CN115833575A - 一种储能变流器、平衡电路的控制方法以及储能系统 - Google Patents

Abstract

本申请提供了一种储能变流器、平衡电路的控制方法以及储能系统。该储能变流器包括：DC/DC变换电路、平衡电路、分裂式电容、DC/AC变换电路以及控制器。该储能变流器复用了DC/DC变换电路的部分开关器件以及飞跨电容，当分裂式电容中点电位为不平衡状态时，控制平衡电路中第一功率器件与第二功率器件分别与DC/DC变换电路中第四开关和第一开关相互配合，使DC/DC变换电路中飞跨电容与分裂式电容中正母线电容或者负母线电容形成电流回路，进而稳定分裂式电容中点电位。其中，平衡电路的拓扑结构简单、功率器件的使用数量少，成本低，且功率器件所承受的电压应力小，平衡电路中滤波电感的电感值小，平衡电路的工作效率明显提升。

Description

一种储能变流器、平衡电路的控制方法以及储能系统

技术领域

本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种储能变流器、平衡电路的控制方法以及储能系统。

背景技术

中点钳位式(Neutral Point Clamped,NPC)三电平DC/AC变换电路因具有输出容量大、输出电压高、电流谐波含量小等优点逐渐在中高压大功率的储能变流器(PowerConversion System，PCS)中广泛应用。对于两级式的PCS，直流源可通过PCS的DC/DC变换电路将直流电耦合到直流母线，再通过级联的NPC三电平DC/AC变换电路将直流电转换为交流电，并使交流电通过LCL滤波器，消除谐波电流，并将滤波后的交流电输送至电网或负载。

在离网型或并网型的工商业微电网场景中，PCS一般采用构网型控制，对外呈现电压源特性，以增强电力系统的稳定性。但是，面对复杂多变的负载工况，PCS需具备带不平衡负载、谐波负载以及半波整流型负载的能力。这使得PCS需具备中点电位平衡能力。

然而，NPC三电平DC/AC变换电路及NPC多电平DC/AC变换电路大都存在直流侧中点电位波动的问题，导致输出的电压波形畸变严重，谐波损耗增大，PCS的应用场景受限。针对该问题，行业内一般采用软件算法调制以及添加硬件平衡电路等解决办法。其中，软件算法调制对直流侧中点电位的平衡能力会受到小矢量占空比的约束，在高调制比的工况下该方法对直流侧中点电位平衡的控制能力有限，使得相应的PCS难以满足复杂负载工况的需求。与之相比，硬件平衡电路的效果通常比软件算法调制更加稳定。因此，如何提出一种稳定、有效且经济性好的平衡电路至关重要。

发明内容

本申请实施例提供了一种储能变流器及其控制方法、以及储能系统，以解决NPC三电平DC/AC变换电路直流侧中点电位漂移的问题。

第一方面，本申请实施例提供了一种储能变流器，该储能变流器可实现电流由直流至交流以及电流由交流至直流的双向变换。具体地，该储能变流器包括：DC/DC变换电路、平衡电路、分裂式电容以及DC/AC变换电路。

其中，DC/DC变换电路与直流源以及正负直流母线相连，平衡电路与DC/DC变换电路以及分裂式电容的中点相连，分裂式电容与正负直流母线并联，DC/AC变换电路的直流侧与分裂式电容的中点以及正负直流母线相连，DC/AC变换电路的交流侧与电网或负载相连。

DC/DC变换电路包括：飞跨电容、以及依次串联的第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关，其中，第一开关与正直流母线相连，第四开关与负直流母线相连，第一开关和第二开关的串联连接点通过飞跨电容连接第三开关和第四开关的串联连接点。另外，值得一提的是，对于N电平DC/DC变换电路，若各个开关的占空比相等，则飞跨电容的电压可以基本稳定在k分之N(k＝1，2…，N-1)。因此，示例地，对于本申请的DC/DC变换电路而言，其飞跨电容的电压可以基本稳定在二分之一母线电压，即1/2Udc。

分裂式电容包括：串联的正母线电容和负母线电容。其中，正母线电容和负母线电容的容值相同。分裂式电容与正负直流母线并联，其中，正母线电容与分裂式电容的中点以及正直流母线相连，负母线电容与分裂式电容的中点以及负直流母线相连。

平衡电路包括：第一功率器件、第二功率器件以及滤波电感。

平衡电路用于使飞跨电容与正母线电容或者与负母线电容之间形成电流回路，以降低正母线电容电压或负母线电容电压与1/2Udc之间的差值，分裂式电容中点的电位趋于平衡。

根据一种实施方式，平衡电路包括三个接线端，其中，第一接线端与分裂式电容的中点相连，第二接线端和第三接线端都与DC/DC变换电路连接。通过将平衡电路与DC/DC变换电路以及平衡桥臂的中点相连，可以大大降低平衡电路中第一功率器件和第二功率器件承受的电压应力，延长功率器件的使用寿命，降低硬件成本。

根据一种实施方式，第一功率器件的一端和第二功率器件的一端相连，第一功率器件的另一端为上述实施方式的第二接线端，与飞跨电容的正极相连，第二功率器件的另一端为上述实施方式的第三接线端，与飞跨电容的负极相连，第一功率器件与第二功率器件的串联连接点与滤波电感的一端相连，滤波电感的另一端为上述实施方式的第一接线端，与分裂式电容的中点相连。平衡电路的结构简单、所需器件较少，硬件成本低。

根据一种实施方式，第一功率器件与第二功率器件都为全控型器件，储能变流器还包括控制器。其中，全控型器件包括开关管以及与之反并联的二极管，例如绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)或金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)等。所述控制器用于控制第二功率器件与第一开关均导通，以使第一开关、飞跨电容、第二功率器件、正母线电容之间形成电流回路，正母线电容电压与1/2Udc之间的差值降低，或者，所述控制器用于控制第一功率器件与第四开关均导通，以使第四开关、飞跨电容、第一功率器件、负母线电容之间形成电流回路，负母线电容电压与1/2Udc之间的差值降低。

当第一功率器件与第二功率器件都为全控型器件时，平衡电路的功率器件可以根据DC/DC变换电路中第一开关和第四开关的状态灵活变化，同时，由于全控型器件可以实现双向导通，因此，无论在正母线电容电压或负母线电容电压高于或低于1/2Udc时，都可以及时根据该时刻下的开关状态，使飞跨电容对正母线电容或负母线电容进行充放电，使正母线电容电压或负母线电容电压升高或降低，从而稳定正母线电容电压或负母线电容电压，对分裂式电容中点电位的控制能力强。

根据一种实施方式，第一功率器件与第二功率器件都为二极管，第一功率器件与第二功率器件反向串联，即第一功率器件的阳极与第二功率器件的阴极相连，或者，第一功率器件的阴极与第二功率器件的阳极相连。

通过将第一功率器件和第二功率器件反向串联，可以使第一开关或第四开关开通时平衡电路中仅有一个功率器件能开通，使得在不同的开关状态下，仅有正母线电容或负母线电容其中之一能够与飞跨电容之间形成电流回路，实现精准调节正母线电容电压或负母线电容电压的效果。

具体地，第一功率器件与第二功率器件都为二极管时，虽然平衡电路也可以起到调节正母线电容电压和负母线电容电压的作用，但是由于二极管只能实现单相导通，因此只有在正母线电容电压大于飞跨电容电压的条件下，才能使第一开关、所述飞跨电容、所述第二功率器件、所述正母线电容之间形成电流回路，正母线电容向飞跨电容充电，正母线电容电压下降，更接近1/2Udc，分裂式电容的中点电位趋向平衡。同理，平衡电路中第一功率器件只有在负母线电容电压大于飞跨电容电压的条件下，才能使第四开关、所述飞跨电容、所述第一功率器件、所述负母线电容之间形成电流回路，以使负母线电容与飞跨电容之间形成电流回路，负母线电容向飞跨电容充电，负母线电容电压下降，更接近1/2Udc，分裂式电容的中点电位趋向平衡。

需要说明的是，上述正母线电容或负母线电容与DC/DC变换电路的飞跨电容之间形成电流回路，且正母线电容或负母线电容向飞跨电容充电的情形适用于以下平衡电路，即第一功率器件的阴极与飞跨电容的正极相连，阳极与第二功率器件的阴极相连，第二功率器件的阳极与飞跨电容的负极相连。可以理解的是，当第一功率器件与第二功率器件的阴极和阳极位置对调时，则只有在正母线电容或负母线电容电压低于飞跨电容电压时，正母线电容或负母线电容才能与飞跨电容形成电流回路，飞跨电容向正母线电容或负母线电容充电，正母线电容或负母线电容电压升高，分裂式电容的中点电位趋向平衡。总而言之，当平衡电路中第一功率器件和第二功率器件都是二极管时，对中点电位的控制能力较弱，但是其经济性更优。

