CN115833170A - 一种背靠背柔性直流系统连续高频谐振抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种背靠背柔性直流系统连续高频谐振抑制方法，其包括：获取背靠背柔性直流系统中简化的高频段主电路和控制电路模型；利用高阶Pade近似方法建立延时等效环节，形成集总链路延时等效模型；获得考虑多控制环节的背靠背柔性直流系统高频阻抗；获得背靠背柔性直流系统发生连续高频谐振的主导影响因素；获得电压前馈环节附加非线性低通滤波器的控制策略；获得电流内环控制器参数自适应优化策略；综合电压前馈环节附加非线性低通滤波器与电流内环控制器参数自适应调节策略，抑制背靠背柔性直流系统中的连续高频谐振。本发明对背靠背柔性直流输电系统中连续高频谐振的抑制效果显著。

Description

一种背靠背柔性直流系统连续高频谐振抑制方法

技术领域

本发明涉及谐振抑制技术领域，特别是一种背靠背柔性直流系统连续高频谐振抑制方法。

背景技术

基于模块化多电平换流器的柔性高压直流输电(Modular Multilevel ConverterBased High Voltage Direct Current,MMC-HVDC)系统在交流电网异步互联、分布式新能源并网、城市负荷中心及孤岛供电等领域得到了广泛应用。随着柔性直流输电技术快速发展，MMC-HVDC系统的谐振问题日益突出，国内外已发生多起不同类型的谐振事故，导致换流站闭锁甚至输电系统停运，造成严重经济损失。

近年来，谐振问题还逐渐呈现出高频化的趋势，如德国北海风电场经柔性直流送出时，发生了250～350Hz的中频谐振。鲁西直流工程受端MMC换流站接入弱交流电网时，发生1200Hz左右的高频谐振，造成系统停运。INELFE法国-西班牙电网互联工程出现1600Hz高频谐振。高频谐振可能激发交流系统产生幅值较大的谐波，导致交流电压和交流电流严重畸变，导致系统面临闭锁停运风险。因此，研究MMC-HVDC系统高频谐振机理以及抑制方法对提高工程安全性、稳定性具有重要意义。

目前针对MMC-HVDC系统高频谐振的研究主要基于特征值分析法和频域阻抗分析法两个角度进行。其中特征值分析法通过分析系统系数矩阵的特征值和特征向量判断系统的稳定性，需要建立考虑延时环节特性的详细状态空间模型，难以应用于结构复杂的MMC-HVDC系统。为了克服特征值分析法的局限，提出了频域阻抗分析方法。然而，解析阻抗模型涉及大量复杂的矩阵运算，难以满足工程应用要求，因此，目前缺乏考虑延时环节特性的MMC-HVDC系统的简化阻抗模型。

另一方面，对于MMC-HVDC系统的高频谐振抑制，相关研究一般从优化控制器参数、优化控制器结构、附加阻尼控制等方面展开。虽然均能够有效抑制高频谐振，但可能会恶化其余频段MMC阻抗特性。2018年12月，渝鄂工程南通道施州换流站在进行空载加压试验(OLT试验)时，湖北侧出现了约1.8kHz的高频谐振，随后通过在电压前馈环节加入截止频率为400Hz的低通滤波器成功实现谐振抑制。然而，在渝侧进行OLT试验，系统又分别出现了660Hz和700Hz左右的高频谐振，此时上述高频谐振抑制策略失效，最终导致换流站闭锁跳闸。因此，现有高频谐振抑制方案并未响应实际工程的需求，投入后的抑制效果可能不明显或失效，甚至还可能引起额外频率的谐振。

因此，改善柔直MMC-HVDC系统高频段阻抗特性，提出满足实际工程需求的高频谐振抑制方案，成为目前背靠背柔性直流系统高频谐振亟待解决的问题。

发明内容

针对考虑延时环节特性的详细状态空间模型难以应用于结构复杂的MMC-HVDC系统，现有抑制方案投入后效果不明显甚至引起额外频率谐振等问题，本发明提供一种背靠背柔性直流系统连续高频谐振抑制方法，可改善柔直MMC-HVDC系统全频段阻抗特性。

