CN115833966A - 发射电路中的相位和振幅误差校正 - Google Patents

发射电路中的相位和振幅误差校正 Download PDF

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CN115833966A CN202211132880.9A CN202211132880A CN115833966A CN 115833966 A CN115833966 A CN 115833966A CN 202211132880 A CN202211132880 A CN 202211132880A CN 115833966 A CN115833966 A CN 115833966A
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Abstract

提供发射电路中的相位和振幅误差校正。所述发射电路包含收发器电路、功率管理集成电路(PMIC)和功率放大器电路。所述收发器电路从输入向量生成射频(RF)信号，所述PMIC生成调制电压，并且所述功率放大器电路基于所述调制电压放大所述RF信号。在本文公开的实施例中，所述收发器电路被配置成使用多个复杂滤波器来均衡所述输入向量，从而校正振幅‑振幅(AM‑AM)和振幅‑相位(AM‑PM)误差。因此，有可能减少不期望的瞬时过度压缩和/或频谱再增长，从而提高功率放大器电路跨调制带宽的效率和线性度。

Description

发射电路中的相位和振幅误差校正
相关专利申请
本申请要求2021年9月16日提交的临时专利申请序列号63/245,147和2021年9月16日提交的临时专利申请序列号63/245,151的权益，前述临时专利申请的公开内容以全文引用的方式并入本文中。
技术领域
本公开的技术大体上涉及校正发射电路中的振幅-振幅(AM-AM)和振幅-相位(AM-PM)误差。
背景技术
移动通信装置对于提供无线通信服务而言，在当前社会中已变得越来越普遍。这些移动通信装置的普及部分地由目前在此类装置上启用的许多功能驱动。此类装置处理能力的增强意味着移动通信装置已从纯通信工具演化为能够增强用户体验的复杂移动多媒体中心。
重新定义的用户体验依赖于由高级第五代(5G)和5G新无线电(5G-NR)技术提供的更高数据速率，所述技术通常以毫米波频谱发射和接收射频(RF)信号。鉴于RF信号更易受到毫米波频谱中的衰减和干扰，RF信号通常由最先进的功率放大器放大，以帮助在发射之前将RF信号增加到更高的功率。
在典型发射电路中，收发器电路被配置成生成RF信号，功率管理电路被配置成生成调制电压，功率放大器电路被配置成基于调制电压放大RF信号，并且天线电路被配置成以一个或多个发射频率发射RF信号。功率放大器电路还可经由RF前端电路(例如，滤波器、开关等)耦合到天线电路。值得注意的是，功率放大器电路的输出反射系数(例如，S22)可以与RF前端电路的输入反射系数(例如,S11)相互作用，以引起RF信号中的组延迟，从而可能在调制电压中产生振幅到振幅(AM-AM)误差和/或在RF信号中产生振幅到相位(AM-PM)误差。因此，期望校正所有发射频率中的AM-AM和AM-PM误差，以帮助防止不期望的振幅畸变和/或频谱再增长，特别是当RF信号跨越宽调制带宽(例如≥200MHz)调制时。
发明内容
本公开的实施例涉及发射电路中的相位和振幅误差校正。所述发射电路包含收发器电路、功率管理集成电路(PMIC)和功率放大器电路。所述收发器电路从输入向量生成射频(RF)信号，所述PMIC生成调制电压，并且所述功率放大器电路基于所述调制电压放大所述RF信号。当功率放大器电路耦合到RF前端电路(例如，滤波器/多路复用器)时，功率放大器电路的输出反射系数(例如，S22)可以与RF前端电路的输入反射系数(例如，S11)相互作用，以在功率放大器电路的输出级上产生电压畸变，这可能导致跨越发射电路的调制带宽的不需要的振幅-振幅(AM-AM)和振幅-相位(AM-PM)误差。在这方面，在本文公开的实施例中，收发器电路被配置成使用多个复杂滤波器(complex filter)来均衡输入向量，从而校正AM-AM和AM-PM误差。因此，有可能减少不期望的瞬时过度压缩和/或频谱再增长，从而提高功率放大器电路跨越调制带宽的效率和线性度。
在一个方面，提供一种收发器电路。所述收发器电路包含数字处理电路。所述数字处理电路被配置成生成跨越包括多个调制频率的调制带宽调制的输入向量。所述输入向量与各自对应于所述多个调制频率中的对应一个的多个时变振幅和多个时变组延迟相关联。所述收发器电路还包含频率均衡器电路。所述频率均衡器电路被配置成对输入向量应用频率均衡滤波器，从而生成频率均衡输入向量。所述频率均衡输入向量与在所述多个调制频率中的每一个中相同的均衡时变振幅相关联。所述频率均衡输入向量还与在所述多个调制频率中的每一个中相同的均衡时变组延迟相关联。