根据一种实施方式，第一功率器件与第二功率器件其中之一为全控型器件，其中另一为二极管，储能变流器还包括控制器。当第一功率器件为全控型器件，第二功率器件为二极管时，控制器用于控制第一功率器件与第四开关均导通，以使第四开关、第一功率器件、飞跨电容以及负母线电容构成电流回路，从而降低负母线电容电压与1/2Udc的差值。当第一功率器件为二极管，第二功率器件为全控型器件时，控制器用于控制第二功率器件与第一开关均导通，以使第一开关、第二功率器件、飞跨电容以及正母线电容之间构成电流回路，从而降低正母线电容电压与1/2Udc的差值。当平衡电路的第一功率器件与第二功率器件其一为全控型器件，另一为半控型器件时，其对中点电位的控制能力以及经济性都较好。

根据一种实施方式，平衡电路包括三个接线端，其中，第一接线端与分裂式电容的中点相连，第二接线端与飞跨电容的正极或负极相连，第三接线端与正直流母线或负直流母线相连。通过将平衡电路与DC/DC变换电路、平衡桥臂的中点以及正/负直流母线相连，可以降低平衡电路中第一功率器件和第二功率器件承受的电压应力，延长功率器件的使用寿命，降低硬件成本。

根据一种实施方式，第一功率器件的一端、第二功率器件的一端、滤波电感的一端连接于一点，为二极管的功率器件的另一端为上述实施例的第三接线端，与正直流母线或负直流母线相连，为全控型器件的功率器件的另一端为上述实施例的第一接线端或第二接线端，与分裂式电容的中点、飞跨电容的正极或负极相连。平衡电路中第一功率器件和第二功率器件其一为二极管另一为全控型器件。如此设置，平衡电路对分裂式电容中点电位的平衡能力以及经济性都较好。

根据一种实施方式，第一功率器件为全控型器件，第二功率器件为二极管，储能变流器还包括控制器，控制器用于控制第一功率器件与第四开关均导通，以使第四开关、飞跨电容、第一功率器件、负母线电容之间形成电流回路，负母线电容电压与二分之一的直流母线电压之间的差值降低，第二功率器件起到续流作用。

根据一种实施方式，第一功率器件为二极管，第二功率器件为全控型器件，储能变流器还包括控制器，控制器用于控制第二功率器件与第一开关均导通，以使第一开关、飞跨电容、第二功率器件、正母线电容之间形成电流回路，正母线电容电压与二分之一的直流母线电压之间的差值降低，第一功率器件起到续流作用。

根据一种实施方式，储能变流器还包括控制器，在平衡电路与分裂式电容的中点的连接线路上，设置有开关，开关包括机械开关、主动半导体开关器件或被动半导体开关器件。当正母线电容电压或负母线电容电压与1/2Udc相同，控制器用于控制所述开关断开，以降低平衡电路的损耗，当正母线电容电压或负母线电容电压与1/2Udc不同，控制器控制所述开关闭合，以使分裂式电容的中点的电位平衡。

根据一种实施方式，DC/AC变换电路中桥臂的拓扑结构可以为：需要进行中点钳位的I型NPC、ANPC或T型NPC等三电平拓扑或其他多电平拓扑，本申请对此不做限制。

第二方面，本申请实施例提供了一种储能系统，该储能系统包括第一方面任一项所述的储能变流器以及储能电池。储能电池与储能变流器中DC/DC变换电路相连，储能变流器用于实现交流电与直流电的双向转换，将来自储能电池或可再生能源发电设备的直流电转变为交流电并将交流电输送至电网或负载，或者，将来自电网的交流电转变为直流电，为储能电池充电。其中，可再生能源发电设备可以为光伏组件，还可以为水力、风力发电的组件。

其中，储能电池可以为铅蓄电池或锂电池等化学储能元件，也可以是超级电容等电磁储能元件，本申请对此不做限制。

第三方面，本申请实施例提供了一种平衡电路的控制方法，该方法包括：控制平衡电路中第一功率器件和第二功率器件与DC/DC变换电路中第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关的导通和关断，以使DC/DC变换电路中飞跨电容与正母线电容或负母线电容之间形成电流回路，正母线电容电压或负母线电容电压与二分之一的母线电压之间的差值降低。

根据一种实施方式，该方法包括：控制第一功率器件与第四开关均导通，以使第四开关、飞跨电容、第一功率器件、负母线电容之间形成电流回路，负母线电容电压与二分之一的直流母线电压之间的差值降低。

根据一种实施方式，该方法包括：控制第二功率器件与第一开关均导通，以使第一开关、飞跨电容、第二功率器件、正母线电容之间形成电流回路，正母线电容电压与二分之一的直流母线电压之间的差值降低。

根据一种实施方式，平衡电路与正母线电容和负母线电容的连接点之间设置有开关，方法包括：响应于正母线电容电压或负母线电容电压与二分之一的直流母线电压不相等，控制开关闭合，响应于正母线电容电压或负母线电容电压与二分之一的直流母线电压相等，控制开关断开。

本申请充分地利用了飞跨电容电压可以基本稳定在1/2Udc的特点，当第一功率器件与第二功率器件不全为二极管时，第一功率器件与第四开关的导通和关断状态相同，以使飞跨电容对负母线电容进行充放电，分裂式电容中点的电位趋于平衡，或者，平衡电路中第二功率器件与第一开关的导通和关断状态相同，以使飞跨电容对正母线电容进行充放电，分裂式电容中点的电位趋于平衡。

其中，平衡电路的拓扑结构简单、功率器件的数量较少，经济性较好，且功率器件所承受的电压应力也大大减少，平衡电路的工作稳定性大大提升。当平衡电路中功率器件都为二极管时，两个二极管反向串联，可以使DC/DC变换电路中第一开关或第四开关导通时平衡电路仅有一个功率器件与之同步导通，使得在相应的开关状态下，仅有正母线电容或负母线电容其中之一能够与DC/DC变换电路的飞跨电容之间形成电流回路，实现精准调节正母线电容电压或负母线电容电压的效果。

附图说明

图1为储能系统直流耦合架构和交流耦合架构的示意图；

图2为常见的两级式三电平储能变流器的拓扑结构示意图；

图3为常见的两种NPC三电平DC/AC变换电路的附加平衡电路拓扑示意图；

图4为本申请提供的一种附加平衡电路的两级式三电平储能变流器的拓扑示意图；

图5为本申请提供的一种DC/DC变换电路的电路拓扑示意图；

图6为本申请提供的一种附加平衡电路的两级式三电平储能变流器的拓扑示意图；

图7为本申请提供的一种附加平衡电路两级式三电平变换电路的拓扑示意图；

图8为本申请提供的一种DC/DC变换电路及平衡电路的开关导通状态示意图；

图9为本申请提供的一种DC/DC变换电路及平衡电路的开关导通状态示意图；

图10为本申请提供的一种DC/DC变换电路及平衡电路的开关导通状态示意图；

图11为本申请提供的一种DC/DC变换电路及平衡电路的开关导通状态示意图；

图12为本申请提供的一种附加平衡电路两级式三电平变换电路的拓扑示意图；

图13为本申请提供的一种DC/DC变换电路及平衡电路的开关导通状态示意图；

图14为本申请提供的一种DC/DC变换电路及平衡电路的开关导通状态示意图；

图15为本申请提供的一种附加平衡电路两级式三电平变换电路的拓扑示意图；

图16为本申请提供的一种DC/DC变换电路及平衡电路的开关导通状态示意图；

图17为本申请提供的一种DC/DC变换电路及平衡电路的开关导通状态示意图；

图18为本申请提供的一种附加平衡电路的两级式三电平储能变流器的拓扑示意图；

图19为本申请提供的一种DC/DC变换电路及平衡电路的开关导通状态示意图；

图20为本申请提供的一种DC/DC变换电路及平衡电路的开关导通状态示意图；

图21为本申请提供的几种选通开关示意图；

图22为本申请提供的几种三电平拓扑示意图；

图23为本申请提供的直流耦合架构的拓扑示意图；

图24为本申请提供的附加平衡电路的直流耦合架构的拓扑示意图；

图25为本申请提供的附加控制器的DC/DC变换电路的拓扑示意图；

图26为本申请提供的一种平衡电路的控制方法流程示意图；

图27为本申请提供的一种平衡电路的控制方法流程示意图；

具体实施方式

PCS又称储能变流器或双向储能逆变器，其通常设置在储能电池和电网(或负载)之间，是实现电能双向转换的装置。具体地，图1所示的是光储系统的直流耦合架构以及交流耦合架构示意图。当储能电池工作在放电状态，直流耦合架构中储能电池以及光伏组件将直流电耦合至汇流柜(直流母线)，PCS进一步将直流电转换为交流电，并将交流电输送至电网或为交流负载供电，交流耦合架构中PCS将来自储能电池的直流电转换为交流电后，进一步将交流电通过交流母线输送至电网或直接为负载供电。当储能电池工作在充电状态，直流耦合架构以及交流耦合架构中PCS均可将来自电网的交流电转换为直流电并回馈给储能电池。其中，储能电池可以为铅蓄电池或锂电池等化学储能元件，也可以是超级电容器等电磁储能元件。

