CN115529055A - 射频接收器电路 - Google Patents

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CN115529055A CN202210668283.1A CN202210668283A CN115529055A CN 115529055 A CN115529055 A CN 115529055A CN 202210668283 A CN202210668283 A CN 202210668283A CN 115529055 A CN115529055 A CN 115529055A
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J·R·O·玛拉姆巴
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E·P·R·圣地亚哥
V·H·瓦里斯
J·M·J·尤格斯玛尔
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Abstract

一种射频RF接收器电路，被配置为同时监测两个或两个以上不同RF频率。RF接收器电路使用子采样器对处于任何被监测RF频率的RF信号进行子采样，然后对子采样的信号进行解调，并恢复在RF信号中编码的数字代码。RF接收器电路的功率可特别低，部分原因是对两个或更多被监测RF频率中的每一个使用相同的子采样器，并且不依赖超外差。此外，同时监测两个或多个不同的RF频率意味着在监测的RF频率上接收的信号可以很快被作用。这些特性使得RF接收器电路特别适合于在低功率唤醒接收器中使用，例如蓝牙低能量(BLE)唤醒接收器。

Description

射频接收器电路
技术领域
本发明涉及一种用于接收射频信号的接收器电路。
背景技术
许多无线装置，例如传感器装置/节点，被配置为通常在休眠状态下工作以节省电力，然后不时醒来以执行其功能，例如测量参数和无线报告测量。一些这样的装置被自动配置为休眠状态和唤醒状态之间的占空比。然而，这往往会增加数据访问延迟，并导致在降低功耗和降低延迟之间进行权衡。特别是，装置处于休眠状态的时间越短，延迟越低，但功耗越高。
对于一些无线装置来说，可需要根据需要快速与它们通信，而不是等到它们自动醒来。例如，在医疗应用中，快速获取传感器读数或指示无线装置执行特定操作可能很重要，而等待它根据编程的占空比自动醒来可能会有问题。
鉴于此，一些无线装置配置唤醒接收器。唤醒接收器通常耦合到装置的天线(或耦合到装置内其自己的专用天线)，并且被配置为监听由远程实体发出并经由无线装置的天线接收的唤醒信号。当接收到唤醒信号时，唤醒接收器被配置为向无线装置的一个或多个其他部分发出唤醒命令。例如，它可以向无线装置的主通信收发器发出唤醒命令，以便可以从远程实体接收进一步的指令/命令，和/或可以将数据从无线装置传送到远程实体。通过使无线装置保持在休眠状态，直到需要无线装置的功能，使用唤醒接收器可以将省电与延迟分离。然而，如果唤醒接收器要始终保持开启状态，从而最大限度地减少延迟，则必须非常低的功率，这可与许多通信协议/架构不兼容。
此外，一些无线装置(包括唤醒接收器)可被配置为在多个不同频带上接收通信。例如，蓝牙低能(BLE)技术包括三个广告频率，远程实体可以在这三个广告频率上宣传他们希望与无线装置建立通信会话。为了一次监视多个频率(例如，以便远程实体可以使用任何或所有可用广告频率)，无线装置可以被配置为在不同频率之间扫描，以便在任何时候它们仅监视其中一个频率。这可增加延迟，因为只有当无线装置碰巧在监视特定频率时，才会检测到来自远程实体的特定频率上的广告通信。可选地，无线装置可以被配置为具有多个独立的接收机，例如多个独立的超网接收机，每个接收机被调谐到广告频道之一，以便可以同时监视多个频道。然而，这意味着大量额外的财务成本，并显著增加了电力消耗。
发明内容
本发明涉及一种射频RF接收器电路，被配置为同时监视两个或多个不同的RF频率。RF接收器电路使用子采样器对处于任何监测RF频率的RF信号进行子采样，然后对子采样的信号进行解调，并恢复在RF信号中编码的数字代码。RF接收器电路的功率可特别低，部分原因是对两个或更多被监测RF频率中的每一个使用相同的子采样器，并且不依赖超外差。此外，同时监测两个或多个不同的RF频率意味着在监测的RF频率上接收的信号可很快被作用。这些特性使得射频接收器电路特别适合在低功率唤醒接收器中使用，例如蓝牙低能量(BLE)唤醒接收器，或使用无线标准(例如ANT、Bluetooth Classic(BT)或IEEE802.15.4)的唤醒接收器。
在本发明的第一方面中，提供一种射频RF接收器电路，用于同时监测多个频率，该RF接收器电路包括：子采样器，被配置为：在所述多个RF频率中的任意一个处接收RF信号；从本地振荡器接收具有第一振荡器频率的第一振荡信号；和使用所述第一振荡信号来子采样接收的RF信号，以生成并输出子采样的信号；和信号处理系统，耦合到所述子采样器的输出，并被配置为：从所述子采样器的输出接收所述子采样的信号；对所述子采样的信号进行解调；和从解调的子采样信号中恢复在RF信号中编码的数字代码。
所述信号处理系统可包括经由第一耦合路径耦合到所述子采样器的输出的第一解调路径，所述第一解调路径包括：第一解调器，具有工作中心频率，所述工作中心频率是第一中频并且被配置为对所述子采样的信号进行解调，其中所述第一振荡器频率使得对于所述多个频率中的第一频率，所述子采样的信号的频率是第一中频。
所述第一振荡器频率可使得对于所述多个频率中的第二频率，所述子采样的信号的频率是第一中频。
所述第一振荡器频率可使得对于所述多个频率中的第三频率，所述子采样的信号的频率是第二中频。
RF接收器电路还可以包括：耦合到所述子采样器的输出的第二解调路径,所述第二解调路径包括:混频器，被配置为修改所述子采样的信号的频率，使得当所述子采样的信号的频率是第二中频时，所述混频器的输出包括具有第三中频的信号；和第二解调器，耦合到所述混频器的输出，并且具有作为第三中频的工作中心频率,所述第二解调器被配置为解调具有所述第三中频的信号。