本发明公开了一种背靠背柔性直流系统连续高频谐振抑制方法，包括以下步骤：

步骤1：在不考虑链路延时工况下，获取所述背靠背柔性直流系统中简化的高频段主电路和控制电路模型；

步骤2：单独考虑延时，利用高阶Pade近似方法建立延时等效环节，形成集总链路延时等效模型；

步骤3：结合步骤1简化的高频段主电路和控制电路模型与步骤2的延时等效环节，通过计算功率外环和电流内环的频域表达式，获得考虑多控制环节的背靠背柔性直流系统高频阻抗；

步骤4：对背靠背柔性直流系统高频阻抗模型与交流电网阻抗进行解耦处理，并利用奈奎斯特稳定性判据获得背靠背柔性直流系统发生连续高频谐振的主导影响因素；

步骤5：基于主导影响因素，获得电压前馈环节附加非线性低通滤波器的控制策略；

步骤6：基于主导因素，获得电流内环控制器参数自适应优化策略；

步骤7：综合电压前馈环节附加非线性低通滤波器与电流内环控制器参数自适应调节策略，抑制背靠背柔性直流系统中的连续高频谐振。

进一步地，所述简化的高频主电路和控制电路模型可仅考虑单侧MMC换流站结构，可忽略MMC中子模块电容电压波动和相间环流的影响及频率耦合效应，平均化处理后得到简化后高频主电路的模型为：

其中，u_abc和i_ac分别为MMC换流器交流端口电压和电流，R_eq和L_eq分别为MMC换流器的桥臂电阻和电感，U_gac为交流电网电压；

简化后高频控制电路模型：忽略锁相环动态引起的附加扰动，仅考虑锁相环控制本身、功率外环及电流内环的多环控制模型。

进一步地，所述集总链路延时等效模型采用高阶Pade近似，以减小一阶惯性环节存在的误差，其具体表达式为：

式中，G_Td为等效延时环节，e^-τs为延时环节频域表达式，τ为延时，l和k分别为Pade近似中分子和分母多项式的阶数，为方便计算取l＝k，其中,分子和分母的多项式系数由下式求得：

除l和k外，j为精度系数与近似阶数保持一致。

进一步地，汇总考虑延时环节的高频段主电路和控制电路模型，建立背靠背柔性直流系统高频阻抗模型，包括：

首先，计算功率外环和电流内环的频域表达式为：

其中，△P和△i为扰动功率与电流，△u_d/q为电压前馈通道，K_d为电流解耦项，m^P _ABC，mⁱ _ABC分别表示扰动经功率环/电流内环引起的输出电压改变；G_I与G_P为电流环和功率环PI控制器，由比例环节K_p和积分环节k_i组成，具体表达式为：

n为截断阶数，一般取3，ω₁为基频角频率，ω_p为注入的扰动角频率；

其次，整合功率与电流环表达式，引入锁相环控制环节可得到三相参考电压在频域中的表达式为：

式中，u^ref _ABC为频域三相参考电压，V₁为工频相电压幅值，V_p为扰动相电压幅值，

为交流电流初始相角，G_PLL为锁相环等效控制环节，f₁为基频频率，f_p为扰动频率u_d0、u_q0由稳态工作点计算得到，在稳态时：

式中，i_d0，i_q0分别为dq轴稳态电流；

最终得到三相参考电压的频域表达式即高频控制电路的频域模型，考虑权力2中的简化高频主电路模型可得到背靠背柔性直流系统高频阻抗Z_{AC_MMC}：

进一步地，建立所述的奈奎斯特稳定性判据，并寻求稳定性主导影响因素：

首先进行解耦处理，利用背靠背柔性直流系统高频阻抗求逆得到导纳，并依据相序将导纳矩阵划分为四块；

其中，Y_MMC为背靠背柔性直流系统解耦前导纳矩阵，下标pp表示正序扰动下的正序导纳，pn为正序扰动下的负序导纳，np为负序扰动下的正序导纳，nn为负序扰动下的负序导纳；

排除交流侧电网阻抗Z_g的影响，得到解耦后导纳矩阵Y^eq _MMC为：

其次，选取奈奎斯特稳定性判据表述方程：

可知，当G_stability在幅值大于0dB区间由上向下净穿越(2k+1)π的次数大于由下向上穿越(2k+1)π的次数时，背靠背柔性直流系统不稳定；

最后，采取灵敏度分析法，观测改变各控制环节参数导致的背靠背柔性直流系统解耦后导纳矩阵的改变与谐振风险的关联规律，可定性筛选出电压前馈、延时环节和电流内环控制参数为影响背靠背柔性直流系统稳定性的主导因素。

