到纠偏结果。
在本发明的一个实施例中，在所述S1之前还包括：
S0：将解调符号通过基于数据辅助的载波恢复处理，根据导频块的频偏估计除去所述解调符号的载波频偏，得到初步纠正相偏后的解调符号。
在本发明的一个实施例中，将所述分段解调符号进行第一级缓存，将所述映射符号进行第二级缓存，将所述映射符号的相位进行第三级缓存，其中，缓存的存储深度为4L，L表示导频段间隔。
在本发明的一个实施例中，若所述分段解调符号为QPSK调制，所述S2包括：
将所述分段解调符号对应星座图的星座点映射到第一象限，得到对应的映射符号qm(k)，qm(k)＝p'm(k)s(k)，其中，p'm(k)表示QPSK调制的分段解调符号，
其中，m表示第m个分段，k表示第k个采样时刻，j表示虚数单位。
在本发明的一个实施例中，若所述分段解调符号为非QPSK调制，所述S2包括：
对所述分段解调符号对应星座图的外环星座点进行乘方操作得到与QPSK星座一致的四相星座图；将所述四相星座图的星座点映射到第一象限得到对应的映射符号。
在本发明的一个实施例中，对所述分段解调符号对应星座图的星座点进行乘方操作得到与QPSK星座一致的四相星座图，包括：
若所述分段解调符号为8PSK调制，将该分段解调符号对应星座图的星座点进行平方操作，得到与QPSK星座一致的四相星座图，其中，若进行平方操作后的四相星座图为十字星座图，则对该十字星座图进行π/4旋转，得到与QPSK星座一致的四相星座图；
若所述分段解调符号为APSK调制，将该分段解调符号对应星座图的外环星座点进行乘方操作，得到与QPSK星座一致的四相星座图，其中，若进行乘方操作后的四相星座图为十字星座图，则对该十字星座图进行π/4旋转，得到与QPSK星座一致的四相星座图。
在本发明的一个实施例中，将所述四相星座图的星座点映射到第一象限得到对应的映射符号，包括：
按照下式将所述四相星座图的星座点映射到第一象限，得到对应的映射符号qm(k)，
qm(k)＝pm(k)s(k)；
其中，m表示第m个分段，k表示第k个采样时刻，pm(k)表示四相星座图的星座数据，j表示虚数单位。
在本发明的一个实施例中，所述S3包括：
S31：计算每段所述映射符号中外环星座点的信号均值；
S32：从第二级缓存中取出每段所述映射符号，根据对应的信号均值计算得到每段映射符号中每个采样时刻对应的判决参数Δqm(k)，其中，
qm(k)表示映射符号，/>
表示信号均值，m表示第m个分段，k表示第k个采样时刻；
S33：将所述判决参数Δqm(k)和预设的阈值ξ进行比较，若Δqm(k)＜ξ，则将该采样时刻记入有效判决域，遍历每段映射符号中每个采样时刻对应的判决参数Δqm(k)，得到每段分段解调符号对应的有效相位判决域集合。
在本发明的一个实施例中，所述S4包括：
S41：计算得到所述映射符号的相位
S42：从第三级缓存中取出所述映射符号的相位，遍历每段映射符号中每个采样时刻对应的相位
判断该采样时刻是否处于该段分段解调符号的有效判决域集合，若是，则对相角/>
和有效数据量l进行累加，否则保持相角/>
及有效数据量l不变，其中，
l＝l+1,k∈{Nm}；
其中，Nm表示第m个分段的分段解调符号对应的有效相位判决域集合；
S43：按照下式计算每段分段解调符号对应的平均残余相偏估计值，
其中，M为乘方操作数。
在本发明的一个实施例中，所述S5包括：
S51：从第一级缓存中取出所述分段解调符号；
S52：按照下式计算得到每段分段解调符号的纠偏结果rm(k)，
tm(k)表示分段解调符号。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
本发明的宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，基于硬判决思想以及置信度分区，对DA类纠偏算法的残余相偏进行更为精准的估计补偿，能有效提高解调EVM指标，并提升至少0.25dB以上的误码率性能。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。
附图说明
图1是本发明实施例提供的一种宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法的示意图；