在另一方面，提供了一种用于校正发射电路中的相位和振幅误差的方法。所述方法包含生成跨越包括多个调制频率的调制带宽调制的输入向量。所述输入向量与各自对应于所述多个调制频率中的对应一个的多个时变振幅和多个时变组延迟相关联。所述方法还包含对输入向量应用频率均衡滤波器，从而生成频率均衡输入向量。所述频率均衡输入向量与在所述多个调制频率中的每一个中相同的均衡时变振幅相关联。所述频率均衡输入向量还与在所述多个调制频率中的每一个中相同的均衡时变组延迟相关联。
在另一方面，提供一种发射电路。所述发射电路包含收发器电路。所述收发器电路包含数字处理电路。所述数字处理电路被配置成生成跨越包括多个调制频率的调制带宽调制的输入向量。所述输入向量与各自对应于所述多个调制频率中的对应一个的多个时变振幅和多个时变组延迟相关联。所述收发器电路还包含频率均衡器电路。所述频率均衡器电路被配置成对输入向量应用频率均衡滤波器，从而生成频率均衡输入向量。所述频率均衡输入向量与在所述多个调制频率中的每一个中相同的均衡时变振幅相关联。所述频率均衡输入向量还与在所述多个调制频率中的每一个中相同的均衡时变组延迟相关联。
本领域技术人员在阅读以下对于优选实施例的具体说明以及相关的附图后，将会认识到本公开的范围并且了解其另外的方面。
附图说明
并入本说明书中并形成本说明书的一部分的附图说明了本公开的几个方面，并且连同说明书一起用于解释本公开的原理。
图1A是示例性现有发射电路的示意图，其中当功率放大器电路耦合到射频(RF)前端电路时可能产生不需要的振幅-振幅(AM-AM)和振幅-相位(AM-PM)误差；
图1B是提供图1A中的功率放大器电路的输出级的示例性图示的示意图；
图1C是示例性等效模型的示意图，提供因图1A中的功率放大器电路与RF前端电路14之间的耦合而产生的不需要的电压畸变滤波器的示例性图示；
图1D是示出跨越多个发射频率的多个组延迟的分布的图形；
图1E是示出图1D中的跨越多个发射频率的多个可变相位误差的分布的图形；
图2是示例性发射电路的示意图，其中收发器电路可根据本公开的实施例被配置成校正图1A-1E中的不需要的AM-AM和AM-PM误差；
图3A是提供跨越多个调制频率不同的多个时变振幅曲线的示例性图示的图形；
图3B是提供跨越图3A中的多个调制频率不同的多个时变组延迟曲线的示例性图示的图形；
图4A是提供由于图2中的收发器电路中执行的频率均衡而跨越图3A中的调制频率变得相同的多个均衡时变振幅曲线的示例性图示的图形；
图4B是提供由于图2中的收发器电路中执行的频率均衡而跨越图3A中的调制频率变得相同的多个均衡时变组延迟曲线的示例性图示的图形；
图5是在图2中的收发器电路中提供的示例性相位校正电路的示意图；
图6是在图2中的收发器电路中提供的示例性振幅校正电路的示意图；以及
图7是图2的发射电路可用于校正不需要的AM-AM和AM-PM误差的示例性过程的流程图。
具体实施方式
下文阐述的实施例表示使本领域技术人员能够实践实施例并说明实践实施例的最佳模式所必需的信息。在根据附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念，并将认识到这些概念在此未特别述及的应用。应理解，这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。
应理解，尽管项第一、第二等在本文中可以用于描述各种元件，但这些元件不应受这些项限制。这些项仅用于区分一个元件与另一个元件。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一元件可以被称为第二元件，并且类似地，第二元件可以被称为第一元件。如本文所用，项“和/或”包含相关联所列项目中的一个或多个项目的任何和所有组合。
应当理解，当诸如层、区或衬底的元件被称为“在另一元件上”或“延伸到”另一元件上时，其可以直接在另一元件上或直接延伸到另一元件上，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上”或“直接延伸到另一元件上”时，不存在中间元件。同样，应理解，当诸如层、区或衬底的元件被称为“在另一元件上方”或“在另一元件上方延伸”时，其可以直接在另一元件上方或直接在另一元件上方延伸，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上方”或“直接在另一元件上方”延伸时，不存在中间元件。还将理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，其可以直接连接或耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。