所述第二解调路径还可包括滤波器，被配置为允许第三中频的信号通过，其中所述第二调制器经由所述滤波器耦合到混频器的输出，使得所述滤波器允许第三中频的信号从所述混频器的输出传递到所述第二解调器。
所述第三中频可等于所述第一中频。
所述混频器还可被配置为：接收具有第二振荡器频率的第二振荡信号；和将所述子采样的信号与所述第二振荡器信号混频，并且其中所述RF接收器电路还包括分配器电路，被配置为将所述第一振荡信号除以预定量以产生所述第二振荡信号。
所述数字代码可包括前导部分，并且其中所述RF接收器还包括自动频率控制、AFC、确定电路，被配置为:使用所述数字代码的前导部分，确定由所述第一解调器解调的信号的频率和所述第一解调器的工作中心频率之间的差；和基于由所述第一解调器解调的信号的频率和所述第一解调器的工作中心频率之间的差来确定频率误差校正信号。
所述频率误差校正信号可包括振荡器校正信号，用于以减小由所述第一解调器解调的信号的频率与所述第一解调器的工作中心频率之间的差的方式调整第一振荡器频率。
所述频率误差校正信号可包括第一解调校正信号，用于以补偿所述第一解调器解调的信号的频率和所述第一解调器的工作中心频率之间的差的方式调整第一解调器使用的延迟。
AFC确定电路还可包括反相器，被配置为在确定所述频率误差校正信号之前，设置由所述第一解调器解调的信号的频率与所述第一解调器的工作中心频率之间的差的符号。
所述RF接收器电路可以为唤醒接收器，并且其中所述RF接收器电路还包括唤醒断言实体，被配置为：将所述数字代码与一个或多个预定唤醒代码进行比较；和如果所述数字代码与所述一个或多个唤醒代码中的任何一个匹配，则输出唤醒断言信号。
RF接收器电路还可以包括用于耦合到RF天线的RF前端并且被配置为滤波从RF天线接收的信号并将RF信号输出到所述子采样器，其中所述RF前端包括多个带通滤波器，每个带通滤波器集中在所述多个频率中的相应一个上。
子采样器可以包括：开关电路，被配置为接收所述RF信号并输出所述子采样的信号；和开关控制电路，被配置为使用所述第一振荡器信号来控制所述开关电路的定时，使得所述RF信号由所述开关电路采样，并且所述子采样器在其输入端呈现基本恒定的阻抗。
开关电路可包括：第一采样路径，包括第一采样装置；和第二采样路径，包括第二采样装置；其中所述开关电路被配置为可由所述开关控制电路控制，以在以下两者之间进行切换：第一状态，其中所述开关电路在所述子采样器的输入端呈现第一采样装置，使得所述RF信号被施加于所述第一采样装置，并且在所述子采样器的输出端呈现第二采样装置，使得前面采样作为子采样的信号从所述第二采样装置输出；和第二状态，其中所述开关电路在所述子采样器的输入端呈现第二采样装置，使得所述RF信号被施加于所述第二采样装置，并且在所述子采样器的输出端呈现第一采样装置，使得前面采样作为子采样的信号从所述第一采样装置输出。
所述开关控制电路可被配置为在第一状态下操作所述开关电路一段时间并且在所述第二状态下操作所述开关电路一段时间，其中第一时间量和第二时间量的持续时间相等，并且其中所述第一时间量和所述第二时间量的持续时间是电动第一振荡器信号的周期的倍数。
所述第一采样装置和所述第二采样装置可以是具有相同阻抗的电容器
多个频率中的每一个可以是蓝牙低能量、BLE、广告频率，并且其中所述数字代码使用高斯频移键GFSK调制方案在所述RF信号中进行编码。
在本发明的第二方面中，提供一种用于同时监测多个RF通信频率的方法，该方法包括:在子采样器处接收所述多个RF通信频率中任意一个的RF信号和具有第一振荡器频率的第一振荡信号；使用所述第一振荡信号对RF信号进行子采样；解调子采样的信号；和从解调的子采样的信号中恢复在RF信号中编码的数字代码。
在本发明的第三方面中，提供一种用于无线通信装置的蓝牙低能量(BLE)或蓝牙(BT)经典唤醒接收器，该唤醒接收器被配置为：在BLE广告频率上接收射频RF信号，其中根据BLE标准，使用高斯频移键GFSK调制方案，使用数字代码对所述RF信号进行调制；从所述RF信号中恢复数字代码；将所述数字代码与一个或多个预定唤醒代码进行比较；和如果所述数字代码与所述一个或多个预定唤醒代码中的任何一个匹配，则向所述无线通信装置内的一个或多个其他单元输出唤醒信号。
附图说明
仅通过示例的方式参考以下附图描述了本公开的各方面，其中：
图1示出根据本公开的一个方面的示例无线通信装置；
图2显示了可以用作图1的无线通信装置的一部分的RF接收器电路的细节；
图3示出图2的RF接收器电路的示例实现的示意图；
图4A示出图3的RF接收器电路的RF前端的第一示例的示意图；
图4B示出图3的RF接收器电路的RF前端的第二示例的示意图；
图5A示出用于图3的RF接收器电路的子采样器的示例电路设计的示意图；
图5B示出用于可视化图5A的子采样器的操作的示例时序图；
图6示出图3的RF接收器电路的信号处理系统的示例实现的示意图；
图7A更详细地表示图6的信号处理系统的第一解调器；
图7B显示图7A的第一解调器的传递函数的可视化；
图8示出图3的RF接收器电路对广告信号的响应与现有技术RF接收器电路的响应相比的示例表示；
图9A示出用于图6的信号处理系统的AFC确定电路的示例实现的示意图；
图9B示出解调器对广告信号前导的频率响应的示例表示；
图10是图9A的AFC确定电路中环路滤波器的示例实现的示意图；
图11可视化了根据本公开的一个方面的同时监测多个RF通信频率的方法的示例步骤。
具体实施方式