图2是本发明实施例提供的一种宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法的流程图；
图3是本发明实施例提供的物理层传输帧结构；
图4是本发明实施例提供的16APSK星座乘方操作的示意图；
图5是本发明实施例提供的根据有效判决域集合筛选高置信度信号的示意图；
图6是本发明实施例提供的在20dB Eb/No噪声下16APSK调制的纠偏结果MSE对比图；
图7是本发明实施例提供的在大噪声场景下16APSK调制与8倍扩频QPSK调制的BER曲线图。
具体实施方式
为了进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及具体实施方式，对依据本发明提出的一种宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法进行详细说明。
有关本发明的前述及其他技术内容、特点及功效，在以下配合附图的具体实施方式详细说明中即可清楚地呈现。通过具体实施方式的说明，可对本发明为达成预定目的所采取的技术手段及功效进行更加深入且具体地了解，然而所附附图仅是提供参考与说明之用，并非用来对本发明的技术方案加以限制。
实施例一
请结合参见图1和图2，图1是本发明实施例提供的一种宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法的示意图；图2是本发明实施例提供的一种宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法的流程图。如图所示，本实施例的宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，包括：
S1：对输入的初步纠正相偏后的解调符号进行分段，得到分段解调符号，其中，分段长度与前级载波恢复算法的估计块长一致；
在一个可选地实施方式中，将分段解调符号进行第一级缓存，可选地，存储深度为4L，L表示导频段间隔。
需要说明的是，在S1之前还包括：
S0：将解调符号通过基于数据辅助的载波恢复处理，根据导频块的频偏估计除去解调符号的载波频偏，得到初步纠正相偏后的解调符号。
请参见图3所示的物理层传输帧结构，作为本实施例的一种可选的实施方式，所述S1的实现流程包括：对输入的初步纠正相偏后的解调符号按前级载波恢复算法中的估计长度、导频段间隔L进行分段，设第m段分段解调符号tm(kTs)的残余相偏为θm，kTs表示采样周期为Ts下的第k个采样时刻，为方便描述，后续括号内使用k简略标识kTs时刻。
S2：将每段分段解调符号对应星座图的星座点映射到第一象限，得到对应的映射符号；
在一个可选地实施方式中，将映射符号进行第二级缓存，可选地，存储深度为4L。
在一个可选地实施方式中，若分段解调符号为QPSK调制，S2包括：
将分段解调符号对应星座图的星座点映射到第一象限，得到对应的映射符号qm(k)，qm(k)＝p'm(k)s(k)，其中，p'm(k)表示QPSK调制的分段解调符号，
其中，m表示第m个分段，k表示第k个采样时刻，j表示虚数单位。
在一个可选地实施方式中，若分段解调符号为非QPSK调制，S2包括：
步骤a：对分段解调符号对应星座图的外环星座点进行乘方操作得到与QPSK星座一致的四相星座图；
可选地，若分段解调符号为8PSK调制，将该分段解调符号对应星座图的星座点进行平方操作，得到与QPSK星座一致的四相星座图。
可选地，若分段解调符号为APSK调制，将该分段解调符号对应星座图的外环星座点进行乘方操作，得到与QPSK星座一致的四相星座图。
示例性地，通过3次方可以将16APSK调制的外环星座点数量变为4个，参考图4所示16APSK星座乘方操作的示意图，(a)图为16APSK星座图，(b)图为座乘方操作后的四相星座图，以16APSK为例，其内环星座点可以表示为
外环星座点可以表示为/>
其中，r1和r2分别表示内外环星座幅度，对于载波恢复模块而言，外环幅度不影响鉴相与纠正，可以忽略不同映射方式的区别。对16APSK星座信号取3次方后，可以得到星座图如图4中的(b)图所示，其外环星座点可以表示为/>
其星座形式与QPSK星座一致，仅幅度不同。