诸如“以下”或“以上”或“上”或“下”或“水平”或“竖直”的相对项在本文中可以用于描述一个元件、层或区与如图所示的另一元件、层或区的关系。应理解，这些项和上面讨论的那些旨在包括除附图中描绘的定向之外的装置的不同定向。
本文所用的项仅用于描述特定实施例的目的，并且不旨在限制本公开。如本文所用，除非上下文另外明确指示，否则单数形式“一(a/an)”和“所述”也旨在包含复数形式。还应理解，当在本文中使用时，项“包括(comprises/comprising)”和/或包含(includes/including)指定存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件，但不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或它们的群组。
除非另外定义，否则本文使用的所有项(包含技术和科学项)具有与本领域普通技术人员通常理解的相同含义。将进一步理解的是，除非本文明确地定义，否则本文使用的项应被解释为具有与其在本说明书的上下文和相关技术中的含义一致的含义，并且将不以理想化或过于正式的意义来解释。
本公开的实施例涉及发射电路中的相位和振幅误差校正。所述发射电路包含收发器电路、功率管理集成电路(PMIC)和功率放大器电路。所述收发器电路从输入向量生成射频(RF)信号，所述PMIC生成调制电压，并且所述功率放大器电路基于所述调制电压放大所述RF信号。当功率放大器电路耦合到RF前端电路(例如，滤波器/多路复用器)时，功率放大器电路的输出反射系数(例如，S22)可以与RF前端电路的输入反射系数(例如，S11)相互作用，以在功率放大器电路的输出级上产生电压畸变，这可能导致跨越发射电路的调制带宽的不需要的振幅-振幅(AM-AM)和振幅-相位(AM-PM)误差。在这方面，在本文公开的实施例中，收发器电路被配置成使用多个复杂滤波器来均衡输入向量，从而校正AM-AM和AM-PM误差。因此，有可能减少不期望的瞬时过度压缩和/或频谱再增长，从而提高功率放大器电路跨越调制带宽的效率和线性度。
在讨论根据本公开的发射电路之前，从图2开始，首先提供对现有发射电路的简要论述，以帮助理解当功率放大器电路耦合到例如滤波器/多路复用器电路的RF前端电路时，可能如何产生不需要的电压畸变滤波器。
图1A是示例性现有发射电路10的示意图，其中当功率放大器电路12耦合到RF前端电路14时可能在功率放大器电路12上产生不需要的电压畸变滤波器HIV(s)。值得注意的是，在不需要的电压畸变滤波器HIV(s)中，“s”是拉普拉斯(Laplace)变换的表示。现有发射电路10包含收发器电路16、包络跟踪(ET)集成电路(ETIC)18和发射器电路20，所述发射器电路可以包含例如天线(未示出)。
收发器电路16被配置成生成具有时变输入功率PIN(t)的RF信号22，所述时变输入功率对应于时变电压包络24并将RF信号22提供到功率放大器电路12。收发器电路16还被配置成生成时变目标电压VTGT，所述时变目标电压与跟踪RF信号22的时变电压包络24的时变目标电压26相关联。ETIC 18被配置成生成具有时变调制电压28的调制电压VCC，所述时变调制电压跟踪时变目标电压VTGT的时变目标电压26，并将调制电压VCC提供到功率放大器电路12。功率放大器电路12被配置成基于调制电压VCC将RF信号22放大到与时变输出电压包络30相关联的时变输出电压VOUT。接着，功率放大器电路12将放大的RF信号22提供到RF前端电路14。RF前端电路14可以是在将放大的RF信号22提供到发射器电路20以进行发射之前对放大的RF信号22执行进一步频率滤波的滤波器电路。
图1B是提供图1A中的功率放大器电路12的输出级32的示例性图示的示意图。图1A和1B之间的共同元件以共同的元件标号示出，并且本文将不再重新描述。
输出级32可包含至少一个晶体管34，例如双极结晶体管(BJT)或互补金属氧化物半导体(CMOS)晶体管。以BJT为例，晶体管34可包含基极B、集电极C和发射极E。基极B被配置成接收偏置电压VBIAS，且集电极C被配置成接收调制电压VCC。集电极C还耦合到RF前端电路14，并且被配置成以输出电压VOUT输出放大的RF信号22。在这方面，输出电压VOUT可以取决于调制电压VCC。可以理解的是，当时变调制电压28与时变输出电压包络30对准时，功率放大器电路12将以良好效率和线性度操作。