根据电能变换环节的数量，PCS可以分为单级式和两级式两种结构。其中，单级式PCS包括一级双向DC/AC变换电路，两级式PCS包括前级DC/DC变换电路以及后级DC/AC变换电路。两级式PCS通过前级DC/DC变换电路的设置，可以调整直流侧电压的大小，进而扩大储能电池的电压适用范围。根据输出电平数量，PCS可分为两电平结构、三电平结构和多电平结构。其中，三电平结构以及多电平结构输出波形的质量高、开关管电压应力小，电磁干扰低，可以更好地适应新能源发电高压大容量的发展趋势。

在离网型和并网型的微网场景中，PCS是核心设备，因为光伏发电和负载均具有波动性，光伏组件只能发出电能，不能吸收电能。如果系统中只有光伏发电设备，系统运行可能会不平衡，当可再生能源的功率大于负载功率时，系统有可能会出现故障，而PCS既可吸收能量，也可发出能量，且反应速度快，在系统中起到平衡作用。因此，如背景技术中所提到的，PCS面对复杂多变的负载工况，需要具备带不平衡负载、谐波负载以及半波整流型负载的能力，这对PCS中DC/AC变换电路直流侧中点电压的平衡能力提出了较高的要求。

然而，三电平或多电平DC/AC变换电路存在着直流侧中点电位波动的问题，中点电位波动会使得DC/AC变换电路输出波形畸变、开关所受电压应力不一致，开关的寿命缩短，甚至会使PCS无法正常工作，因此，研究三电平或多电平DC/AC变换电路直流侧中点电位的平衡策略具有重要意义。

需要注意的是，本申请以NPC三电平DC/AC变换电路为例进行论述，在实际应用中，NPC的DC/AC变换电路还可以扩充至其他NPC多电平DC/AC变换电路，此处不做具体限定，可视具体情况进行选择，均在本申请的保护范围之内。

目前，业界通常采取设置平衡电路的手段来解决NPC三电平DC/AC变换电路直流侧中点电位波动的问题。图2所示的是常见附加平衡电路的两级式PCS的电路拓扑结构示意图，PCS包括DC/DC变换电路、平衡电路、分裂式电容、DC/AC变换电路以及LCL滤波器。其中，分裂式电容并联在正负直流母线之间，包括串联的正母线电容Cp和负母线电容Cn，二者的串联连接点O即为DC/AC变换电路直流侧的中点，为描述方便，本申请称其为分裂式电容中点O，另外，平衡电路设置在DC/DC变换电路以及DC/AC变换电路之间，并直接与正负直流母线并联。

具体地，图3中(a)所示的是一种平衡电路，该平衡电路直接与正负直流母线并联，包括三个器件(两个开关管T1、T2以及一个电感L1)，其成本和体积较小，应用广泛。但是该平衡电路的两个开关管T1、T2需互补高频工作，且开关管承受的电压应力较大，工作时的开关损耗也较大。与之对比，图3中(b)所示的是另一种平衡电路，该电路是由分时工作的BUCK电路和BOOST电路组成。由于BUCK电路工作时BOOST电路不工作，而BOOST电路工作时BUCK电路不工作，因此每次电路工作时，仅有一个开关管(T1或T2)高频导通，其开关损耗相对较小。然而，该附加平衡电路共需要八个器件，包括：两个开关管、两个电容、两个电感以及两个二极管，导致其成本和体积都较大，应用范围有限。

下面将结合图4至图27，对本申请提供的储能变流器及其控制方法、以及储能系统的工作原理进行示例和说明。

首先，参见图4，图4是本申请提供的一种储能变流器10的电路拓扑示意图，储能变流器10包括DC/DC变换电路11、平衡电路12、分裂式电容、三电平DC/AC变换电路13、LCL滤波器14。其中，平衡电路12包括三个接线端，即第一接线端、第二接线端以及第三接线端。

具体地，如图4中(a)所示，第一接线端与分裂式电容的中点O相连，第二接线端和第三接线端都与DC/DC变换电路11相连，或者，如图4中(b)和(c)所示，第一接线端与分裂式电容的中点O相连，第二接线端与DC/DC变换电路11相连，第三接线端与正直流母线或负直流母线相连。

与图2所示的储能变流器结构不同的是，本申请提供的储能变流器10中，平衡电路12与DC/DC变换电路11以及分裂式电容的中点O相连，而不是直接并联在正负直流母线之间。可以理解的是，图3中(a)所示的平衡电路12直接并联在正负直流母线上，当其中之一开关管(如T1)开通时，另一开关管(如T2)所承受的电压为直流母线电压，即Udc。与之相比，本申请的平衡电路12与DC/DC变换电路11以及分裂式电容的中点O相连，平衡电路12承受的电压应力减小，有助于延长平衡电路12的使用寿命，降低硬件成本。

当直流源(储能电池或光伏组件)处于放电状态下，储能变流器10的工作原理是，DC/DC变换电路11将来自直流源的低压直流电升压并耦合至直流母线上，然后电流经过直流母线和平衡电路12传输至三电平DC/AC变换电路13并转换为交流电，交流电继续经过LCL滤波器14以减少纹波电流，最后将交流电输送至电网或负载。

参见图5，图5是图4中DC/DC变换电路11的电路拓扑示意图。DC/DC变换电路11包括飞跨电容C_fly、以及依次串联的第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3以及第四开关Q4，其中，每个开关都包括一个开关管以及与之反并联的二极管，即D1、D2、D3和D4。具体地，第一开关Q1与正直流母线相连，第四开关Q4与负直流母线相连，第一开关Q1和第二开关Q2的串联连接点通过飞跨电容C_fly连接第三开关Q3和第四开关Q4的串联连接点。

上述第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3或者第四开关Q4可以是采用硅半导体材料(silicon，Si)，或者第三代宽禁带半导体材料的碳化硅(silicon carbide，SiC)，或者氮化镓(gallium nitride，GaN)，或者金刚石(diamond)，或者氧化锌(zinc oxide，ZnO)，或者其它材料制成的MOSFET、IGBT等可控开关器件。另外，需要说明的是，第一开关Q1和第二开关Q2，第三开关Q3和第四开关Q4交错工作，驱动信号相差180°。第一开关Q1和第四开关Q4，第二开关Q2和第三开关Q3互补导通，即第一开关Q1和第四开关Q4不同时导通，第二开关Q2和第三开关Q3不同时导通。飞跨电容C_fly两端电压可以基本稳定在1/2Udc。

参见图6，图6是图4中(a)对应的储能变流器10的拓扑示意图，其中，平衡电路12包括第一功率器件、第二功率器件以及滤波电感。具体地，平衡电路12中第一功率器件的一端和第二功率器件的一端相连，第一功率器件的另一端与飞跨电容C_fly的正极相连，第二功率器件的另一端与飞跨电容C_fly的负极相连，第一功率器件与第二功率器件的串联连接点与滤波电感的一端相连，滤波电感的另一端与分裂式电容的中点O相连。基于平衡电路12中两个功率器件的具体器件类型，可以包括如图6中(a)(b)(c)(d)四种实现方式。

如图6中(a)所示，平衡电路12中第一功率器件Q5与第二功率器件Q6都为全控型器件。如图6中(b)所示，平衡电路12中第一功率器件Q5为全控型器件，第二功率器件D6为二极管。如图6中(c)所示，平衡电路12中第一功率器件D5为二极管，第二功率器件Q6为全控型器件。如图6中(d)所示，平衡电路12中第一功率器件D5与第二功率器件D6都为二极管，其中，第一功率器件D5与第二功率器件D6反向串联，即第一功率器件D5的阳极与第二功率器件D6的阴极相连，或者，第一功率器件D5的阴极与第二功率器件D6的阳极相连。

下面，将以直流源处于放电工况，且第一功率器件Q5与第二功率器件Q6都为全控型器件为例，对平衡电路12的作用原理进行说明。参见图7，图7为图6中(a)对应的储能变流器10的拓扑示意图。为了方便理解，对该拓扑结构的画法做了改变，但是拓扑结构并无改变。

参见图8，图8中(a)为DC/DC变换电路11的占空比D大于0.5时，用于表示DC/DC变换电路11中四个开关和平衡电路中两个功率器件开通或关断状态的波形图，图8中(b)为图7中DC/DC变换电路11以及平衡电路12在T0-T1和T2-T3时段，相应开关状态的拓扑图。具体地，在T0-T1和T2-T3时段，第一开关Q1、第二开关Q2以及第二功率器件Q6导通，第三开关Q3、第四开关Q4以及第一功率器件Q5关断，直流源输送的直流电经过第一开关Q1以及第二开关Q2耦合至正直流母线上。此时，若直流母线处于不平衡的状态，即正母线电容Cp或负母线电容Cn电压不等于1/2Udc时，第一开关Q1以及第二功率器件Q6的导通会使得飞跨电容C_fly与正母线电容Cp之间构成电流回路，从而利用飞跨电容C_fly电压可以基本稳定在1/2Udc的特点，飞跨电容C_fly对正母线电容Cp进行充放电，进而使正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电压趋于平衡。