那么，设乘方操作数为M，对于更高阶的调制，可以进行M次乘方进行转换，M＝(外环星座点数目/4)。
需要说明的是，若进行平方(乘方)操作后的四相星座图为十字星座图，则对该十字星座图进行π/4旋转，得到与QPSK星座一致的四相星座图，即，通过转角π/4将转换后的4个星座点的理论中心移动至π/4-QPSK标准点±0.707±0.707j相角上。
示例性地，以8PSK为例，其星座数据为
当对其进行平方操作后，其星座数据表示为/>
此时需转角π/4将星座移动至π/4-QPSK标准点上，类似地，对于更高阶的调制，若乘方操作后星座映射类似，也需进行旋转调整。
步骤b：将四相星座图的星座点映射到第一象限得到对应的映射符号。
可选地，按照下式将四相星座图的星座点映射到第一象限，得到对应的映射符号qm(k)，
qm(k)＝pm(k)s(k) (2)；
其中，m表示第m个分段，k表示第k个采样时刻，pm(k)表示四相星座图的星座数据，j表示虚数单位。
S3：对每段映射符号进行计算得到对应的质心，根据预设的阈值判断得到每段分段解调符号对应的有效相位判决域集合；
可选地，S3包括：
S31：计算每段映射符号中外环星座点的信号均值；
在一个可选地实施方式中，统计每段映射符号qm(k)中外环星座的总数Km≤L，并记外环星座点的集合为{Dm}，外环星座点为
在每段映射符号qm(k)尾部，计算出每段映射符号中外环星座点的信号均值，其中，第m段映射符号qm(k)中外环星座点的信号均值/>
需要说明的是，本实施例为了节省硬件实现资源，对均值计算进行了优化，对于每段L长度的分段解调符号，以2的N次幂对外环星座数K进行分隔，此时仅通过移位即可得到除法运算输出。
S32：从第二级缓存中取出每段映射符号，根据对应的信号均值计算得到每段映射符号中每个采样时刻对应的判决参数Δqm(k)，其中，
qm(k)表示映射符号，/>
表示信号均值，m表示第m个分段，k表示第k个采样时刻；
S33：将判决参数Δqm(k)和预设的阈值ξ进行比较，若Δqm(k)＜ξ，则将该采样时刻记入有效判决域，遍历每段映射符号中每个采样时刻对应的判决参数Δqm(k)，得到每段分段解调符号对应的有效相位判决域集合。
如图5所示的根据有效判决域集合筛选高置信度信号的示意图，通过获取有效相位判决域集合，可在后续步骤中避免大噪声星座带来的影响。
值得说明的是，阈值ξ将平衡在高信噪比情况下的纠偏性能与低信噪比下的鲁棒性，在本实施例中，ξ＝0.25。
S4：计算得到映射符号的相位，根据有效相位判决域集合和相位，对分段解调符号的残余相偏进行估计，得到每段分段解调符号对应的平均残余相偏估计值；
在一个可选地实施方式中，将映射符号的相位进行第三级缓存，可选地，存储深度为4L。
在一个可选地实施方式中，S4包括：
S41：计算得到映射符号的相位
S42：从第三级缓存中取出映射符号的相位，遍历每段映射符号中每个采样时刻对应的相位
判断该采样时刻是否处于该段分段解调符号的有效判决域集合，若是，则对相角/>
和有效数据量l进行累加，否则保持相角/>
及有效数据量l不变，其中，
l＝l+1,k∈{Nm} (6)；
其中，Nm表示第m个分段的分段解调符号对应的有效相位判决域集合。
需要说明的是，在相角
和有效数据量l进行累加过程中，在每一段数据起始位置清零。
S43：按照下式计算每段分段解调符号对应的平均残余相偏估计值，
其中，M为乘方操作数。
示例性地，以16APSK调制为例说明以上平均残余相偏估计值的推导，其中，16APSK调制用以鉴相的外环星座点为，
考虑相偏与噪声，信号
进行乘方后，/>
由于步骤S33已经考虑了信号的置信度，乘方操作对于噪声的放大可以忽略不计，通过对y3信号的鉴相，估计出的相偏/>
除以M即可作为原始的分段解调符号tm(k)的相偏估计值。
可选地，在每段分段解调符号的尾部，计算该段分段解调符号的平均残余相偏估计值。
S5：根据平均残余相偏估计值对对应的分段解调符号进行相偏纠正得到纠偏结果。
在一种可选的实施方式中，S5包括：
S51：从第一级缓存中取出分段解调符号；
S52：按照下式计算得到每段分段解调符号的纠偏结果rm(k)，
tm(k)表示分段解调符号。