通常，RF接收器以前使用超外差技术将接收到的RF信号混合到中频，然后在其中恢复编码在RF信号中的数字代码。然而，超外差非常耗电，因为它需要一个射频本地振荡器合成器，因此不适合唤醒接收器。此外，超外差(superhet)接收机中的中频通常定义为射频信号与用于超外差的本地振荡器信号之间的差值。这意味着单个接收器一次只能监控一个RF频率，因为下游组件将被调谐到特定的中频，这意味着本地振荡器频率需要针对它监控的每个不同的射频通道频率调整到不同的频率，以便射频信号和本地振荡器信号的差值始终处于中频。这意味着如果需要监控两个或多个不同的射频频率，则需要两个或多个单独的接收器电路，这会进一步增加功耗，或者单个RF接收器可以通过改变本地振荡器频率在要监控的频率之间切换，但一次只能监控一个特定的RF频率。在任何给定时间仅监测一个射频频率意味着可能会错过在任何其他射频频率上传输的信号。如果在唤醒接收器中使用这种RF接收器，这将增加唤醒接收器的不希望的延迟。在任何给定时间仅监测一个射频频率意味着可能会错过在任何其他射频频率上传输的信号。如果在唤醒接收器中使用这种RF接收器，这将增加唤醒接收器的不希望的延迟。
本公开涉及一种可对唤醒接收器特别有用的低功率RF接收器电路(尽管其用途不仅限于唤醒接收器)。RF接收器电路可以同时监控两个或多个不同的RF频率，从而显着减少唤醒电路的延迟。此外，RF接收器电路可以使用单个子采样器将RF信号的频率降低到预定的中频以进行数字代码恢复。与使用超外差混频器相比，使用单个子采样器的功率要低得多，采用带有嵌入式LC谐振VCO的射频合成器，在射频频率下工作。结果，本公开的RF接收器电路可以用于以非常低的功耗水平实现非常低的等待时间。
图1示出示例无线通信装置100。无线通信装置100包括唤醒接收器110和通信收发器120，它们都耦合到用于接收RF信号的天线140(尽管在另一种选择中，它们都被耦合到自己的专用天线)。在该示例中，无线通信装置100是传感器节点并因此具有传感器接口130，但它可以替代地用于需要经由天线140与通信收发器120进行通信的任何目的。
无线通信装置100被配置为使得通信收发器120通常处于睡眠或休眠模式以节省功耗。唤醒接收器110被配置为保持开启并监视通过天线140以任何一个或多个预定义唤醒信道频率接收的唤醒信号。例如，如果无线通信装置110被配置为使用蓝牙低功耗(BLE)技术进行操作，则唤醒接收器110可以被配置为监视多个广告信道中的任何一个或多个上的通信，对于BLE，其当前处于2402MHz、2426MHz和2480MHz。唤醒接收器110被配置为从任何被监测频率的RF信号中恢复数字代码。唤醒接收器110被预先提供有一个或多个唤醒代码(例如，存储在唤醒接收器110内的存储器中，或存储在唤醒接收器110可访问的存储器中)，并且如果恢复的数字代码与一个或多个唤醒代码中的任何一个匹配，则唤醒接收器110可以向通信收发器120输出唤醒信号115。通过断言唤醒信号115，唤醒接收器110使通信收发器120唤醒并使用天线140与在一个或多个广告信道上发布广告信号的任何外部实体建立双向通信。以这种方式，无线通信装置100可以最小化通信收发器120运行的时间，这显着降低了功耗，因为它是一个相对耗电的单元，同时仍然快速响应与无线通信装置100建立数据连接的请求。因此，延迟(在本公开中是在外部实体发出请求建立数据连接的广告信号之后建立与外部实体的数据连接所花费的时间)可以被减少，同时仍然最小化功耗。可选地，无线通信装置100还可以被配置为在开启和关闭状态之间占空比唤醒接收器110，以便在延迟适度增加的情况下进一步节省电力，导致系统与现有技术的超外差接收器相比具有显着更低的功率和更低的延迟。
无线通信装置100可以被配置为利用任何合适的RF通信技术。对于某些类型的无线通信装置100来说，BLE可能是一种特别合乎需要的技术，因为它的功耗低。然而，设计唤醒接收器110，该接收器可以从使用BLE广告通道发出的广告信号中接收和恢复数字代码，并且具有足够低的功耗以运行大量时间(从而最小化装置延迟)，是非常具有挑战性的。下面描述由发明人设计的唤醒接收器110设计的细节，该设计实现了非常低的功耗，因此对BLE应用特别有用。
然而，应了解，作为非限制性示例，为唤醒接收器110设计的RF接收器电路不仅可用于BLE技术，而且可用于接收任何形式的RF信号，例如无线标准ANT、蓝牙(BT)Classic或IEE 802.15.4。除了支持FSK/GFSK调制外，唤醒接收器还可以修改为支持任何其他形式的无线调制，例如OOK、MSK、PSK、OQPSK、QAM和OFDM。此外，它的用途不仅限于唤醒接收器，还可以用作任何其他目的的射频接收器。
图2示出可用于唤醒接收器110的RF接收器电路200的细节。RF接收器电路200包括可选的RF前端210、子采样器220和信号处理系统230。RF前端210被配置为耦合到天线140以便接收RF信号。RF前端210被配置为向子采样器220输出RF接收器电路200被配置为监测的多个RF频率中的任一个的RF信号215。例如，如果RF接收器电路200被配置为监视所有BLE广告信道，则RF前端210将被配置为将已经通过天线140以任何BLE广告频率接收的RF信号215传递到子采样器220(当前为2402MHz、2426MHz和2480MHz)。子采样器220接收RF信号215并且还从本地振荡器240接收具有第一振荡器频率的第一振荡信号245。本地振荡器240可以是例如石英振荡器或任何其他合适形式的振荡器电路，例如RC或LC振荡器，例如高QLC谐振振荡器。它可以与RF接收器电路200(如图2所示)分开，例如它可以是振荡器，它是使用RF接收器电路200的装置的一部分(例如，它可以是无线通信装置100的一部分)，或者在替代方案中，它可以是RF接收器电路200的一部分。
子采样器220被配置为使用第一振荡信号245对接收的RF信号215进行子采样以生成并输出子采样信号225。如下所述，可以选择第一振荡频率，使得当RF信号215处于RF接收器电路200被配置为监测的任何频率，子采样信号225处于一个或多个期望的中间频率中的任何一个。
信号处理系统230被配置为从子采样器220的输出接收子采样信号225，解调子采样信号225并且从解调信号恢复在RF信号215内编码的数字代码。信号处理系统230的输出235可以包括数字代码和/或任何其他合适的信号，例如在RF接收器电路200被配置为作为唤醒接收器110操作的情况下的唤醒信号。