具体地，当正母线电容Cp电压大于飞跨电容C_fly电压时，正母线电容Cp为飞跨电容C_fly充电，在第一开关Q1、第二功率器件Q6、飞跨电容C_fly、正母线电容Cp以及滤波电感L构成的回路中，电流由第三开关Q3和第四开关Q4的连接点流向分裂式电容的中点O，即电流流进分裂式电容的中点O(与直流源处于放电状态下，直流母线上电流的流动方向相同)，正母线电容Cp电压降低，正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

同样地，当正母线电容Cp电压小于飞跨电容C_fly电压时，飞跨电容C_fly向正母线电容Cp充电，在第一开关Q1、第二功率器件Q6、飞跨电容C_fly、正母线电容Cp以及滤波电感L构成的回路中，电流由分裂式电容的中点O流向第三开关Q3和第四开关Q4的连接点，即电流流出分裂式电容的中点O(与直流源处于放电状态下，直流母线上电流的流动方向相反)，正母线电容Cp电压升高，正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

参见图9，图9中(a)为DC/DC变换电路11的占空比D大于0.5时，用于表示DC/DC变换电路11中四个开关和平衡电路中两个功率器件开通或关断状态的波形图，图9中(b)为图7中DC/DC变换电路11以及平衡电路12在T1-T2时段，相应开关状态的拓扑图。具体地，在T1-T2时段，第一开关Q1、第三开关Q3以及第二功率器件Q6导通，第二开关Q2、第四开关Q4以及第一功率器件Q5关断，直流源输送的直流电经过第三开关Q3以及第一开关Q1耦合至正直流母线上。此时，若直流母线处于不平衡的状态，即正母线电容Cp电压不等于1/2Udc时，第一开关Q1以及第二功率器件Q6的导通会使得飞跨电容C_fly与正母线电容Cp之间构成电流回路，从而利用飞跨电容C_fly电压可以稳定在1/2Udc的特点，飞跨电容C_fly对正母线电容Cp进行充放电，进而使正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

具体地，当正母线电容Cp电压大于飞跨电容C_fly电压时，正母线电容Cp向飞跨电容C_fly充电，在第一开关Q1、第二功率器件Q6、飞跨电容C_fly、正母线电容Cp以及滤波电感L构成的回路中，电流由第三开关Q3和第四开关Q4的连接点流向分裂式电容的中点O，即电流流进分裂式电容的中点O，正母线电容Cp电压降低，正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电压趋于平衡。

同样地，当正母线电容Cp电压小于飞跨电容C_fly电压时，飞跨电容C_fly向正母线电容Cp充电，在第一开关Q1、第二功率器件Q6、飞跨电容C_fly、正母线电容Cp以及滤波电感L构成的回路中，电流由分裂式电容的中点O流向第三开关Q3和第四开关Q4的连接点，即电流流出分裂式电容的中点O，使得正母线电容Cp电压升高，正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

参见图10，图10中(a)为DC/DC变换电路11的占空比D大于0.5时，用于表示DC/DC变换电路11中四个开关和平衡电路中两个功率器件开通或关断状态的波形图，图10中(b)为图7中DC/DC变换电路11以及平衡电路12在T3-T4时段，相应开关状态的拓扑图。具体地，在T3-T4时段，第二开关Q2、第四开关Q4以及第一功率器件Q5导通，第一开关Q1、第三开关Q3以及第二功率器件Q6关断，直流源输送的直流电经过第二开关Q2以及第四开关Q4耦合至负直流母线上。此时，若直流母线处于不平衡的状态，即正母线电容Cp或负母线电容Cn电压不等于1/2Udc时，第四开关Q4以及第一功率器件Q5的导通会使得飞跨电容C_fly与负母线电容Cn之间构成电流回路，从而利用飞跨电容C_fly电压可以基本稳定在1/2Udc的特点，飞跨电容C_fly对负母线电容Cn进行充放电，进而使负母线电容Cn电压与1/2Udc差值的绝对值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

具体地，当负母线电容Cn电压大于飞跨电容C_fly电压时，负母线电容Cn向飞跨电容C_fly充电，在第四开关Q4、第一功率器件Q5、飞跨电容C_fly、负母线电容Cn以及滤波电感L构成的回路中，电流由分裂式电容的中点O流向第一开关Q1和第二开关Q2的连接点，即电流流出分裂式电容的中点O，使得负母线电容Cn电压降低，正母线电容Cp电压与1/2Udc差值的绝对值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

同样地，当负母线电容Cn电压小于飞跨电容C_fly电压时，飞跨电容C_fly向负母线电容Cn充电，在第四开关Q4、第一功率器件Q5、飞跨电容Cfly、负母线电容Cn以及滤波电感L构成的回路中，电流由第一开关Q1和第二开关Q2的连接点流向分裂式电容的中点O，即电流流进分裂式电容的中点O，使得负母线电容Cn电压升高，正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

参见图11，图8中(a)为DC/DC变换电路11的占空比D小于0.5时，用于表示DC/DC变换电路11中四个开关和平衡电路中两个功率器件开通或关断状态的波形图，图11中(b)为图7中DC/DC变换电路11以及平衡电路12在T0-T1和T2-T3时段，相应开关状态的拓扑图。具体地，在T0-T1和T2-T3时段，第三开关Q3、第四开关Q4以及第一功率器件Q5导通，第一开关Q1、第二开关Q2以及第二功率器件Q6关断，直流源输送的直流电经过第二开关Q2以及第四开关Q4耦合至负直流母线上。此时，若直流母线处于不平衡的状态，即正母线电容Cp或负母线电容Cn电压不等于1/2Udc时，第四开关Q4以及第一功率器件Q5的导通会使得飞跨电容C_fly与负母线电容Cn之间构成电流回路，从而利用飞跨电容C_fly电压可以基本稳定在1/2Udc的特点，飞跨电容C_fly对负母线电容Cn进行充放电，进而使负母线电容Cn电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

具体地，当负母线电容Cn电压大于飞跨电容C_fly电压时，负母线电容Cn向飞跨电容C_fly充电，在第四开关Q4、第一功率器件Q5、飞跨电容C_fly、负母线电容Cn以及滤波电感L构成的回路中，电流由分裂式电容的中点O流向第一开关Q1和第二开关Q2的连接点，即电流流出分裂式电容的中点O，使得负母线电容Cn电压降低，正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

同样地，当负母线电容Cn电压小于飞跨电容C_fly电压时，飞跨电容C_fly向负母线电容Cn充电，在第四开关Q4、第一功率器件Q5、飞跨电容C_fly、负母线电容Cn以及滤波电感L构成的回路中，电流由第一开关Q1和第二开关Q2的连接点流向分裂式电容的中点O，即电流流进分裂式电容的中点O，使得负母线电容Cn电压升高，正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

经过以上描述可知，当平衡电路12中第一功率器件Q5和第二功率器件Q6都为全控型器件时，平衡电路12可以实时根据第一开关Q1和第四开关Q4的状态，动态地调整正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压，平衡电路12的控制能力很高，平衡电路12对分裂式电容中点O电位的调节能力很好。另外，由于平衡电路12的控制能力很高，因此正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压与飞跨电容C_fly电压的差值较小。正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压与飞跨电容C_fly电压的差值即为滤波电感L两端电压。根据电感两端电压的公式：U＝L*di/dt可知，当滤波电感L的电压U较小且流过滤波电感L的电流变换率一定的情况下，滤波电感L的数值也可以较小，因此大大降低了平衡电路12的硬件成本。

下面，将以直流源处于放电工况且第一功率器件与第二功率器件中其一为全控型器件，另一为二极管时，对平衡电路12的作用原理进行说明。参见图12，图12为图6中(b)对应的储能变流器10的拓扑示意图。为了方便理解，对该拓扑结构的画法做了改变，但是拓扑结构并无改变。在平衡电路12中，第一功率器件D5的阴极与飞跨电容C_fly的正极相连，第一功率器件D5的阳极与第二功率器件Q6的一端相连。

参见图13，图13中(a)为DC/DC变换电路11的占空比D大于0.5时，用于表示DC/DC变换电路11中四个开关和平衡电路中两个功率器件开通或关断状态的波形图，图13中(b)为图12中DC/DC变换电路11以及平衡电路12在T3-T4时段，相应开关状态的拓扑图。具体地，在T3-T4时段时，第二开关Q2、第四开关Q4以及第一功率器件D5(二极管)可以导通，直流源输送的直流电经过第二开关Q2以及第四开关Q4耦合至负直流母线上。此时，若直流母线处于不平衡的状态，即负母线电容Cn电压高于1/2Udc时，第四开关Q4以及第一功率器件D5的导通会使得飞跨电容C_fly与负母线电容Cn之间构成电流回路，从而利用飞跨电容C_fly电压可以基本稳定在1/2Udc的特点，负母线电容Cn对飞跨电容C_fly进行充电，进而使负母线电容Cn电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