本实施例的用于宽带卫星通信的符号级残余相位偏差补偿方法，基于硬判决思想以及置信度分区，对DA类纠偏算法的残余相偏进行更为精准的估计补偿，能有效提高解调EVM指标，并提升至少0.25dB以上的误码率性能。同时采用数据缓存与前馈结构，在FPGA等硬件中实现时可以任意增减并行路数，支持极高的数据吞吐量与应用灵活性；
另外，通过采用额外的均值计算逻辑与查表机制，使得本实施例的符号级残余相位偏差补偿方法的实现复杂度低，资源占用量小。
实施例二
本实施例通过仿真实验对实施例一的宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法的效果进行说明。
仿真条件：
本实施了的软件仿真实验在MATLAB 2020b软件下进行，硬件仿真实验在Vivado2020.2软件下进行，选择FPGA芯片为VC709，以较为高阶的16APSK与8倍扩频下的QPSK解调系统为例，仿真所用信道为加性高斯白噪声信道。
仿真内容与结果分析：
采用16APSK调制方式，如图6所示的在20dB Eb/No噪声下16APSK调制的纠偏结果MSE对比图，图中横坐标表示估计块编号，纵坐标表示每段数据的MSE数值。可见，经过残余相偏补偿，数据的MSE数值有明显的集中效果，表明由前级算法导致的残余相偏被有效缓解。另外，从软件与硬件仿真对比可见，此算法在硬件实现方面损失较小。
采用16APSK调制与8倍扩频下的QPSK调制，如图7所示的大噪声场景下16APSK调制与8倍扩频QPSK调制的BER(误码率)曲线图，图中横坐标表示信噪比Eb/No，纵坐标表示误码率。其中，对于8倍扩频的QPSK调制，Eb/No在3dB以下时，其符号信噪比Es/No已将至0dB以下，可见本发明在极低信噪比的高倍扩频下有较大的性能提升；同时即便用于高阶调制，也对误码率性能有明显优化。
经过Vivado2018.3综合实现，当输入输出符号为4路并行时，本发明方法所占资源如表1所示，实现可在250MHz时钟约束下完成，能够满足1Gsps符号速率的残余相偏补偿。同时，其实现步骤不存在反馈环路，且鉴相与平均过程均可通过流水线进行，即本发明可以在不改变框架的情况下在分段长度L内任意提升并行路数。
表1资源占用表
| 资源类型 | 占用量 | VC709资源总量 | 占用比例 |
| LUT | 11968 | 433200 | 2.76％ |
| FF | 16210 | 866400 | 1.87％ |
| Slice | 4679 | 108000 | 4.3％ |
| BRAM | 4.5 | 1470 | 3.0％ |
| DSP | 53 | 3600 | 1.47％ |
应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的物品或者设备中还存在另外的相同要素。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
Claims (10)
1.一种宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，其特征在于，应用于宽带卫星通信物理层解调系统载波同步，包括：
S1：对输入的初步纠正相偏后的解调符号进行分段，得到分段解调符号，其中，分段长度与前级载波恢复算法的估计块长一致；
S2：将每段所述分段解调符号对应星座图的星座点映射到第一象限，得到对应的映射符号；
S3：对每段所述映射符号进行计算得到对应的质心，根据预设的阈值判断得到每段分段解调符号对应的有效相位判决域集合；
S4：计算得到所述映射符号的相位，根据所述有效相位判决域集合和所述相位，对所述分段解调符号的残余相偏进行估计，得到每段所述分段解调符号对应的平均残余相偏估计值；
S5：根据所述平均残余相偏估计值对对应的所述分段解调符号进行相偏纠正得到纠偏结果。
2.根据权利要求1所述的宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，其特征在于，在所述S1之前还包括：
S0：将解调符号通过基于数据辅助的载波恢复处理，根据导频块的频偏估计除去所述解调符号的载波频偏，得到初步纠正相偏后的解调符号。
3.根据权利要求2所述的宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，其特征在于，将所述分段解调符号进行第一级缓存，将所述映射符号进行第二级缓存，将所述映射符号的相位进行第三级缓存，其中，缓存的存储深度为4L，L表示导频段间隔。