图3示出RF接收器电路200的示例实现的总体示意图。RF接收器电路200的不同构建块或模块中的每一个在下面参考图4A到10进行描述。
图4A和4B示出RF前端210的示例实现的细节。RF前端210可以包括RF功率组合器410和多个滤波器，在该示例中是三个滤波器4201-4203。RF功率组合器410可以可选地采用匹配网络和/或威尔金森功率分配器(未示出)。在替代实施方式中，可以省略RF组合器410，并且滤波器4201-4203中的每一个可以耦合到它们自己的独立天线。在该示例中，滤波器4201-4203是带通滤波器，例如高QRF带通滤波器。滤波器4201-4203可以在RF处提供信道滤波并且可以最理想地具有在1500-200范围内的滤波器Qs(尽管其他Q值仍然是可接受的)。可以使用任何合适的RF组合器410和滤波器4201-4203的设计/类型，并且由于它们不是本公开的重点，因此将不再进一步描述它们的细节。在此示例中存在三个滤波器4201-4203，因为RF接收器电路200被配置为监控三个不同的RF频率(例如，在2402MHz、2426MHz和2480MHz的三个BLE广告信道)，并且滤波器4201-4203中的每一个都以被监控的三个不同RF频率中的相应一个为中心，使得通过天线140以这三个频率中的任何一个接收的RF信号应落入滤波器4201-4203之一的通带频率范围内并通过到输出215。虽然显示了三个过滤器，但在替代方案中，RF前端210中可以有两个、四个或任意数量的过滤器，每个过滤器被配置为允许通过RF接收器电路200被配置为监视的多个RF信号中的相应一个，同时衰减/阻止处于滤波器通带频率范围之外的频率的信号。
RF前端210还包括RF功率组合器430以组合来自每个滤波器4201-4203的输出和放大器440，例如低噪声放大器(LNA)440。RF功率组合器430和放大器440可以具有任何合适的设计/类型。在图4A的布置中，放大器440在RF前端210内的信号链中位于最后，而在图4B的布置中它位于第一位。RF前端210可以以任何一种方式实现，但是将放大器440定位在滤波器4201-4203的上游(如图4B中)可以通过在子采样器220输入端限制噪声以及减轻滤波器4201-4203插入损耗的影响，提供改进的接收器灵敏度性能。或者，图4A中所示的配置可以通过允许4201-4203衰减RF接收器电路200输入端的高功率RF干扰和RF阻塞，可以放宽LNA的线性度和增益压缩要求。
在进一步的替代方案中，放大器440可以从RF前端210中完全省略，这可能会在一定程度上降低RF接收器电路200的灵敏度，但也可能有助于显着降低功耗。因此，对于优先考虑最小化功耗的应用，可能需要省略放大器440。
尽管RF前端210显示了匹配网络410、滤波器4201-4203和功率组合器430的特定布置，但这仅仅是一个示例配置，并且可以在RF前端210中使用组件和电路的任何合适组合，使得RF信号215的频率是RF接收器电路200被配置为监测的多个频率中的任一频率。此外，如前所述，RF前端210是可选的并且可以完全省略，例如，子采样器220的输入直接耦合到天线140。RF接收器电路200的其余组件仍将如下所述操作，尽管包括RF前端210可能有助于提高接收器的抗干扰性能。
子采样器220可以是被配置为使用第一振荡信号245将RF信号215子采样到较低频率信号的任何合适类型的子采样器。第一振荡信号245的频率可以设置成使得对于RF接收器电路200被配置为监视的多个频率中的每一个频率，子采样信号225应该处于预定的中频IF，信号处理系统230的至少一部分被配置为在该中频IF下操作。
例如，如果RF接收器电路200被配置为根据BLE技术操作并监测2402MHz、2426MHz和2480MHz的三个广告信道，则可以将第一振荡信号245设置为24MHz的频率，得到以下结果：
Figure BDA0003692277210000111
整数K是RF信号频率与第一振荡信号频率的一半的四舍五入整数比，即：
Figure BDA0003692277210000112
其中：
RF＝RF信号215的频率
Fs＝第一振荡信号245的频率。
预定中频IF然后可以从下式得到：
Figure BDA0003692277210000113
K为奇数时
Figure BDA0003692277210000114
K为偶数时
因此，可以看出，在该示例中，考虑到RF接收器电路200被配置为监控的三个频率，通过将FS选择为24MHz，对于被监测的两个频率，我们得到来自子采样器220的相同的第一中频(2MHz)输出，并且对于被监测的频率之一从子采样器220输出的第二中频(8MHz)。如稍后解释的，由于实际实现的电路中的缺陷(例如，从本地振荡器240输出的第一振荡信号245的准确频率不准确、系统信号中的噪声、导致频率随时间变化的系统漂移、子采样器220接收的RF信号215的准确频率不准确，等等)，子采样信号225的实际频率可能不精确地处于预定的第一或第二IF。然而，它应该处于或接近于正常系统操作容限内的第一或第二中频，并且稍后将描述自动频率校正方案AFC，用于校正和/或补偿偏差或不准确。
通过为被监测的两个频率实现相同的第一预定IF，可以在信号处理系统230中使用相同的解调路径来解调在2402MHz或2426MHz接收的RF信号，如稍后描述的。与每个频率需要单独的解调路径相比，这降低了整个系统的功耗。如稍后所述，可能需要单独的解调路径来解调以2480MHz接收的射频信号。然而，可以看出，在该示例中，已经选择了Fs，使得第二预定IF是第一预定IF的倍数，这可以帮助简化信号处理系统230，如下所述。
图5A示出由发明人开发的用于子采样器220的特定电路设计。虽然可以替代地使用任何类型的已知子采样器电路，但图5中表示的电路可能特别有益，因为它被设计成在其输入处呈现恒定的负载阻抗。