进一步地，所述步骤5包括：

将背靠背柔性直流系统电压前馈环节附加的低通滤波器改进为非线性低通滤波器，设计出的电压前馈环节附加非线性滤波器后表达式如下：

其中S_e为非线性筛选环节，当背靠背柔性直流系统发生谐振时，通过快速傅里叶分析确定谐振频率，将此频率作为低通滤波器预设截止频率；E_e为赋值环节，将筛选后的频率进行限幅判断后赋值给低通滤波器；F^L _filter为截止频率可变型低通滤波器，其传递函数为：

式中ξ为低通滤波器阻尼系数，ω_n为低通滤波器截止频率。

进一步地，在所述步骤6中：

所述电流内环控制器参数自适应优化策略具体实现方式为：

通过设计函数动态调整电流内环控制器比例参数，在满足稳态性能的同时优化背靠背柔性直流的阻抗特性，降低背靠背柔性直流系统与电网阻抗潜在谐振点处二者的相角差。

进一步地,所述动态调整电流内环控制器比例参数的过程为：原始电流内环控制器比例参数为k_pi0,电流参考值与测量值偏差为△I，实时比例参数k_pi基于以下函数确定：

k_pi＝k_pi0+f(ΔI)

该函数为带有正负限幅环节的正比例放大函数，放大比例取决于稳态性能，并设置k_pi上下限幅，防止k_pi过大或过小对电流控制性能产生的不利影响，增加背靠背柔性直流系统高频阻抗的正阻尼。

进一步地，所述步骤7包括：

将电压前馈环节附加非线性低通滤波器的控制策略与电流内环控制器参数自适应调节策略同时配置在背靠背柔性直流系统中，以改善高频段阻抗特性，实现对背靠背柔性直流系统中连续高频谐振的抑制。

由于采用了上述技术方案，本发明对背靠背柔性直流输电系统中连续高频谐振的抑制效果显著。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明实施例中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例的一种背靠背柔性直流系统连续高频谐振抑制方法流程图；

图2为本发明实施例的一种背靠背柔性直流系统图；

图3为本发明实施例的一种高频段阻抗建模的MMC简化控制结构框图；

图4为本发明实施例的一种电压前馈环节附加非线性低通滤波器与电流内环参数自适应调整的综合控制框图；

图5为本发明实施例的电压前馈仅采用低通滤波器环节时背靠背柔性直流系统与交流电网阻抗的交互图；

图6为本发明实施例的一种电压前馈环节附加非线性低通滤波器及电流内环参数自适应优化后性能对比图。

具体实施方式

结合附图和实施例对本发明作进一步说明，显然，所描述的实施例仅是本发明实施例一部分实施例，而不是全部的实施例。本领域普通技术人员所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明实施例保护的范围。

如图1所示，本实施例中公开了一种背靠背柔性直流系统连续高频谐振抑制方法。为便于说明，本实施例的电网系统中，背靠背柔性直流系统完整的结构如图2所示，背靠背柔性直流系统通常由两个容量相当的背靠背MMC换流站组成，柔直换流单元采用对称单极接线，换流站两侧连接交流电网。

本方法包括以下步骤：

S1：在不考虑链路延时工况下，获取背靠背柔性直流系统中简化的高频段主电路和控制电路模型；

基于子模块部分特性影响及低频控制部分对高频谐振影响不明显的特征，获得简化的主电路小信号模型和简化的控制系统模型如图3所示。具体的，可仅考虑单端MMC换流站，高频段主电路小信号模型忽略了MMC子模块电容电压波动和相间环流的影响及频率耦合效应，简化后同两电平换流器一致。因此，MMC高频段阻抗建模考虑的影响因素为：功率/电压外环、电流内环、桥臂电感，延时环节，得到高频谐振控制系统小信号模型。