4.根据权利要求1所述的宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，其特征在于，若所述分段解调符号为QPSK调制，所述S2包括：
将所述分段解调符号对应星座图的星座点映射到第一象限，得到对应的映射符号qm(k)，qm(k)＝p'm(k)s(k)，其中，p'm(k)表示QPSK调制的分段解调符号，
其中，m表示第m个分段，k表示第k个采样时刻，j表示虚数单位。
5.根据权利要求1所述的宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，其特征在于，若所述分段解调符号为非QPSK调制，所述S2包括：
对所述分段解调符号对应星座图的外环星座点进行乘方操作得到与QPSK星座一致的四相星座图；将所述四相星座图的星座点映射到第一象限得到对应的映射符号。
6.根据权利要求5所述的宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，其特征在于，对所述分段解调符号对应星座图的星座点进行乘方操作得到与QPSK星座一致的四相星座图，包括：
若所述分段解调符号为8PSK调制，将该分段解调符号对应星座图的星座点进行平方操作，得到与QPSK星座一致的四相星座图，其中，若进行平方操作后的四相星座图为十字星座图，则对该十字星座图进行π/4旋转，得到与QPSK星座一致的四相星座图；
若所述分段解调符号为APSK调制，将该分段解调符号对应星座图的外环星座点进行乘方操作，得到与QPSK星座一致的四相星座图，其中，若进行乘方操作后的四相星座图为十字星座图，则对该十字星座图进行π/4旋转，得到与QPSK星座一致的四相星座图。
7.根据权利要求5所述的宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，其特征在于，将所述四相星座图的星座点映射到第一象限得到对应的映射符号，包括：
按照下式将所述四相星座图的星座点映射到第一象限，得到对应的映射符号qm(k)，
qm(k)＝pm(k)s(k)；
其中，m表示第m个分段，k表示第k个采样时刻，pm(k)表示四相星座图的星座数据，j表示虚数单位。
8.根据权利要求3所述的宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，其特征在于，所述S3包括：
S31：计算每段所述映射符号中外环星座点的信号均值；
S32：从第二级缓存中取出每段所述映射符号，根据对应的信号均值计算得到每段映射符号中每个采样时刻对应的判决参数Δqm(k)，其中，
qm(k)表示映射符号，/>
表示信号均值，m表示第m个分段，k表示第k个采样时刻；
S33：将所述判决参数Δqm(k)和预设的阈值ξ进行比较，若Δqm(k)＜ξ，则将该采样时刻记入有效判决域，遍历每段映射符号中每个采样时刻对应的判决参数Δqm(k)，得到每段分段解调符号对应的有效相位判决域集合。
9.根据权利要求8所述的宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，其特征在于，所述S4包括：
S41：计算得到所述映射符号的相位
S42：从第三级缓存中取出所述映射符号的相位，遍历每段映射符号中每个采样时刻对应的相位
判断该采样时刻是否处于该段分段解调符号的有效判决域集合，若是，则对相角/>
和有效数据量l进行累加，否则保持相角/>
及有效数据量l不变，其中，
l＝l+1,k∈{Nm}；
其中，Nm表示第m个分段的分段解调符号对应的有效相位判决域集合；
S43：按照下式计算每段分段解调符号对应的平均残余相偏估计值，
其中，M为乘方操作数。
10.根据权利要求9所述的宽带卫星通信中的符号级残余相位偏差补偿方法，其特征在于，所述S5包括：
S51：从第一级缓存中取出所述分段解调符号；
S52：按照下式计算得到每段分段解调符号的纠偏结果rm(k)，
tm(k)表示分段解调符号。/>
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