具体地，当负母线电容Cn电压高于飞跨电容C_fly电压时，在飞跨电容C_fly、负母线电容Cn、滤波电感L、第一功率器件D5以及第四开关Q4构成的回路中，电流由分裂式电容中点O流向第三开关Q3以及第四开关Q4的连接点，即电流流出分裂式电容的中点O，使得负母线电容Cn电压降低，负母线电容Cn电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。然而，值得注意的是，由于二极管具有单相导电性，因此，当负母线电容Cn电压低于飞跨电容C_fly电压时，第一功率器件D5截止，飞跨电容C_fly无法向负母线电容Cn充电，平衡电路12也就无法对负母线电容Cn电压进行调节(提高)。

值得注意的是，若第一功率器件D5的阴极与阳极对调(第二功率器件Q6的开关方向也对调)且第二开关Q2、第四开关Q4也开通时，则只有在飞跨电容C_fly电压大于负母线电容Cn电压时，飞跨电容C_fly、负母线电容Cn、滤波电感L、第一功率器件D5以及第四开关Q4之间才能构成电流回路，飞跨电容C_fly向负母线电容Cn充电，负母线电容Cn电压提高，负母线电容Cn电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。而当飞跨电容C_fly电压小于负母线电容Cn电压时，第一功率器件D5截止，平衡电路12无法起到调节(降低)负母线电容Cn电压的作用。

参见图14，图14中(a)为DC/DC变换电路11的占空比D小于0.5时，用于表示DC/DC变换电路11中四个开关和平衡电路中两个功率器件开通或关断状态的波形图，图14中(b)为图12中DC/DC变换电路11以及平衡电路12在T0-T1和T2-T3时段，相应开关状态的拓扑图。具体地，在T0-T1和T2-T3时段时，第三开关Q3、第四开关Q4以及第一功率器件D5(二极管)可以导通，第一开关Q1、第二开关Q2以及第二功率器件Q6关断，直流源输送的直流电经过第三开关Q3以及第四开关Q4耦合至负直流母线上。此时，若直流母线处于不平衡的状态，即负母线电容Cn电压高于1/2Udc时，第四开关Q4以及第一功率器件D5的导通会使得飞跨电容C_fly与负母线电容Cn之间构成电流回路，从而利用飞跨电容C_fly电压可以基本稳定在1/2Udc的特点，负母线电容Cn对飞跨电容C_fly进行充电，进而使负母线电容Cn电压与1/2Udc差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

具体地，当负母线电容Cn电压高于飞跨电容C_fly电压时，在飞跨电容C_fly、负母线电容Cn、滤波电感L、第一功率器件D5以及第四开关Q4构成的回路中，电流由分裂式电容中点O流向第三开关Q3以及第四开关Q4的连接点，即电流流出分裂式电容的中点O，使得负母线电容Cn电压降低，负母线电容Cn电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。然而，值得注意的是，由于二极管具有单相导电性，因此，当负母线电容Cn电压低于飞跨电容C_fly电压时，飞跨电容C_fly无法向负母线电容Cn充电，平衡电路12也就无法对负母线电容Cn电压进行调节(提高)。

值得注意的是，若第一功率器件D5的阴极与阳极对调(第二功率器件Q6的开关方向也对调)且第三开关Q3、第四开关Q4也开通时，则只有在飞跨电容C_fly电压大于负母线电容Cn电压时，飞跨电容C_fly、负母线电容Cn、滤波电感L、第一功率器件D5以及第四开关Q4之间才能构成电流回路，飞跨电容C_fly向负母线电容Cn充电，负母线电容Cn电压提高，负母线电容Cn电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容的中点O的电位趋于平衡。而当飞跨电容C_fly电压小于负母线电容Cn电压时，第一功率器件D5截止，平衡电路12无法起到调节(降低)负母线电容Cn电压的作用。

当DC/DC变换电路11的占空比D大于0.5，且处于T0-T1以及T2-T3时段时，第一开关Q1、第二开关Q2以及平衡电路12中第二功率器件Q6同时导通，直流源输送的直流电经过第一开关Q1以及第二开关Q2耦合至正直流母线上。该情况下平衡电的作用原理与图8所示的平衡电路12的作用原理相同，在此不做赘述。当DC/DC变换电路11的占空比D大于0.5，且处于T1-T2时段时，第一开关Q1、第三开关Q3以及平衡电路12中第二功率器件Q6同时导通，直流源输送的直流电经过第三开关Q3以及第一开关Q1耦合至正直流母线上。该情况下平衡电路12的作用原理与图9所示的平衡电路12的作用原理相同，在此不做赘述。

除此之外，当平衡电路12中第一功率器件Q5为全控型器件，第二功率器件D6为二极管时，平衡电路12的作用原理与上述平衡电路12中第一功率器件D5为二极管，第二功率器件D6为全控型器件时对应的平衡电路12作用原理相似，在此不做赘述。

经过以上描述可知，当第一功率器件和第二功率器件其一为全控型器件，另一为二极管时，平衡电路12只有在其中全控型器件对应的功率器件导通时，才可以根据第一开关Q1或第四开关Q4的状态，灵活地调整正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压(既可升高也可降低正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压)。对于另一个为二极管的功率器件而言，其只能单向地调整正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压提高或降低(只能升高或只能降低正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压)。至于是提高还是降低正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压，主要与功率器件(二极管)的阴极以及阳极的连接状态有关。因此，当第一功率器件Q5和第二功率器件中其一为全控型器件，另一为二极管时，平衡电路12的控制能力较好，同时减少了全控型器件的使用数量，成本降低。在该情况下，正母线电容Cp电压和负母线电容Cn电压与飞跨电容C_fly电压的差值也较小，滤波电感L的数值也可以较小，因此大大降低了平衡电路12的硬件成本。

下面，将以储能电池处于放电工况且第一功率器件和第二功率器件都为二极管时，对平衡电路12的作用原理进行说明。为了方便理解，参见图15，图15为图6中(d)对应的储能变流器10的拓扑示意图。为了方便理解，对该拓扑结构的画法做了改变，但是拓扑结构并无改变。在平衡电路12中，第一功率器件D5与第二功率器件D6反向串联，具体地，第一功率器件D5的阴极与飞跨电容C_fly的正极相连，第二功率器件D6的阳极与飞跨电容C_fly的负极相连，第一功率器件D5的阳极与第二功率器件D6的阴极相连。

参见图16，图16中(a)为DC/DC变换电路11的占空比D小于0.5时，用于表示DC/DC变换电路11中四个开关和平衡电路中两个功率器件开通或关断状态的波形图，图16中(b)为DC/DC变换电路11以及平衡电路12在T1-T2时段，相应开关状态的拓扑图。具体地，在T1-T2时段时，第一开关Q1、第三开关Q3以及第二功率器件D6可以同时导通，直流源输送的直流电经过第一开关Q1以及第三开关Q3耦合至正直流母线上。此时，若直流母线处于不平衡的状态，即正母线电容Cp电压高于1/2Udc时，第一开关Q1以及第二功率器件D6的导通会使得飞跨电容C_fly与正母线电容Cp之间构成电流回路，从而利用飞跨电容C_fly电压可以基本稳定在1/2Udc的特点，正母线电容Cp对飞跨电容C_fly进行充电，进而使正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

具体地，当正母线电容Cp电压高于飞跨电容C_fly电压时，在飞跨电容C_fly、正母线电容Cp、滤波电感L、第二功率器件D6以及第一开关Q1构成的回路中，电流由第三开关Q3以及第四开关Q4的连接点流向分裂式电容中点O，即电流流入分裂式电容中点O，使得正母线电容Cp电压降低，正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。然而，值得注意的是，由于二极管具有单相导电性，因此，当正母线电容Cp电压低于飞跨电容C_fly电压时，第二功率器件D6截止，飞跨电容C_fly无法向正母线电容Cp充电，该平衡电路12也就无法对正母线电容Cp电压进行调节(提高)。

值得注意的是，若第二功率器件D6的阴极与阳极对调(第一功率器件D5的开关方向也对调)且第一开关Q1、第三开关Q3也开通时，则只有在飞跨电容C_fly电压大于负母线电容Cn电压时，飞跨电容C_fly、负母线电容Cn、滤波电感L、第二功率器件D6以及第一开关Q1之间才能构成电流回路，飞跨电容C_fly向负母线电容Cn充电，正母线电容Cp电压提高，正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。而当飞跨电容C_fly电压小于负母线电容Cn电压时，第二功率器件D6截止，平衡电路12无法起到调节(降低)正母线电容Cp电压的作用。