图1C是示例性等效模型36的示意图，提供因图1A的现有发射电路10中的功率放大器电路12与RF前端电路14之间的耦合而产生的电压畸变滤波器HIV(s)的示例性图示。图1A-1C之间的共同元件以共同的元件标号示出，并且本文将不再重新描述。
在等效模型36中，VPA和ZPA分别表示功率放大器电路12的输出级32和功率放大器电路12的固有阻抗，并且Z11表示与RF前端电路14的输入端口相关联的固有阻抗。在本文中，VOUT表示在功率放大器电路12耦合到RF前端电路14之前与RF信号22相关联的输出电压，且V'OUT表示在功率放大器电路12耦合到RF前端电路14之后与RF信号22相关联的输出电压。在下文中，输出电压VOUT和V'OUT分别被称为“非耦合输出电压”和“耦合输出电压”以进行区分。
代表耦合输出电压V'OUT的拉普拉斯变换可以下面等式(等式1)表示。
Figure BDA0003849042600000071
Figure BDA0003849042600000072
在上述等式(等式1)中，TPA(s)表示回望到功率放大器电路12的输出级32的反射系数，并且TI(s)表示到RF前端电路14的反射系数。值得注意的是，TPA(s)和TI(s)是含有振幅和相位信息的复杂滤波器。在这方面，TPA(s)、TI(s)以及因此电压畸变滤波器HIV(s)取决于调制带宽、RF频率和/或电压立波比(VSWR)等因素。
等式(等式1)表明当功率放大器电路12耦合到RF前端电路14时，耦合输出电压V'OUT将通过电压畸变滤波器HIV(s)将从非耦合输出电压VOUT改变。此外，由电压畸变滤波器HIV(s)引起的非耦合输出电压VOUT的改变可能在RF信号22的整个调制带宽中的所有频率中发生。结果，耦合输出电压V'OUT可能与RF信号22的调制带宽上的调制电压VCC未对准，因此跨越RF信号22的整个调制带宽中的频率产生取决于频率的AM-AM误差AMERR。因此，需要校正不需要的AM-AM误差AMERR以跨越RF信号22的调制带宽重新对准耦合输出电压V'OUT与调制电压VCC。
返回参考图1A，当功率放大器电路12耦合到RF前端电路14时，功率放大器电路12的输出反射系数(例如，S22)可以与RF前端电路14的输入反射系数(例如，S11)相互作用，以在RF信号22中产生组延迟τ。可以下面等式(等式2)表示的组延迟τ可以在功率放大器电路12处引起相位误差Δφ，从而在RF信号22中产生AM-PM误差φERR。
τ＝-Δφ/Δt (等式2)
研究表明，每个发射频率中的组延迟τ根据时变输入功率PIN(t)而变化，如图1D所示。图1D是示出图1A中的RF信号22的调制带宽内的跨越多个发射频率F1-FM的组延迟τ的分布的图形。如图1D中所示，发射频率F1-FM中的每一个与多个可变组延迟τ1(PIN)-τM(PIN)中的相应一个相关联，并且可变组延迟τ1(PIN)-τM(PIN)中的每一个根据时变输入功率PIN(t)而独立变化。
考虑到组延迟τ与等式(等式2)中的相位误差Δφ之间的关系，与可变组延迟τ1(PIN)-τM(PIN)中的每一个相关联的相位误差Δφ还将根据时变输入功率PIN(t)而变化。图1E是示出图1A中RF信号22的跨越发射频率F1-FM的可变相位误差Δφ1(PIN)-ΔφM(PIN)的分布的图形。如图1E中所示，发射频率F1-FM中的每一个与多个可变相位误差Δφ1(PIN)-ΔφM(PIN)中的相应一个相关联。此外，对于任何给定水平的时变输入功率PIN(t)，与发射频率F1-FM中的相应一个相关联的可变相位误差Δφ1(PIN)-ΔφM(PIN)相对于与任何其它发射频率F1-FM相关联的任何其它可变相位误差Δφ1(PIN)-ΔφM(PIN)是非线性的。例如，对于时变输入功率PIN(t)的任何给定值，与发射频率F1相关联的可变相位误差Δφ1(PIN)相对于与发射频率FM相关联的可变相位误差ΔφM(PIN)是非线性的。
可变相位误差Δφ1(PIN)-ΔφM(PIN)可导致RF信号22中的AM-PM误差φERR，这可导致RF信号22的调制带宽内的不期望的振幅畸变和/或频谱再增长。因此，还有必要校正跨越发射频率F1-FM上的可变相位误差Δφ1(PIN)-ΔφM(PIN)，以防止RF信号22的调制带宽内的不期望的振幅畸变和/或频谱再增长。
在这方面，图2是示例性发射电路38的示意图，其中收发器电路40可根据本公开的实施例被配置成校正图1A-1E中描述的AM-AM AMERR和AM-PM误差φERR。在实施例中，发射电路38还包含PMIC 42和功率放大器电路44。收发器电路40被配置成生成RF信号46且将RF信号46提供到功率放大器电路44。功率放大器电路44被配置成基于调制电压VCC放大RF信号46，所述调制电压可以是ET调制电压或平均功率跟踪(APT)调制电压。PMIC 42被配置成基于调制目标电压VTGT生成调制电压VCC，且收发器电路40被配置成生成调制目标电压VTGT并将所述调制目标电压提供到PMIC 42。