在该电路设计中，子采样器220包括被配置为接收RF信号215并输出子采样信号225的开关电路510，以及被配置为使用第一振荡器信号245控制开关电路510的时序的开关控制电路520，使得RF信号215被开关电路510采样并且子采样器220在其输入处呈现基本恒定的阻抗。开关电路510包括由开关M1、M2和第一采样装置C1组成的第一采样路径(在这个例子中是一个电容器，但它可以是任何适合采样信号的组件)，以及由开关M3、M4和第二采样装置C2组成的第二采样路径(在这个例子中是一个电容器，但它可以是任何适合采样信号的组件)。开关控制电路使用控制信号A-D控制每个开关M1-M4的状态。
图5B示出使开关电路510的控制可视化的示例时序图。如图所示，开关控制电路520使用第一振荡信号245来控制信号A-D的时序。开关电路510被配置为在两个操作状态之间交替，由开关控制电路520控制。开关控制电路520通过使用信号A打开开关M1并使用信号C关闭开关M3将开关电路510设置为第一状态(这使得第二采样装置C2对切换时的RF信号215的值进行采样)，使得第一采样装置C1出现在子采样器220的输入端，从而RF信号215被施加到第一采样装置C1。这可以在图5B中看到，因为在该状态期间信号V1与RF信号215相同。此外，开关控制电路520使用信号B关闭开关M2并使用信号D打开开关M4，使得第二采样装置C2呈现在子采样器220的输出端，从而从第二采样装置C2输出前一个样本作为子采样信号225。这可以在图5B中看到，因为信号V2是静态的并且子采样输出信号225在该状态期间与信号V2相同。
开关控制电路520将开关电路510设置为第一状态持续第一时间量(在该示例中，第一振荡信号245的一个周期，尽管它可以替代地针对由第一振荡信号245控制的任何时间量，例如如果希望以第一振荡信号245的一半频率进行子采样，则第一振荡信号245的两个周期，等等)。
在第一时间量结束时，开关控制电路520通过使用信号A关断开关M1将开关电路520设置为第二状态(这使得第一采样装置C1对切换时的RF信号215的值进行采样)，并且使用信号C接通开关M3，使得第二采样装置C2呈现在子采样器220的输入端，从而RF信号215被施加到第二采样装置C2。这可以在图5B中看到，因为在该状态期间信号V2与RF信号215相同。此外，开关控制电路520使用信号B打开开关M2并使用信号D关闭开关M4，使得第一采样装置C1呈现在子采样器220的输出端，从而从第一采样装置C1输出前一个样本作为子采样信号225。这可以在图5B中看到，因为信号V1是静态的并且子采样输出信号225与信号V2相同。
开关控制电路520将开关电路510设置为第二状态持续第二时间量，其持续时间与第一时间量相等。在第一时间量结束时，开关控制电路520然后将开关电路510返回到第一状态，使得开关电路510在第一和第二状态之间交替。
如果第一和第二采样装置被选择为具有相同的阻抗(例如，它们是两个匹配的电容器)，则可以看出在子采样器220的输入处呈现的负载阻抗保持恒定。
图5A还显示了用于隔直直流的可选输入电容器CI，以及用于偏置输入电压的可选偏置电压VBias和电阻器RI。应当理解，上述子采样器220的基本操作不依赖于这些特征，因此如果需要它们可以被省略。在图5A中进一步表示的是保持电容器CL，其被配置为在开关M2接通时获取并保持从采样装置C1传送的电荷，并且当开关M4导通时，根据下述控制过程获取并保持从采样装置C2传输的电荷。为了减少/最小化信号损失，CL的电容可以设置为比C1和C2的电容小得多，例如小10倍。
开关控制电路520可以实施为使用任何合适的装置和/或电路以上述方式操作。例如，它可以通过任何形式的逻辑来实现，例如微控制器等，其可以是更大的多功能逻辑单元的一部分，或者可以是仅用于此目的的专用逻辑单元。开关控制电路520可以被配置为自举开关M1-M4以降低开关的导通电阻，从而增加子采样器220的信号跟踪带宽。可选地，在这种情况下，开关控制电路520可以被配置为从一些其他装置接收，或者在电路设置/校准时接收设置自举电压电平的信号。
虽然图5A将开关M1-M4中的每一个显示为FET，但是应当理解，可以替代地使用任何类型的可控开关，控制信号A-D的性质/类型相应地设置以便实现上述控制。
虽然图5B示出开关M1-M4全部在同一时刻开关，但在替代方案中，开关控制电路520可以被配置为在时间上稍微错开开关，使得在任何时候，并不是所有的开关M1-M4都在改变状态。可以使用先断后合(BBM)时序来驱动开关，使得开关M1和M4在开关M2和M3导通之前稍微关断(例如，大约1ns之前，或小于1-2％时钟周期)。同样地，开关M2和M3然后可以在开关M1和M4导通之前(例如，1ns之前)关断。该时序可以使用开关控制电路520中的非重叠时钟相位发生器来实现。通过使用非重叠(BBM)时序，可以最大化电荷转移并且可以最小化子采样器220中的信号损失。
在第一和第二采样装置C1和C2为电容的情况下，可以将它们设置为较大的值，以降低子采样器220的KT/C噪声和功耗，例如它们可以在0.1pF的数量级。此外，在使用输出电容器CL的情况下，它可以选择为比第一和第二采样装置C1和C2的电容小得多(例如，按数量级)，使得C1和C2设置子采样器220的KT/C噪声。装置C1、C2和CL中的每一个可以使它们的第二端子(即，它们的端子不耦合到V1、V2或子采样器220的输出)耦合到参考电压，例如地或其他一些合适的电位。
图6示出信号处理系统230的示例实现的细节。信号处理系统230包括缓冲器/放大器605，从子采样器220接收的子采样信号225通过该缓冲器/放大器。然而，系统230的这个可选组件可以被省略，例如如果子采样信号225足够大以至于不需要在这个阶段放大。
信号处理系统230还包括第一解调路径6101和第二解调路径6102。第一解调路径6101和第二解调路径6102在设计和操作上非常相似，因此首先描述第一解调路径6101的细节，然后解释第二解调路径6102的不同之处。