参见图17，图17中(a)为DC/DC变换电路11的占空比D小于0.5时，用于表示DC/DC变换电路11中四个开关和平衡电路中两个功率器件开通或关断状态的波形图，图17中(b)为DC/DC变换电路11以及平衡电路12在T0-T1和T2-T3时段，相应开关状态的拓扑图。具体地，在T0-T1和T2-T3时段时，第一开关Q1、第二开关Q2以及第二功率器件D6可以导通，直流源输送的直流电经过第一开关Q1以及第二开关Q2耦合至正直流母线上。此时，若直流母线处于不平衡的状态，即平衡桥臂上的正母线电容Cp电压高于1/2Udc，第一开关Q1以及第二功率器件D6的导通会使得飞跨电容C_fly与正母线电容Cp之间构成电流回路，从而利用飞跨电容C_fly电压可以基本稳定在1/2Udc的特点，正母线电容Cp对飞跨电容C_fly进行充电，进而使正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

具体地，当正母线电容Cp电压高于飞跨电容C_fly电压时，在飞跨电容C_fly、正母线电容Cp、滤波电感L、第二功率器件D6以及第一开关Q1构成的回路中，电流由第三开关Q3以及第四开关Q4的连接点流向分裂式电容中点O，即电流流入分裂式电容的中点O，使得正母线电容Cp电压降低，正母线电容Cp与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。然而，值得注意的是，由于二极管具有单相导电性，因此，当正母线电容Cp电压低于飞跨电容C_fly电压时，第二功率器件D6截止，飞跨电容C_fly无法向正母线电容Cp充电，该平衡电路12也就无法对正母线电容Cp电压进行调节(提高)。

值得注意的是，若第二功率器件D6的阴极与阳极对调(第一功率器件D5的开关方向也对调)且第一开关Q1、第三开关Q3也开通时，则只有在飞跨电容C_fly电压大于负母线电容Cn电压时，飞跨电容C_fly、负母线电容Cn、滤波电感L、第二功率器件D6以及第一开关Q1之间才能构成电流回路，飞跨电容C_fly向负母线电容Cn充电，正母线电容Cp电压提高，正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。而当飞跨电容C_fly电压小于负母线电容Cn电压时，第二功率器件D6截止，平衡电路12无法起到调节(降低)正母线电容Cp电压的作用。

当DC/DC变换电路11的占空比D大于0.5，且处于T3-T4时段时，第二开关Q2、第四开关Q4以及第一功率器件D5导通，直流源输送的直流电经过第二开关Q2以及第四开关Q4耦合至负直流母线上。该情况下平衡电的作用原理与图13所示的平衡电路12的作用原理相同，在此不做赘述。当DC/DC变换电路11的占空比D小于0.5，且处于T0-T1和T2-T3时段时，第三开关Q3、第四开关Q4以及第一功率器件D5导通，直流源输送的直流电经过第三开关Q3以及第四开关Q4耦合至负直流母线上。该情况下平衡电路12的作用原理与图14所示的平衡电路12的作用原理相同，在此不做赘述。

经过以上描述可知，当平衡电路12中第一功率器件D5和第二功率器件D6都为二极管时，在DC/DC变换电路11的不同开关状态下，平衡电路12仅能在正母线电容Cp电压和负母线电容Cn电压大于或小于飞跨电容C_fly电压时单向地调整正母线电容Cp电压和负母线电容Cn电压，以使正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电降低或升高。其中，平衡电路12中第一功率器件D5和第二功率器件D6的阴极和阳极的连接方式是影响正母线电容Cp与飞跨电容C_fly之间是否能形成电流回路的主要原因。因此，当平衡电路12中第一功率器件D5和第二功率器件D6都为二极管时，平衡电路12的控制能力一般，但经济性较好。

参见图18，图18是图4中(b)以及(c)对应的储能变流器10的拓扑示意图，其中，平衡电路12包括第一功率器件、第二功率器件以及滤波电感L，第一功率器件与第二功率器件其中之一为全控型器件，另一为二极管。具体地，第一功率器件的一端、第二功率器件的一端、滤波电感L的一端连接于一点，为二极管的功率器件的另一端为图4中(b)和(c)的第三接线端，与所述正直流母线或所述负直流母线相连，为全控型器件的所述功率器件的另一端为图4中(b)和(c)的第一接线端或第二接线端，与分裂式电容的中点O或DC/DC变换电路11(飞跨电容C_fly的正极或负极)相连。

当储能电池处于放电工况，平衡电路12中第一功率器件D5为二极管，第二功率器件Q6为全控型器件，且DC/DC变换电路11的占空比D大于0.5，处于T0-T1和T2-T3时段时，如图19中(a)或(c)所示，第一开关Q1、第二开关Q2以及第二功率器件Q6导通，直流源输送的直流电经过第一开关Q1以及第二开关Q2耦合至正直流母线上。由于第二功率器件Q6为全控型器件，因此，在第一开关Q1、正母线电容Cp、第二功率器件Q6、滤波电感L以及飞跨电容C_fly构成的电流回路中，电流的流动方向不受限制。示例地，当正母线电容Cp电压高于1/2Udc时，在飞跨电容C_fly、正母线电容Cp、滤波电感L、第二功率器件Q6以及第一开关Q1构成的回路中，电流由分裂式电容中点O流向第一开关Q1以及第二开关Q2的连接点，即电流流入分裂式电容的中点O，使得正母线电容Cp电压降低，正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点的O电位趋于平衡。同样地，当正母线电容Cp电压低于飞跨电容C_fly电压时，在飞跨电容C_fly、正母线电容Cp、滤波电感L、第二功率器件Q6以及第一开关Q1构成的回路中，电流由第一开关Q1以及第二开关Q2的连接点流向分裂式电容的中点O，即电流流出分裂式电容的中点O，使得正母线电容Cp电压升高，正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

如图20中(a)或(c)所示，当DC/DC变换电路11的占空比D大于0.5，且处于T1-T2时段时，第一开关Q1、第三开关Q3以及第二功率器件Q6导通，直流源输送的直流电经过第一开关Q1以及第三开关Q3耦合至正直流母线上，第一开关Q1、正母线电容Cp、第二功率器件Q6、滤波电感L以及飞跨电容C_fly构成电流回路，当正母线电容Cp电压高于飞跨电容C_fly电压时，正母线电容Cp向飞跨电容C_fly充电，电流流入分裂式电容的中点O，正母线电容Cp电压下降，直流侧母线电压趋于平衡，当正母线电容Cp电压低于飞跨电容C_fly电压时，飞跨电容C_fly向正母线电容Cp充电，电流流出分裂式电容的中点O，正母线电容Cp电压上升，直流侧母线电压趋于平衡。

当DC/DC变换电路11的占空比D大于0.5，且处于T3-T4时段时，第二功率器件Q6不导通，第二开关Q2和第四开关Q4导通，由于滤波电感L的存在，平衡电路12中的电流不能突变，第一功率器件D5起到续流作用。同理，当DC/DC变换电路11的占空比D小于0.5，且处于T0-T1和T2-T3时段时，第二功率器件Q6不导通，第三开关Q3和第四开关Q4导通，第一功率器件D5同样起到续流作用。

当储能电池处于放电工况，平衡电路12中第一功率器件Q5为全控型器件，第二功率器件D6为二极管，且DC/DC变换电路11的占空比D大于0.5，处于T3-T4时段时，如图19中(b)和(d)所示，第二开关Q2、第四开关Q4以及第一功率器件Q5同时导通，直流源输送的直流电经过第二开关Q2以及第四开关Q4耦合至负直流母线上。由于第一功率器件Q5为全控型器件，因此，在第四开关Q4、负母线电容Cn、第一功率器件Q5、滤波电感L以及飞跨电容C_fly构成的电流回路中，电流的流动方向不受限制。示例地，当负母线电容Cn电压高于1/2Udc，且负母线电容Cn电压与1/2Udc的差值大于第一预设值时，在飞跨电容C_fly、负母线电容Cn、滤波电感L、第一功率器件Q5以及第四开关Q4构成的回路中，电流由分裂式电容中点O流向DC/DC变换电路11中第三开关Q3以及第四开关Q4的连接点，即电流流出分裂式电容的中点O，使得负母线电容Cn电压降低，负母线电容Cn电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。同样地，当负母线电容Cn电压低于飞跨电容C_fly电压时，在飞跨电容C_fly、负母线电容Cn、滤波电感L、第一功率器件Q5以及第四开关Q4构成的回路中，电流由第一开关Q1以及第二开关Q2的连接点流向分裂式电容的中点O，即电流流入分裂式电容的中点O，使得负母线电容Cn电压升高，负母线电容Cn电压与1/2Udc的差值减小，分裂式电容中点O的电位趋于平衡。