S2：单独考虑延时，利用高阶Pade近似方法建立延时等效环节，形成集总链路延时等效模型；

S3：结合S1简化的高频段主电路和控制电路模型与S2的延时等效环节，通过计算功率外环和电流内环的频域表达式，获得考虑多控制环节的背靠背柔性直流系统高频阻抗；

S4：对背靠背柔性直流系统高频阻抗模型与交流电网阻抗进行解耦处理，并利用奈奎斯特稳定性判据获得背靠背柔性直流系统发生连续高频谐振的主导影响因素；

S5：基于主导影响因素，获得电压前馈环节附加非线性低通滤波器的控制策略；

S6：基于主导因素，获得电流内环控制器参数自适应优化策略；

S7：综合电压前馈环节附加非线性低通滤波器与电流内环控制器参数自适应调节策略，抑制背靠背柔性直流系统中的连续高频谐振，具体控制框图如图4。

本实施例中，背靠背柔性直流系统简化的高频主电路和控制电路模型可仅考虑单侧MMC换流站结构，可忽略MMC中子模块电容电压波动和相间环流的影响及频率耦合效应，平均化处理后得到简化后高频主电路的模型为：

其中，u_abc和i_ac分别为MMC换流器交流端口电压和电流，R_eq和L_eq分别为MMC换流器的桥臂电阻和电感，U_gac为交流电网电压。

简化后高频控制电路模型：忽略锁相环动态引起的附加扰动，仅考虑锁相环控制本身、功率外环及电流内环的多环控制模型。

参见图3，本实施例中，集总链路延时等效模型采用高阶Pade近似，以减小一阶惯性环节存在的误差，其具体表达式为：

式中，G_Td为等效延时环节，e^-τs为延时环节频域表达式，τ为延时，l和k分别为Pade近似中分子和分母多项式的阶数，为方便计算取l＝k，其中,分子和分母的多项式系数由下式求得：

除l和k外，j为精度系数与近似阶数保持一致。

为使模型尽可能简化，并且兼顾延时环节的精度，本发明采用四阶Pade近似对延时环节进行等效。

本实施例中，汇总考虑延时环节的高频段主电路和控制电路模型，建立背靠背柔性直流系统高频阻抗模型，包括：

首先，计算功率外环和电流内环的频域表达式为：

其中，△P和△i为扰动功率与电流，△u_d/q为电压前馈通道，K_d为电流解耦项，m^P _ABC，mⁱ _ABC分别表示扰动经功率环/电流内环引起的输出电压改变；G_I与G_P为电流环和功率环PI控制器，由比例环节K_p和积分环节k_i组成，具体表达式为：

n为截断阶数，一般取3，ω₁为基频角频率，ω_p为注入的扰动角频率；

其次，整合功率与电流环表达式，引入锁相环控制环节可得到三相参考电压在频域中的表达式为：

式中，u^ref _ABC为频域三相参考电压，V₁为工频相电压幅值，V_p为扰动相电压幅值，

为交流电流初始相角，G_PLL为锁相环等效控制环节，f₁为基频频率，f_p为扰动频率u_d0、u_q0由稳态工作点计算得到，在稳态时：

式中，i_d0，i_q0分别为dq轴稳态电流；

最终得到三相参考电压的频域表达式即高频控制电路的频域模型，考虑权力2中的简化高频主电路模型可得到背靠背柔性直流系统高频阻抗Z_{AC_MMC}：

本实施例中，建立的奈奎斯特稳定性判据，并寻求稳定性主导影响因素：

首先进行解耦处理，利用背靠背柔性直流系统高频阻抗求逆得到导纳，并依据相序将导纳矩阵划分为四块；

其中Y_MMC为背靠背柔性直流系统解耦前导纳矩阵，下标pp表示正序扰动下的正序导纳，pn为正序扰动下的负序导纳，np为负序扰动下的正序导纳，nn为负序扰动下的负序导纳；

排除交流侧电网阻抗Z_g的影响，得到解耦后导纳矩阵Y^eq _MMC为：

其次，选取奈奎斯特稳定性判据表述方程：

可知，当G_stability在幅值大于0dB区间由上向下净穿越(2k+1)π的次数大于由下向上穿越(2k+1)π的次数时，背靠背柔性直流系统不稳定；

最后，采取灵敏度分析法，观测改变各控制环节参数导致的背靠背柔性直流系统解耦后导纳矩阵的改变与谐振风险的关联规律，可定性筛选出电压前馈、延时环节和电流内环控制参数为影响背靠背柔性直流系统稳定性的主导因素。