第一解调路径6101包括以第一IF为中心的第一带通滤波器6301，如前所述。第一带通滤波器6301的目的是衰减DC并在其处于或接近(即在滤波器6301频率的通带范围内)第一中频时允许通过子采样信号225并且衰减/阻止其他频率的信号。应当理解，第一带通滤波器6301是可选的并且可以被省略，例如，如果RF接收器电路220被配置为监视的所有多个频率将导致处于第一中频的子采样信号225，使得子采样器220将不会以与第一IF基本不同的频率向信号处理系统230输出信号，因此不需要衰减/阻塞(例如，在上述的BLE环境中，如果RF接收器电路200被配置为仅监视广告频率2402MHz和2426MHz，使得仅这两个频率的信号将由子采样器220转换/混合为子采样信号225，在这种情况下，子采样信号225将始终处于或接近第一IF)。在另一种可能性中，假设第一解调器6601不会可理解地解调具有与第一IF显着不同的频率的信号，即使子采样信号225可能处于不同于第一IF的频率(例如，处于第二IF)，也可以省略第一带通滤波器6301，因此不会对信号处理系统230的整体操作造成任何损害。
第一解调路径6101还包括第一可变放大器6401，其可以是固定增益放大器，或者，如果通过第一解调路径6101的信号足够大，可以在不经放大的情况下被第一解调器6601解调，则可以完全省略。此外，第一解调路径6101包括第一低通滤波器6501，第一低通滤波器6501被配置为允许在第一IF处和低于第一IF的信号通过并且衰减/阻止高于第一低通滤波器6501的截止频率的频率，以减少放大器6401引入的任何高频噪声。同样，应当理解，这是第一解调路径6101的可选组件并且可以替代地被省略，例如如果放大器6401是一个引入非常少的高频噪声的放大器，或者如果放大器6401从第一解调路径6101中省略。在另一个替代方案中，第一带通滤波器6301、放大器6401和低通滤波器6501可以组合成一个组合电路，以实现第一解调路径6101的期望增益和滤波要求。
第一解调路径6101还包括第一解调器6601，具有工作中心频率，所述工作中心频率是第一中频并且被配置为对所述子采样的信号225进行解调。例如，在前面描述的BLE示例中，第一解调器6601可以被配置为以2MHz的中心频率操作。这样，第一解调路径6101被配置为解调具有2MHz的IF的子采样信号225，其对应于前两个广告频率2402MHz和2426MHz中的任一个的RF信号215。第一解调器6601可以是频移键控FSK型解调器或高斯频移键控GFSK型解调器，例如如果RF接收器电路200被配置为监视的RF信号215是使用FSK或GFSK编码的，就像BLE一样。第一解调器6601包括第一延迟器6621和第一混频器6641。
图7A显示了第一解调器6601的更详细表示，以帮助理解其配置和操作。V1(t)是由第一解调器6601接收的子采样信号225，V2(t)是V1(t)的延迟版本，Vo(t)是第一解调器6601的输出并且包括在接收的RF信号215中编码的解调的FSK数据。下面描述信号与第一延迟6621施加的时间延迟之间的关系：
V1(t)＝A Cos{2πFint}
V2(t)＝A Cos{2πFint+2πFinτ}
Vo(t)＝A Cos{2πFint}A Cos{2πFint+2πFinτ}
Fin＝IF±Fdev
其中：
IF＝FSK信号V1(t)的中心频率，应处于或接近第一中频
Fdev＝FSK/GFSK峰值偏差频率
Fin＝FSK信号V1(t)的变化频率
A＝子采样信号V1(t)的峰值幅度
τ＝延迟6621应用的时间延迟
使用余弦关系
Figure BDA0003692277210000161
可以得到
Figure BDA0003692277210000171
其中
Cos(2πFinτ}表示提供FSK数据的频谱的所需部分
Cos{2πFint+2πFinτ}表示以两倍于第一个IF的频率为中心的无用分量，并由后解调器低通滤波器6701去除。
为了优化第一解调器的频率响应，τ可以设计为使得第一解调器6601的余弦频率响应的单个周期等于4Fdev的跨度，其中第一IF位于Fdev的奇数倍。这样，第一解调器的输出可以在FSK输入频率IF+Fdev和IF-Fdev处最大化。
图7B显示了第一个解调器6601的传递函数的可视化，其中Fdev为400kHz，工作中心频率为第一IF2MHz(即，第一解调器的工作中心频率为IF＝K Fdev，其中K为奇数，在本例中K＝5)。
使FSK解调器输出电平最大化的最佳延迟τ是
Figure BDA0003692277210000172
在上面给出的示例中，Fdev为400kHz，这相当于620ns的时间延迟。可以设置第一延迟6621以以任何合适的方式应用该延迟。在一个非限制性示例中，第一振荡信号245可以用于设置τ，其中第一延迟6621可以被配置为具有可编程延迟值m，使得τ＝mTs。在本文描述的RF接收器电路200的示例配置中，已经方便地选择了这些值，使得第一振荡信号245具有24MHz的频率，其等于41.67ns的周期Ts，使得m＝15的延迟值导致大约620ns的延迟τ。本领域技术人员将容易理解，存在可以设置延迟τ的许多其他方式。
AFC 1信号可用于调整延迟τ，以补偿第一解调器6601的工作中心频率与第一解调器6601解调的信号频率之间的任何失配/差异(即，子采样信号的中心频率225)。例如，如果使用第一振荡信号245来设置延迟τ，并且如果Fdev＝Fs/4m并且如果IF＝K Fdev，则第一解调器6601的工作中心频率IF可以描述如下：
Figure BDA0003692277210000173
其中：
Fs＝第一振荡信号245的频率
m＝用于表示延迟τ的振荡信号245的时钟周期数