与图1A中的功率放大器电路12类似，本文中的功率放大器电路44还可包含输出级32(如图1B中所示)且耦合到RF前端电路48(例如，滤波器、多路复用器和/或开关)。因此，发射电路38可能遭受AM-AM误差AMERR和AM-PM误差φERR，它们与图1A的现有发射电路10中的AM-AM误差AMERR和AM-PM误差φERR相似。换句话说，在发射电路38中，还可以存在电压畸变滤波器HIV(s)，其由于非耦合输出电压与耦合输出电压V'OUT之间的未对准而产生AM-AM误差AMERR，以及由于时变组延迟τ而产生AM-PM误差φERR。
如下文详细描述的，发射电路38可根据本公开的各种实施例被配置成有效地校正AM-AM误差AMERR和AM-PM误差φERR。更具体地，收发器电路40可以经由多个复杂滤波器同时校正AM-AM和AM-PM误差。结果，发射电路38可以减少不期望的瞬时过度压缩和/或频谱再增长，从而提高功率放大器电路44跨越发射电路38的整个调制带宽的效率和线性度。
此处，收发器电路40包含数字处理电路50、频率均衡器电路52、振幅校正电路54、目标电压电路56、相位校正电路58和信号转换电路60。数字处理电路50可以是例如数字基带电路，其被配置成生成输入向量
Figure BDA0003849042600000091
输入向量
Figure BDA0003849042600000092
跨越包含多个调制频率F1-FM的调制带宽(例如，200MHz)进行调制。
如图3A中所示，输入向量
Figure BDA0003849042600000093
与多个时变振幅AM1(t)-AMM(t)相关联，并且时变振幅AM1(t)-AMM(t)中的每一个取决于调制频率F1-FM中的相应一个。换句话说，在调制频率F1-FM之间，时变振幅AM1(t)-AMM(t)可彼此不同。
如图3B中所示，输入向量
Figure BDA0003849042600000094
还与多个时变组延迟τ1-τM相关联，并且时变组延迟τ1-τM中的每一个取决于对应于调制频率F1-FM中的相应一个。换句话说，在调制频率F1-FM之间，时变组延迟τ1-τM可彼此不同。
根据本公开的实施例，对于校正发射电路38中的AM-AM误差AMERR和AM-PM误差φERR的第一步是消除时变振幅AM1(t)-AMM(t)和时变组延迟τ1-τM的频率依赖性。在这方面，频率均衡器电路52被配置成将频率均衡滤波器HFEQ(s)应用于输入向量
Figure BDA0003849042600000095
从而产生频率均衡输入向量
Figure BDA0003849042600000096
频率均衡滤波器HFEQ(s)可以是如以下等式(等式3)中所表示的复杂滤波器。
HFEQ(s)＝[1/HET(s)]*[1/HRF(s)] (等式3)
在等式(等式3)中，HRF(s)表示RF前端电路48的传输函数，其可以表示为VOUT1与VOUT之间的比率。HET(s)是组合式复杂滤波器，如等式(等式4)所表述，其被配置成匹配组合式信号路径滤波器，所述组合式信号路径滤波器包含相位校正电路58和信号转换电路60的传输函数HIQ(s)、功率放大器电路44的电压增益传输函数HPA(s)和电压畸变滤波器HIV(s)。
HET(s)＝HIQ(s)*HPA(s)*HIV(s) (等式4)
如图4A和4B中所示，通过将频率均衡滤波器HFEQ(s)应用于输入向量
Figure BDA0003849042600000101
频率均衡输入向量
Figure BDA0003849042600000102
可以替代地与在多个调制频率F1-FM中的每一个相同的均衡时变振幅AMEQ(t)和在调制频率F1-FM中的每一个也相同的均衡时变组延迟τEQ相关联。换句话说，均衡时变振幅AMEQ(t)和均衡时变组延迟τEQ不再取决于调制频率F1-FM。
为了矫正AM-PM误差φERR，相位校正电路58被配置成基于频率均衡向量
Figure BDA0003849042600000103
确定相位校正项ΔφCORR以校正RF信号46中的AM-PM误差φERR。因此，相位校正电路58将确定的相位校正项ΔφCORR应用于频率均衡向量
Figure BDA0003849042600000104
以生成频率相位均衡信号
Figure BDA0003849042600000105
信号转换电路60将基于频率相位均衡信号
Figure BDA0003849042600000106