本实施例中，S5包括：

将背靠背柔性直流系统电压前馈环节附加的低通滤波器改进为非线性低通滤波器，设计出的电压前馈环节附加非线性滤波器后表达式如下：

其中S_e为非线性筛选环节，当背靠背柔性直流系统发生谐振时，通过快速傅里叶分析确定谐振频率，将此频率作为低通滤波器预设截止频率；E_e为赋值环节，将筛选后的频率进行限幅判断后赋值给低通滤波器；F^L _filter为截止频率可变型低通滤波器，其传递函数为：

式中ξ为低通滤波器阻尼系数，ω_n为低通滤波器截止频率。

本实施例中，在S6中：

电流内环控制器参数自适应优化策略具体实现方式为：

通过设计函数动态调整电流内环控制器比例参数，在满足稳态性能的同时优化背靠背柔性直流的阻抗特性，降低背靠背柔性直流系统与电网阻抗潜在谐振点处二者的相角差。

本实施例中,动态调整电流内环控制器比例参数的过程为：原始电流内环控制器比例参数为k_pi0,电流参考值与测量值偏差为△I，实时比例参数k_pi基于以下函数确定：

k_pi＝k_pi0+f(ΔI)

该函数为带有正负限幅环节的正比例放大函数，放大比例取决于稳态性能，并设置k_pi上下限幅，防止k_pi过大或过小对电流控制性能产生的不利影响，最终得到调整后的电流内环控制参数G_i增加背靠背柔性直流系统高频阻抗的正阻尼。

本实施例中，S7包括：

将电压前馈环节附加非线性低通滤波器的控制策略与电流内环控制器参数自适应调节策略同时配置在背靠背柔性直流系统中，以改善高频段阻抗特性，实现对背靠背柔性直流系统中连续高频谐振的抑制，并把控制效果与电压前馈环节仅附加低通滤波环节进行了对比。具体参见图5和图6。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，所述计算机可读记录介质包括用于以计算机(例如计算机)可读的形式存储或传送信息的任何机制。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (9)

1.一种背靠背柔性直流系统连续高频谐振抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：在不考虑链路延时工况下，获取所述背靠背柔性直流系统中简化的高频段主电路和控制电路模型；

步骤2：单独考虑延时，利用高阶Pade近似方法建立延时等效环节，形成集总链路延时等效模型；

步骤3：结合步骤1简化的高频段主电路和控制电路模型与步骤2的延时等效环节，通过计算功率外环和电流内环的频域表达式，获得考虑多控制环节的背靠背柔性直流系统高频阻抗；

步骤4：对背靠背柔性直流系统高频阻抗模型与交流电网阻抗进行解耦处理，并利用奈奎斯特稳定性判据获得背靠背柔性直流系统发生连续高频谐振的主导影响因素；

步骤5：基于主导影响因素，获得电压前馈环节附加非线性低通滤波器的控制策略；

步骤6：基于主导因素，获得电流内环控制器参数自适应优化策略；

步骤7：综合电压前馈环节附加非线性低通滤波器与电流内环控制器参数自适应调节策略，抑制背靠背柔性直流系统中的连续高频谐振。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述简化的高频主电路和控制电路模型可仅考虑单侧MMC换流站结构，可忽略MMC中子模块电容电压波动和相间环流的影响及频率耦合效应，平均化处理后得到简化后高频主电路的模型为：

其中，u_abc和i_ac分别为MMC换流器交流端口电压和电流，R_eq和L_eq分别为MMC换流器的桥臂电阻和电感，U_gac为交流电网电压；

简化后高频控制电路模型：忽略锁相环动态引起的附加扰动，仅考虑锁相环控制本身、功率外环及电流内环的多环控制模型。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述集总链路延时等效模型采用高阶Pade近似，以减小一阶惯性环节存在的误差，其具体表达式为：

式中，G_Td为等效延时环节，e^-τs为延时环节频域表达式，τ为延时，l和k分别为Pade近似中分子和分母多项式的阶数，为方便计算取l＝k，其中,分子和分母的多项式系数由下式求得：