在前面描述的示例中，其中K＝5且延迟值m＝15导致第一解调器6601具有2MHz的操作中心频率和Fdev＝400kHz的所需频率响应，我们实际上可以设置m＝14.5+Δn，其中Δn是0到1之间的值，由AFC 1设置。因此，延迟m可以由AFC 1控制在14.5和15.5之间的任何值，从而使AFC 1可用于在第一解调器6601的操作中心频率中实现一定程度的灵活性。虽然这是控制由延迟器6621施加的时间延迟以实现对第一解调器6601的操作中心频率的某种反馈控制的一个特定示例，但是应当理解，时间延迟可以以任何其他合适的方式设置并由AFC1以任何其他合适的方式调整，并且它可以具有比延迟m的+/-0.5更大的控制范围，例如+/-1.0或+/-2.0等。稍后将更详细地描述信号AFC 1的控制，以及能够以这种方式补偿子采样信号225的频率与第一解调器6601的中心频率的失配的好处。应当理解，贯穿本公开，当子采样信号225对FSK/GFSK数据进行编码时，“子采样信号225的频率”是FSK/GFSK子采样信号的中心频率，理想地与解调器的工作中心频率完美对齐，以实现完美的解调。
回到图6，从第一解调器6601输出的解调子采样信号通过第一低通滤波器6701，以衰减/去除解调子采样信号的不需要的分量(如前所述)并只留下提供解调FSK/GFSK数据的所需组件。它还可以在第一解调器6601的输出端从解调的GFSK数据流中去除多余的噪声。例如，第一低通滤波器6701的带宽可以大约等于FSK/GFSK数据日期的0.8倍。低通滤波器6701的截止频率可以考虑应被允许通过的信号和应被阻挡/衰减的信号的频率设置在任何合适的频率。在替代方案中，第一低通滤波器6701可以有效地嵌入在第一调制器6601内。
最后，第一比较器6801可以将第一低通滤波器6701输出的模拟信号转换为1比特的数字信号(即，第一比较器6801可以作为1位ADC操作)，从该1比特数字信号中恢复编码在RF信号215中的数字代码。比较器6801的一个输入是解调的模拟信号，另一个输入被设置为任何合适的参考电压，以便执行转换。结果，从第一比较器6801输出的信号是包含RF信号215的数字代码的数字信号。在本文公开的BLE示例中，RF信号215可以是信道2402MHz或2426MHz，使得RF接收器电路200可以监控两个不同的信道频率并使用相同的单个子采样器220和解调路径来恢复在任一频率的RF信号内编码的数字代码。与传统方法相比，这显着降低了RF接收器电路200的复杂性、成本和功耗，传统方法通常需要一个单独的RF接收器电路200来监控每个RF信号频率，每个都有自己的解调电路和大功率超外差电路，调谐到被监控的频率。
第二解调路径6102与第一解调路径6101非常相似，但包括两个附加组件，分频器单元620和混频器625。在该示例性实现中，第二解调路径6102被配置为对处于第二IF的子采样的信号225进行解调。特别地，在前面描述的BLE示例中，存在一个广告频率2.4800GHz，这导致子采样信号225处于第二中频8MHz。因此，在该示例中，第二解调路径6102被配置为当其处于第二IF时对所述子采样的信号进行解调，使得数字处理单元690可以恢复以2.4800GHz的广告频率在RF信号215中编码的数字代码。混频器625被配置为修改子采样信号225的频率，使得当子采样信号225的频率是第二中频(在本示例中，8MHz)时，混频器的输出包括具有第三中频的信号。第二解调器6602然后被配置为具有作为第三中频的操作中心频率，使得它在第三中频解调子采样信号。第二解调器6602被配置为通过为第二延迟6622设置适当的时间延迟以这种方式操作，类似于前面关于第一解调器6601的解释。将理解，如果第二解调路径6102包括任何可选的滤波器和放大器6302、6402、6502、6702，鉴于第三个中频，它们将被配置为在适当的频率下工作。
在一个特定实现中，第三IF可以与第一IF相同，在上面的示例中为2MHz。这对于简化系统设计可能特别有益，但也因为在上面的BLE示例中，发现在2MHz处解调子采样信号在功耗方面比在更高频率处解调更有效。可以理解，混频器625的操作导致输出两个信号——两个输入信号的和和差。因此，在该示例中，混频器625被配置为在其接收到8MHz的子采样信号225时输出2MHz的信号，混频器625可以从分频器620接收具有6MHz频率的第二输入信号。结果，当子采样信号225为8MHz时，混频器625将输出两个信号，一个在2MHz，一个在14MHz。然后滤波器6302和/或6502可以衰减/阻止较高频率的信号。在这个特定示例中，由于第一振荡信号245的频率是24MHz，它是混频器625的第二输入所需频率的方便倍数(x4)，因此可以使用分频器620来获得通过将第一振荡信号245的频率除以四来获得混频器625的第二输入。从复杂性、成本和功耗的角度来看，这是特别有益的，因为不需要单独的振荡器电路。然而，将理解到混频器625的第二输入信号可以以任何其他合适的方式产生，包括通过另外的专用振荡器。
在第二解调路径6102的替代实现中，可以完全省略分频器620和混频器625，并且第二解调器6602被配置为在第二IF处具有操作中心频率。在某些情况下，这可能是有益的，因为可能需要更少的组件，特别是如果混频器625的第二输入不能容易地从第一振荡信号245导出。然而，如果第二个中频高于第一个中频，可能会导致更高的功耗，因为在较高频率下解调往往功率效率较低。
第二解调路径6102的其余部分如上文关于第一解调路径6101所描述的那样操作，使得当接收到的RF信号215处于RF频率时，第二解调路径6102被配置为用于(在上述BLE示例中，2.4800GHz)，第二解调路径6102的输出将包含在RF信号215中编码的恢复的数字代码(例如，它可以是包含数字代码的1位数字信号)。
因此，可以看出，在该示例中，RF接收器电路200被配置为同时监控多个不同的RF频率，使得如果在任何这些RF频率上接收到RF信号，则可以恢复在RF信号中编码的数字代码。与先前的接收器电路相比，这是以相对较低的功率实现的，因为仅需要单个子采样器，并且第一解调路径6101可用于从处于被监测的两个RF频率的RF信号中恢复数字代码。特别地，与使用当前IC制造技术制造的现有技术接收器相比，本文公开的RF接收器电路200可以将功耗降低约50-100倍。例如，现有技术接收器的典型功耗目前约为5-10mW，超过60％的功耗与超外差所需的RF本地振荡器合成器和本地振荡器路径相关。使用相同IC制造技术制造的RF接收器电路200可以实现低于250μW、或低于200μW、或低于150μW，例如大约100μW的功耗。