生成RF信号46，从而校正RF信号46中的AM-PM误差φERR。
图5是提供根据本公开的一个实施例的图2中收发器电路40中的相位校正电路58的示例性图示的示意图。图2和图5之间的共同元件以共同的元件标号示出，并且本文将不再重新描述。
在本文中，相位校正电路58包含第一包络检测器62、相位校正查找表(LUT)电路64、相位均衡器电路66、第二包络检测器68、缩放电路70和移相器电路72。第一包络检测器62被配置成检测与频率均衡向量
Figure BDA0003849042600000107
的均衡时变振幅AMEQ(t)相关联的第一功率包络PV1。相位校正LUT电路64被配置成基于检测到的第一功率包络PV1确定对应于参考频率FREF的参考相位偏移ΔφREF。在非限制性示例中，参考频率FREF可以是调制频率F1-FM、RF信号46的调制带宽的中心频率、或甚至任意频率中的任一个。
相位均衡器电路66可以是有限脉冲响应(FIR)滤波器，其被配置成针对发射频率F1-FM中的所选一个将第二复杂滤波器H(s)应用于频率均衡向量
Figure BDA0003849042600000108
因此，相位均衡器电路66可以生成具有第二时变振幅AM'(t)的相位均衡向量
Figure BDA0003849042600000109
第二包络检测器68被配置成确定与第二时变振幅AM'(t)相关联的第二功率包络PV2。
在实施例中，缩放电路70包含除法器74和乘法器76。除法器74被配置成将第二功率包络PV2除以第一功率包络PV1，从而确定缩放因子FSCALE。就此而言，缩放因子FSCALE可称为第一功率包络PV1和第二功率包络PV2的函数。乘法器76被配置成将参考相位偏移ΔφREF乘以缩放因子FSCALE，从而生成相位校正项ΔφCORR。
移相器电路72被配置成将相位校正项ΔφCORR应用于频率均衡向量
Figure BDA0003849042600000111
以生成频率相位均衡信号
Figure BDA0003849042600000112
相位校正电路58还可包含延迟分接头78。在实施例中，延迟分接头78被配置成延迟频率均衡向量
Figure BDA0003849042600000113
从而在除法器74处将第一功率包络PV1与第二功率包络PV2对准。
返回参考图2，为了校正AM-AM误差AMERR，振幅校正电路54被配置成使频率均衡输入向量
Figure BDA0003849042600000114
相等，从而生成跨越均衡时变振幅AMEQ(t)具有恒定增益的频率增益均衡信号
Figure BDA0003849042600000115
目标电压电路56继而从频率增益均衡信号
Figure BDA0003849042600000116
生成调制目标电压VTGT，并将调制目标电压VTGT提供到PMIC 42。
图6是提供根据本公开的一个实施例的图2中收发器电路40中的振幅校正电路54的示例性图示的示意图。图2和图6之间的共同元件以共同的元件标号示出，并且本文将不再重新描述。
在本文中，振幅校正电路54包含均衡器电路80、向量到真实(V2R)转换器82和缩放器84。均衡器电路80被配置成将增益均衡滤波器HET(s)应用于频率均衡输入向量
Figure BDA0003849042600000117
以生成滤波输入向量
Figure BDA0003849042600000118
V2R转换器82耦合到均衡器电路80，并且被配置成从滤波输入向量
Figure BDA0003849042600000119
中提取所选真实参数XR。缩放器84耦合到V2R转换器82，并且被配置成基于缩放因子FS来缩放所选真实参数XR，从而生成频率增益均衡信号
Figure BDA00038490426000001110
关于振幅校正电路54的深入描述，请参阅名称为“发射电路中的包络跟踪电压校正(ENVELOPE TRACKINGVOLTAGE CORRECTION IN A TRANSMISSION CIRCUIT)”的美国专利申请号17/700,826。
收发器电路40可以被配置成根据过程校正相位和振幅误差。就此而言，图7是可由图2中的收发器电路40用于校正AM-AM AMERR和AM-PM误差φERR的示例性过程200的流程图。
本文中，收发器电路40生成跨越包含调制频率F1-FM的调制带宽调制的输入向量
Figure BDA00038490426000001111
(步骤202)。如先前所描述，输入向量
Figure BDA00038490426000001112
与各自对应于调制频率F1-FM中的对应一个的时变振幅AM1(t)-AMM(t)和时变组延迟τ1-τM相关联。收发器电路40还对输入向量