如图20中(b)或(d)所示，当DC/DC变换电路11的占空比D小于0.5，且处于T0-T1和T2-T3时段时，第三开关Q3、第四开关Q4以及第一功率器件Q5同时导通，直流源输送的直流电经过第三开关Q3以及第四开关Q4耦合至负直流母线上，第四开关Q4、负母线电容Cn、第一功率器件Q5、滤波电感L以及飞跨电容C_fly构成电流回路，当负母线电容Cn电压高于飞跨电容C_fly电压时，负母线电容Cn向飞跨电容C_fly充电，电流流出分裂式电容的中点O，负母线电容Cn电压下降，分裂式电容中点的O电位趋于平衡，当负母线电容Cn电压低于飞跨电容C_fly电压时，飞跨电容C_fly向正母线电容Cp充电，电流流入分裂式电容的中点O，正母线电容Cp电压上升，直流侧母线电压趋于平衡。

当DC/DC变换电路11的占空比D大于0.5，且处于T0-T1和T2-T3时段时，第一功率器件Q5不导通，第一开关Q1和第二开关Q2导通，由于滤波电感L的存在，平衡电路12中的电流不能突变，第二功率器件D6起到续流作用。同理，当DC/DC变换电路11的占空比D大于0.5，且处于T1-T2时段时，第一功率器件Q5不导通，第一开关Q1和第三开关Q3导通，第二功率器件D6同样起到续流作用。

经过以上描述可知，对于如图18所示的储能变流器10，平衡电路12中对应二极管的功率器件起到续流的作用，对应全控型器件的功率器件通过与DC/DC变换电路11的部分开关(第一开关Q1或第四开关Q4)保持相同的开启或关闭状态，实现了飞跨电容C_fly与正母线电容Cp或负母线电容Cn之间的电流导通，进而可以通过飞跨电容C_fly对正母线电容Cp或负母线电容Cn的充放电而稳定正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压。总而言之，该平衡电路12的控制能力较好，且经济性较好。

进一步地，为了降低平衡电路12的损耗，可以在平衡电路12与分裂式电容中点O之间设置选通开关(图中未示出)，选通开关包括如图21所示的机械开关、主动半导体器件、被动半导体器件及其组合。具体地，当正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压与1/2Udc不同时，选通开关闭合，平衡电路12与DC/DC变换电路11相互配合，以稳定正母线电容Cp电压和/或负母线电容Cn电压。当正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压与1/2Udc相同时，选通开关断开，平衡电路12不工作，平衡电路12的损耗减小，使用寿命延长。

需要说明的是，本申请提供的DC/AC变换电路拓扑，包括如图22中(a)所示的I型三电平拓扑、如图22中(b)所示的有源NPC三电平拓扑(ANPC)以及如图22中(c)所示的T型三电平拓扑等，本申请对此不做限定。另外，如上所述，本申请提供的三电平DC/AC变换电路拓扑仅是为了描述方便，在实际应用中，三电平DC/AC变换电路拓扑还可以扩充至其他多电平DC/AC变换电路拓扑，此处不做具体限定，可视具体情况进行选择，均在本申请的保护范围之内。

在一些可能的实施方式中，如图23所示，两级式储能变流器10中包括N个DC/DC变换电路以及M个DC/AC变换电路，其中，N和M都大于1。当直流源处于放电工况，DC/DC变换电路的直流输入侧与直流源相连，每个DC/DC变换电路的直流输出侧与直流母线相连，每个DC/AC变换电路的直流输入侧与直流母线相连，每个DC/AC变换电路的交流输出侧与交流母线相连。其中，DC/DC变换电路11拓扑如图5所示，DC/AC变换电路13拓扑如图22中任一项所示。也就是说，该种储能变流器10中功率变换电路的拓扑与本申请前述实施例相同，区别仅在于DC/DC变换电路与DC/AC变换电路的数目更多了。因此，其同样面临着分裂式电容中点O电位波动的问题。

针对该问题，可以在N个DC/DC变换电路以及M个DC/AC变换电路之间设置X个本申请提供的如图6和/或如图18所示的平衡电路12，其中1≤X≤M。示例地，如图24所示，在DC/DC变换电路#1和DC/AC变换电路#1之间设置任一个如图6所示的平衡电路12#1，平衡电路12#1包括三个接线端，其中两个接线端与DC/DC变换电路#1相连，一个接线端与DC/AC变换电路#1直流侧分裂式电容的中点O相连。当正母线电容Cp1电压或负母线电容Cn1电压与1/2Udc差值的绝对值大于第一预设值时，平衡电路12#1中功率器件通过与DC/DC变换电路#1中开关相互配合，使得DC/DC变换电路#1的飞跨电容C_fly与分裂式电容的正母线电容Cp1或负母线电容Cn1形成电流回路，以平衡分裂式电容中点O1的电位。为了减少平衡电路12的使用数量，减少硬件成本，可以通过导线，将DC/AC变换电路#1分裂式电容的中点O与其他M-1个分裂式电容的中点O相连，以平衡其他M-1个分裂式电容中点O的电位。同理地，在DC/DC变换电路#1和DC/AC变换电路#1之间也可以设置任一个如图18所示的平衡电路12#1，平衡电路12#1引出三个接线端，其中一个接线端与DC/DC变换电路#1相连，一个接线端分裂式电容的中点O相连，一个接线端与正直流母线或负直流母线相连。该平衡电路12的作用原理在此不做赘述。为了更好地平衡该储能变流器10中各个DC/AC变换电路直流侧分裂式电容中点O的电位，可以设置更多平衡电路12，本申请对平衡电路12的使用数量不做限制。一个平衡电路12对应一个DC/DC变换电路以及一个DC/AC变换电路，系统中各分裂式电容的中点O相互连接。

另外，需要说明的是，在上述所有实施方式中，若平衡电路12中第一功率器件和第二功率器件不全为二极管，储能变流器10还包括控制器101。如图25所示，控制器101与DC/DC变换电路11电连接，可选的，控制器101还可以与DC/DC变换电路11无线连接，具体可以根据实际应用场景而定，本申请对此不做限制。

示例地，当第一功率器件Q5和第二功率器件Q6都为全控型器件时，控制器101用于控制第一功率器件Q5与第四开关Q4的导通和关断状态相同，第二功率器件Q6与第一开关Q1的导通和关断状态相同，以使第四开关Q4、第一功率器件Q5、飞跨电容C_fly以及负母线电容Cn构成电流回路，从而降低负母线电容Cn电压与1/2Udc的差值，或者，以使第一开关Q1、第二功率器件Q6、飞跨电容C_fly以及正母线电容Cp之间构成电流回路，从而降低正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值。

示例地，当第一功率器件Q5为全控型器件，第二功率器件D6为二极管时，控制器101用于控制第一功率器件Q5与第四开关Q4的导通和关断状态相同，以使第四开关Q4、第一功率器件Q5、飞跨电容C_fly以及负母线电容Cn构成电流回路，从而降低负母线电容Cn电压与1/2Udc的差值。

示例地，当第一功率器件D5为二极管，第二功率器件Q6为全控型器件时，控制器101用于控制，第二功率器件Q6与第一开关Q1的导通和关断状态相同，以使第一开关Q1、第二功率器件Q6、飞跨电容C_fly以及正母线电容Cp之间构成电流回路，从而降低正母线电容Cp电压与1/2Udc的差值。

同时，需要说明的是，在上述所有实施方式中，若平衡电路12与分裂式电容的中点O之间存在开关，储能变流器10还包括控制器101。当正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压与1/2Udc相同，控制器101控制所述开关断开，以降低平衡电路12的损耗，当正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压与1/2Udc不同，控制器101控制所述开关闭合，以使分裂式电容的中点O的电位平衡。

总而言之，本申请提出的实施方式可在DC/DC变换电路11的不同开关状态下，使平衡电路12中功率器件与DC/DC变换电路11中部分开关保持相同的导通或关断状态，以使DC/DC变换电路11中飞跨电容C_fly与正母线电容Cp或负母线电容Cn之间形成电流回路，并利用飞跨电容C_fly电压可以基本稳定在1/2Udc的特点，动态地调节正母线电容Cp电压或负母线电容Cn电压，实现了分裂式电容中点O电位的平衡。

本申请实施例还提供了一种平衡电路的控制方法，该方法包括：控制平衡电路中第一功率器件和第二功率器件与DC/DC变换电路中第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关的导通和关断状态相同，以使DC/DC变换电路中飞跨电容与正母线电容或负母线电容之间形成电流回路，正母线电容电压或负母线电容电压与1/2Udc之间的差值降低。