除l和k外，j为精度系数与近似阶数保持一致。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，汇总考虑延时环节的高频段主电路和控制电路模型，建立背靠背柔性直流系统高频阻抗模型，包括：

首先，计算功率外环和电流内环的频域表达式为：

其中，△P和△i为扰动功率与电流，△u_d/q为电压前馈通道，K_d为电流解耦项，m^P _ABC，mⁱ _ABC分别表示扰动经功率环/电流内环引起的输出电压改变；G_I与G_P为电流环和功率环PI控制器，由比例环节k_p和积分环节k_i组成，具体表达式为：

n为截断阶数，一般取3，ω₁为基频角频率，ω_p为注入的扰动角频率；

其次，整合功率与电流环表达式，引入锁相环控制环节可得到三相参考电压在频域中的表达式为：

式中，u^ref _ABC为频域三相参考电压，V₁为工频相电压幅值，V_p为扰动相电压幅值，

为交流电流初始相角，G_PLL为锁相环等效控制环节，f₁为基频频率，f_p为扰动频率u_d0、u_q0由稳态工作点计算得到，在稳态时：

式中，i_d0，i_q0分别为dq轴稳态电流；

最终得到三相参考电压的频域表达式即高频控制电路的频域模型，考虑权力2中的简化高频主电路模型可得到背靠背柔性直流系统高频阻抗Z_{AC_MMC}：

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，建立所述的奈奎斯特稳定性判据，并寻求稳定性主导影响因素：

首先进行解耦处理，利用背靠背柔性直流系统高频阻抗求逆得到导纳，并依据相序将导纳矩阵划分为四块；

其中，Y_MMC为背靠背柔性直流系统解耦前导纳矩阵，下标pp表示正序扰动下的正序导纳，pn为正序扰动下的负序导纳，np为负序扰动下的正序导纳，nn为负序扰动下的负序导纳；

排除交流侧电网阻抗Z_g的影响，得到解耦后导纳矩阵Y^eq _MMC为：

其次，选取奈奎斯特稳定性判据表述方程：

可知，当G_stability在幅值大于0dB区间由上向下净穿越(2k+1)π的次数大于由下向上穿越(2k+1)π的次数时，背靠背柔性直流系统不稳定；

最后，采取灵敏度分析法，观测改变各控制环节参数导致的背靠背柔性直流系统解耦后导纳矩阵的改变与谐振风险的关联规律，可定性筛选出电压前馈、延时环节和电流内环控制参数为影响背靠背柔性直流系统稳定性的主导因素。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤5包括：

将背靠背柔性直流系统电压前馈环节附加的低通滤波器改进为非线性低通滤波器，设计出的电压前馈环节附加非线性滤波器后表达式如下：

其中S_e为非线性筛选环节，当背靠背柔性直流系统发生谐振时，通过快速傅里叶分析确定谐振频率，将此频率作为低通滤波器预设截止频率；E_e为赋值环节，将筛选后的频率进行限幅判断后赋值给低通滤波器；F^L _filter为截止频率可变型低通滤波器，其传递函数为：

式中ξ为低通滤波器阻尼系数，ω_n为低通滤波器截止频率。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述步骤6中：

所述电流内环控制器参数自适应优化策略具体实现方式为：

通过设计函数动态调整电流内环控制器比例参数，在满足稳态性能的同时优化背靠背柔性直流的阻抗特性，降低背靠背柔性直流系统与电网阻抗潜在谐振点处二者的相角差。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于,所述动态调整电流内环控制器比例参数的过程为：原始电流内环控制器比例参数为k_pi0,电流参考值与测量值偏差为△I，实时比例参数k_pi基于以下函数确定：

k_pi＝k_pi0+f(ΔI)

该函数为带有正负限幅环节的正比例放大函数，放大比例取决于稳态性能，并设置k_pi上下限幅，防止k_pi过大或过小对电流控制性能产生的不利影响，增加背靠背柔性直流系统高频阻抗的正阻尼。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤7包括：

将电压前馈环节附加非线性低通滤波器的控制策略与电流内环控制器参数自适应调节策略同时配置在背靠背柔性直流系统中，以改善高频段阻抗特性，实现对背靠背柔性直流系统中连续高频谐振的抑制。

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