Figure BDA00038490426000001113
应用频率均衡滤波器HFEQ(s)，从而生成频率均衡输入向量
Figure BDA0003849042600000121
(步骤202)。值得注意的是，频率均衡输入向量
Figure BDA0003849042600000122
与在调制频率F1-FM中的每一个中相同的均衡时变振幅AMEQ(t)和在多个调制频率中的每一个中也相同的均衡时变组延迟τEQ相关联。
本领域技术人员将认识到对本公开的优选实施例的改进和修改。所有这种改进和修改都被认为是在本文所公开的概念和下文的权利要求的范围内。

Claims (20)

1.一种收发器电路，其包括：
数字处理电路，所述数字处理电路被配置成生成跨包括多个调制频率的调制带宽调制的输入向量，所述输入向量与多个时变振幅和多个时变组延迟相关联，所述多个时变振幅和多个时变组延迟各自对应于所述多个调制频率中的对应一个；以及
频率均衡器电路，所述频率均衡器电路被配置成对所述输入向量应用频率均衡滤波器，从而生成与以下各项相关联的频率均衡输入向量：
在所述多个调制频率中的每一个中相同的均衡时变振幅；以及
在所述多个调制频率中的每一个中相同的均衡时变组延迟。
2.根据权利要求1所述的收发器电路，其还包括相位校正电路，所述相位校正电路被配置成：
基于所述频率均衡输入向量确定相位校正项，所述相位校正项被配置成校正由所述多个调制频率中的所选一个中的所述均衡时变组延迟引起的相位误差；以及
将所确定的相位校正项应用于所述频率均衡输入向量以生成对应于所述多个调制频率中的所述所选一个的频率相位均衡信号。
3.根据权利要求2所述的收发器电路，其中所述相位校正电路包括：
第一包络检测器，所述第一包络检测器被配置成检测所述频率均衡输入向量的所述均衡时变振幅的第一功率包络；
相位校正查找表(LUT)电路，所述相位校正LUT电路被配置成基于检测到的第一功率包络确定对应于参考频率的参考相位偏移；
相位均衡器电路，所述相位均衡器电路被配置成基于针对所述多个调制频率中的所述所选一个限定的第二复杂滤波器来均衡所述频率均衡输入向量，以生成具有第二时变振幅的相位均衡向量；
第二包络检测器，所述第二包络检测器被配置成确定与所述第二时变振幅相关联的第二功率包络；
缩放电路，所述缩放电路被配置成：
根据所述第一功率包络和所述第二功率包络确定缩放因子；并
基于所确定的缩放因子缩放所述参考相位偏移，从而生成所述相位校正项；以及
移相器电路，所述移相器电路被配置成将所述相位校正项应用于所述频率均衡输入向量以生成所述频率相位均衡信号。
4.根据权利要求3所述的收发器电路，其中所述缩放电路包括：
除法器，所述除法器被配置成将所述第二功率包络除以所述第一功率包络，从而确定所述缩放因子；以及
乘法器，所述乘法器被配置成将所述参考相位偏移乘以所述缩放因子，从而生成所述相位校正项。
5.根据权利要求3所述的收发器电路，其中所述参考频率是所述多个调制频率中的任一个。
6.根据权利要求3所述的收发器电路，其中所述第二复杂滤波器是有限脉冲响应(FIR)滤波器。
7.根据权利要求3所述的收发器电路，其中所述相位校正电路还包括延迟分接头，所述延迟分接头被配置成延迟所述频率均衡输入向量，从而在所述缩放电路处使所述第一功率包络与所述第二功率包络对准。
8.根据权利要求1所述的收发器电路，还包括振幅校正电路，所述振幅校正电路被配置成均衡所述频率均衡输入向量，从而生成跨所述均衡时变振幅具有恒定增益的频率增益均衡信号。
9.根据权利要求8所述的收发器电路，其中所述振幅校正电路包括：
均衡器电路，所述均衡器电路被配置成对所述频率均衡输入向量应用增益均衡滤波器以生成滤波输入向量；
向量到真实(V2R)转换器，所述V2R转换器耦合到所述均衡器电路且被配置成从所述滤波输入向量中提取所选真实参数；以及
缩放器，所述缩放器耦合到所述V2R转换器且被配置成基于缩放因子缩放所述所选真实参数，从而生成所述频率增益均衡信号。
10.根据权利要求1所述的收发器电路，其还包括：
振幅校正电路，所述振幅校正电路被配置成均衡所述频率均衡输入向量，从而生成跨所述均衡时变振幅具有恒定增益的频率增益均衡信号；
相位校正电路，所述相位校正电路被配置成：
基于所述频率均衡输入向量确定相位校正项，所述相位校正项被配置成校正由所述多个调制频率中的所选一个中的所述均衡时变组延迟引起的相位误差；以及
将所确定的相位校正项应用于所述频率均衡输入向量以生成对应于所述多个调制频率中的所述所选一个的频率相位均衡信号；
目标电压电路，所述目标电压电路被配置成基于所述频率增益均衡信号生成调制目标电压；以及
信号转换电路，所述信号转换电路被配置成将所述频率相位均衡信号转换成射频(RF)信号。