参见图26，图26所示的是一种平衡电路的控制方法示意图，该控制方法包括：

S201：检测第一开关与第四开关的状态；

S202：控制第二功率器件与第一开关的导通或关断状态相同；

S203：控制第二功率器件与第一开关的导通或关断状态相同。

当平衡电路与正母线电容和负母线电容的连接点之间设置有开关时，参见图27，图27所示的是一种平衡电路的控制方法示意图，该控制方法还包括：

S301：判断正母线电容电压或负母线电容电压与1/2Udc是否相等；

S302：若正母线电容电压或负母线电容电压与1/2Udc相等，控制上述开关断开，以降低平衡电路损耗；

S303：若正母线电容电压或负母线电容电压与1/2Udc相等，控制上述开关闭合，以降低母线电容电压或负母线电容电压与1/2Udc的差值。

本申请通过拓扑优化实现了储能变流器10在并网和离网条件下带谐波负载、不平衡负载和半波整流型负载的能力，拓展了应用场景。而且，相比图3中(b)所示的平衡电路，本申请提供的平衡电路12结构简单、所需器件较少，功率器件承受的电压应力也较小，可靠性较强，同时，平衡电路12中滤波电感也较小，大大降低了物料成本，提高了经济性。

以上的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的技术方案的基础之上，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包括在本发明的保护范围之内。

Claims (18)

1.一种储能变流器，其特征在于，所述储能变流器包括：直流/直流DC/DC变换电路、平衡电路、分裂式电容以及直流/交流DC/AC变换电路；

其中，所述DC/DC变换电路包括飞跨电容、以及依次串联的第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关，所述第一开关与正直流母线相连，所述第四开关与负直流母线相连，所述第一开关和所述第二开关的串联连接点通过所述飞跨电容连接所述第三开关和所述第四开关的串联连接点；

所述分裂式电容包括串联的正母线电容和负母线电容，所述正母线电容与所述分裂式电容的中点以及所述正直流母线相连，所述负母线电容与所述分裂式电容的中点以及所述负直流母线相连；

所述正直流母线、所述负直流母线、所述分裂式电容的中点与所述DC/AC变换电路相连；

所述平衡电路与所述DC/DC变换电路以及所述分裂式电容的中点相连，所述平衡电路用于使所述飞跨电容与所述正母线电容之间，或者，用于使所述飞跨电容与所述负母线电容之间形成电流回路，以降低所述正母线电容电压或所述负母线电容电压与二分之一的直流母线电压之间的差值。

2.如权利要求1所述的储能变流器，其特征在于，所述平衡电路包括三个接线端，其中，第一接线端与所述分裂式电容的中点相连，第二接线端与所述飞跨电容的正极相连，第三接线端与所述飞跨电容的负极相连。

3.如权利要求2所述的储能变流器，其特征在于，所述平衡电路包括第一功率器件、第二功率器件以及滤波电感，所述第一功率器件的一端和所述第二功率器件的一端相连；所述第一功率器件的另一端为所述第二接线端，与所述飞跨电容的正极相连；所述第二功率器件的另一端为所述第三接线端，与所述飞跨电容的负极相连；所述第一功率器件与所述第二功率器件的串联连接点与所述滤波电感的一端相连；所述滤波电感的另一端为所述第一接线端，与所述分裂式电容的中点相连。

4.如权利要求1所述的储能变流器，其特征在于，所述平衡电路包括三个接线端，其中，第一接线端与所述分裂式电容的中点相连，第二接线端与所述飞跨电容的正极或所述飞跨电容的负极相连，第三接线端与所述正直流母线或所述负直流母线相连。

5.如权利要求4所述的储能变流器，其特征在于，所述平衡电路包括第一功率器件、第二功率器件以及滤波电感，所述第一功率器件的一端、所述第二功率器件的一端、所述滤波电感的一端连接于一点。

6.如权利要求5所述的储能变流器，其特征在于，所述第一功率器件为全控型器件，所述第二功率器件为二极管，所述第一功率器件的另一端为所述第二接线端，与所述飞跨电容的正极相连，所述第二功率器件的另一端为所述第三接线端，与所述负直流母线相连；所述缓冲电感的另一端为所述第一接线端，与所述分裂式电容的中点相连，或者；

所述第一功率器件的另一端为所述第一接线端，与所述分裂式电容的中点相连，所述第二功率器件的另一端为所述第三接线端，与所述正直流母线相连，所述缓冲电感的另一端为所述第二接线端，与所述飞跨电容的正极相连。

7.如权利要求5所述的储能变流器，其特征在于，所述第一功率器件为二极管，所述第二功率器件为全控型器件，所述第一功率器件的另一端为所述第三接线端，与所述负直流母线相连，所述第二功率器件的另一端为所述第一接线端，与所述分裂式电容的中点相连；所述缓冲电感的另一端为所述第二接线端，与所述飞跨电容的负极相连，或者；

所述第一功率器件的另一端为所述第三接线端，与所述正直流母线相连，所述第二功率器件的另一端为所述第二接线端，与所述飞跨电容的负极相连，所述缓冲电感的另一端为所述第一接线端，与所述分裂式电容的中点相连。

8.如权利要求3所述的储能变流器，其特征在于，所述第一功率器件与所述第二功率器件都为二极管，所述第一功率器件与所述第二功率器件反向串联，以使所述第一开关、所述飞跨电容、所述第二功率器件、所述正母线电容之间形成电流回路，所述正母线电容电压与二分之一的直流母线电压之间的差值降低，或；

以使所述第四开关、所述飞跨电容、所述第一功率器件、所述负母线电容之间形成电流回路，所述负母线电容电压与二分之一的直流母线电压之间的差值降低。

9.如权利要求3所述的储能变流器，其特征在于，所述第一功率器件与所述第二功率器件均为全控型器件，所述储能变流器还包括控制器，所述控制器用于控制所述第一功率器件与所述第四开关均导通，以使所述第四开关、所述飞跨电容、所述第一功率器件、所述负母线电容之间形成电流回路，所述负母线电容电压与二分之一的直流母线电压之间的差值降低。

10.如权利要求3所述的储能变流器，其特征在于，所述第一功率器件与所述第二功率器件均为全控型器件，所述储能变流器还包括控制器，所述控制器用于控制所述第二功率器件与所述第一开关均导通，以使所述第一开关、所述飞跨电容、所述第二功率器件、所述正母线电容之间形成电流回路，所述正母线电容电压与二分之一的直流母线电压之间的差值降低。

11.如权利要求3或6所述的储能变流器，其特征在于，所述平衡电路中所述第一功率器件为全控型器件，所述第二功率器件为二极管，所述储能变流器还包括控制器，所述控制器用于控制所述第一功率器件与所述第四开关均导通，以使所述第四开关、所述飞跨电容、所述第一功率器件、所述负母线电容之间形成电流回路，所述负母线电容电压与二分之一的直流母线电压之间的差值降低。

12.如权利要求3或7所述的储能变流器，其特征在于，所述平衡电路中所述第一功率器件为二极管，所述第二功率器件为全控型器件，所述储能变流器还包括控制器，所述控制器用于控制所述第二功率器件与所述第一开关均导通，以使所述第一开关、所述飞跨电容、所述第二功率器件、所述正母线电容之间形成电流回路，所述正母线电容电压与二分之一的直流母线电压之间的差值降低。

13.如权利要求1-12任一项所述的储能变流器，其特征在于，所述储能变流器还包括控制器和开关，所述开关设置在所述平衡电路与所述分裂式电容的中点之间；

所述控制器用于响应于所述正母线电容电压或所述负母线电容电压与二分之一的直流母线电压相等，控制所述开关断开；或

所述控制器用于响应于所述正母线电容电压或所述负母线电容电压与二分之一的直流母线电压不相等，控制所述开关闭合。

14.一种储能系统，其特征在于，所述储能系统包括权利要求1-13任一项所述的储能变流器以及储能电池；

所述储能电池与所述储能变流器中所述DC/DC变换电路相连，所述储能变流器用于实现交流电与直流电的双向转换，将来自所述储能电池或光伏组件的直流电转变为交流电并将交流电输送至电网或负载，或者，将来自电网的交流电转变为直流电，为所述储能电池充电。

15.一种平衡电路的控制方法，其特征在于，所述方法包括：

控制平衡电路中第一功率器件和第二功率器件与DC/DC变换电路中第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关的导通和关断，以使DC/DC变换电路中飞跨电容与正母线电容或负母线电容之间形成电流回路，正母线电容电压或负母线电容电压与二分之一的母线电压之间的差值降低。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述方法包括：

控制所述第一功率器件与所述第四开关均导通，以使所述第四开关、所述飞跨电容、所述第一功率器件、所述负母线电容之间形成电流回路，所述负母线电容电压与二分之一的直流母线电压之间的差值降低。

17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述方法包括：

控制所述第二功率器件与所述第一开关均导通，以使所述第一开关、所述飞跨电容、所述第二功率器件、所述正母线电容之间形成电流回路，所述正母线电容电压与二分之一的直流母线电压之间的差值降低。

18.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述平衡电路与所述正母线电容和所述负母线电容的连接点之间设置有开关，所述方法包括：

响应于所述正母线电容电压或负母线电容电压与二分之一的直流母线电压不相等，控制所述开关闭合；或

响应于所述正母线电容电压或负母线电容电压与二分之一的直流母线电压相等，控制所述开关断开。

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