11.一种用于校正发射电路中的相位和振幅误差的方法，其包括：
生成跨包括多个调制频率的调制带宽调制的输入向量，所述输入向量与多个时变振幅和多个时变组延迟相关联，所述多个时变振幅和多个时变组延迟各自对应于所述多个调制频率中的对应一个；以及
对所述输入向量应用频率均衡滤波器，从而生成与以下各项相关联的频率均衡输入向量：
在所述多个调制频率中的每一个中相同的均衡时变振幅；以及
在所述多个调制频率中的每一个中相同的均衡时变组延迟。
12.根据权利要求11所述的方法，其还包括：
基于所述频率均衡输入向量确定相位校正项，所述相位校正项被配置成校正由所述多个调制频率中的所选一个中的所述均衡时变组延迟引起的相位误差；以及
将所确定的相位校正项应用于所述频率均衡输入向量以生成对应于所述多个调制频率中的所述所选一个的频率相位均衡信号。
13.根据权利要求12所述的方法，其还包括：
检测所述频率均衡输入向量的所述均衡时变振幅的第一功率包络；
基于检测到的第一功率包络确定对应于参考频率的参考相位偏移；
基于针对所述多个调制频率中的所述所选一个限定的第二复杂滤波器来均衡所述频率均衡输入向量，以生成具有第二时变振幅的相位均衡向量；
确定与所述第二时变振幅相关联的第二功率包络；
根据所述第一功率包络和所述第二功率包络确定缩放因子；
基于所确定的缩放因子缩放所述参考相位偏移，从而生成所述相位校正项；以及
将所述相位校正项应用于所述频率均衡输入向量以生成所述频率相位均衡信号。
14.根据权利要求13所述的方法，其还包括延迟所述频率均衡输入向量，从而使所述第一功率包络与所述第二功率包络对准。
15.根据权利要求11所述的方法，其还包括均衡所述频率均衡输入向量，从而生成跨所述均衡时变振幅具有恒定增益的频率增益均衡信号。
16.根据权利要求15所述的方法，其还包括：
对所述频率均衡输入向量应用增益均衡滤波器以生成滤波输入向量；
从所述滤波输入向量中提取所选真实参数；以及
基于缩放因子缩放所述所选真实参数，从而生成所述频率增益均衡信号。
17.一种包括收发器电路的发射电路，所述收发器电路包括：
数字处理电路，所述数字处理电路被配置成生成跨包括多个调制频率的调制带宽调制的输入向量，所述输入向量与多个时变振幅和多个时变组延迟相关联，多个时变振幅和多个时变组延迟各自对应于所述多个调制频率中的对应一个；以及
频率均衡器电路，所述频率均衡器电路被配置成对所述输入向量应用频率均衡滤波器，从而生成与以下各项相关联的频率均衡输入向量：
在所述多个调制频率中的每一个中相同的均衡时变振幅；以及
在所述多个调制频率中的每一个中相同的均衡时变组延迟。
18.根据权利要求17所述的发射电路，其中所述收发器电路还包括：
振幅校正电路，所述振幅校正电路被配置成均衡所述频率均衡输入向量，从而生成跨所述均衡时变振幅具有恒定增益的频率增益均衡信号；
相位校正电路，所述相位校正电路被配置成：
基于所述频率均衡输入向量确定相位校正项，所述相位校正项被配置成校正由所述多个调制频率中的所选一个中的所述均衡时变组延迟引起的相位误差；以及
将所确定的相位校正项应用于所述频率均衡输入向量以生成对应于所述多个调制频率中的所述所选一个的频率相位均衡信号；
目标电压电路，所述目标电压电路被配置成基于所述频率增益均衡信号生成调制目标电压；以及
信号转换电路，所述信号转换电路被配置成将所述频率相位均衡信号转换成射频(RF)信号。
19.根据权利要求18所述的发射电路，其还包括：
功率管理集成电路(PMIC)，所述PMIC被配置成基于所述调制目标电压生成调制电压；以及
功率放大器电路，所述功率放大器电路被配置成基于所述调制电压放大所述RF信号。
20.根据权利要求18所述的发射电路，其中所述相位校正电路包括：
第一包络检测器，所述第一包络检测器被配置成检测所述频率均衡输入向量的所述均衡时变振幅的第一功率包络；
相位校正查找表(LUT)电路，所述相位校正LUT电路被配置成基于检测到的第一功率包络确定对应于参考频率的参考相位偏移；
相位均衡器电路，所述相位均衡器电路被配置成基于针对所述多个调制频率中的所述所选一个限定的第二复杂滤波器来均衡所述频率均衡输入向量，以生成具有第二时变振幅的相位均衡向量；
第二包络检测器，所述第二包络检测器被配置成确定与所述第二时变振幅相关联的第二功率包络；
缩放电路，所述缩放电路被配置成：
根据所述第一功率包络和所述第二功率包络确定缩放因子；并
基于所确定的缩放因子缩放所述参考相位偏移，从而生成所述相位校正项；以及
移相器电路，所述移相器电路被配置成将所述相位校正项应用于所述频率均衡输入向量以生成所述频率相位均衡信号。
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