虽然在该示例中监测三个不同的RF频率，但是应当理解，RF接收器电路200可以被配置为监测任何数量的不同频率，例如两个、或四个、或五个等。根据被监控的特定频率，可以使用单个解调路径来恢复在两个或多个这些监控频率下编码在RF信号中的数字代码(如上文针对第一解调路径6101所解释的)，或者在备选方案中，对于每个被监控频率可能需要单独的解调路径(如上文针对第二解调路径6102的示例)。因此，信号处理系统230可以根据需要包括一个或多个不同的解调路径，这取决于RF接收器电路200要监测的频率和子采样信号225的结果频率。
数字处理单元690可以被配置为执行各种不同功能中的任何一种或多种。这样，数字处理单元690可以被配置为使用电路和/或处理器以及包括要使用处理器执行的指令的存储器来执行下文描述的功能。
在RF接收器电路200作为唤醒接收器110操作的图6表示的示例中，数字处理单元690可以包括被配置为执行地址限定的唤醒断言单元。特别地，唤醒断言单元可以包括存储器(或者可以访问使用RF接收器电路200的装置上其他地方的存储器)，该存储器包括一个或多个预定唤醒代码。它可以将从第一解调路径6101或第二解调路径6102接收的数字代码与一个或多个预定唤醒代码进行比较，并且如果数字代码匹配，它可以输出唤醒断言信号。根据系统实现，匹配可能只是完美匹配，也可能是部分匹配(例如，恢复的数字代码与预定的唤醒代码不相同但足够接近以被认为是匹配的，或者根据纠错算法被认为是匹配的)。在图6所示的示例中，唤醒断言信号235包括三个不同的信号——唤醒1、唤醒2和唤醒3。这是因为在该示例中，RF接收器电路200被配置为监控三个不同的RF频率，其中每个监控的RF频率具有与其关联的不同的预定唤醒代码。结果，RF接收器电路200在这些频率之一上接收的广告信号将编码不同的数字代码，并且对RF接收器电路200在这些频率中的不同之一上接收的广告信号请求进行编码。信号唤醒1、2和3各自对应于不同的一个被监测频率，使得在这些频率之一上接收广告信号导致其对应的唤醒断言信号被输出。因此，可以从唤醒断言信号235中辨别在哪个频率上接收到广告信号。可选地，每个不同的信号唤醒1、2和3可以用于唤醒使用唤醒接收器110的装置的不同组件/部分，使外部实体能够通过在多个可用广告频率中的正确一个上广播广告信号来唤醒装置100的特定部分。每个信号可以是静态(锁存)断言信号、脉冲形式信号或多位信号中的任何一种。然而，在替代方案中，唤醒接收器110可以仅输出单个唤醒断言信号，而不管RF接收器电路200在其上接收广告信号的RF信道。在另一替代方案中，在一些架构/技术中，每个不同的广告频道可以编码相同的唤醒数字代码，使得只有一个预定的唤醒代码和一个唤醒断言信号。
与考虑其他参数(例如接收的RF信号的信号强度)的唤醒接收器相比，实现将恢复的数字代码与一个或多个预定唤醒代码进行比较的唤醒接收器200是有利的，因为它应该更可靠和准确的输出唤醒断言信号。以前，这对于BLE等技术是不可能的，因为以前可以恢复编码数字代码的RF接收器电路太耗电，无法满足BLE标准。然而，上述RF接收器电路200具有足够低的功率以满足标准，因此第一次使这种唤醒接收器能够用于BLE。
图8显示了实体在三个不同的广告频道(称为Ch37、Ch38和Ch39)上广告的示例表示。RF接收器电路200被配置为监视这三个频道，这在上述BLE示例中将是频率2402MHz、2426MHz和2480MHz，尽管RF接收器电路200可以替代地被配置为根据任何其他RF技术进行操作并监控该RF技术的广告频率。在此示例中，广告实体在Ch37、Ch38和Ch39上进行传输，并周期性地重复传输直到接收到响应。
在传统的超外差扫描接收机中，一次只能监测一个通道。在图8的示例中，传统的扫描接收器被配置为以扫描间隔运行，其中在每个间隔期间仅监视一个频率/信道。监控通道的扫描间隔比例——“扫描窗口”——会影响扫描接收机的功耗，由于超外差是功率密集型的，因此功耗可能相当高。因此，在此示例中，扫描窗口仅为扫描间隔的50％左右。在第一个扫描间隔中，监控CH37。对于第二个间隔，改变超外差混频器频率并监测CH38。对于第三个扫描间隔，再次改变超外差混频器频率并监控CH39。对于下一个扫描间隔，再次更改超外差混频器频率并监控CH37，等等。
可以看出，在广告实体发起广告并且广告信号被扫描接收器检测到时可能存在显着的延迟。在此示例中，扫描接收器未检测到前两个广告间隔期间的传输。只有在第三个广告间隔期间，才有可能检测到广告传输——在Ch38上的传输。在第五个广告间隔期间检测到广告传输的进一步可能性——在Ch39上的传输。仅当扫描接收器检测到广告传输时，可以输出唤醒断言信号。延迟描述了与无线通信装置100建立数据连接所需的时间。可以看出，在该示例中，如果在唤醒接收器110中使用扫描接收器，则延迟很可能是显着的，因为它可能在唤醒接收器110检测到广告信号之前采取多个广告间隔。
相反，如图8所示，上述RF接收器电路200可以连续并同时监测所有三个通道Ch37、Ch38和Ch39。结果，可以立即检测到那些频道上的任何广告信号。因此，如果唤醒接收器110使用RF接收器电路200，则可以显着减少等待时间。因为RF接收器电路200实现了非常低的功耗，并且因为它不依赖于超外差，这需要改变混频器频率来监控每个不同的通道，RF接收器电路200可以连续并同时监控所有三个通道。
图8显示了一个示例传统扫描接收器。另一个示例传统系统将是这样一种系统，其中每个通道都有其自己的超外差接收器，该接收器被调谐到该通道的频率。但是，如果将这些接收器配置为始终监视其频率，则总功耗将非常高，这对于许多唤醒接收器应用来说是不切实际的。如果将接收器配置为在扫描间隔内监视非常短的扫描窗口的频率，则延迟将再次显着增加。
图9A示出自动频率控制AFC确定电路9101的示例细节，其可以可选地在RF接收器电路200内采用。采用AFC可以通过更紧密地对齐子采样信号225的频率和第一和/或第二解调器的操作中心频率来帮助提高电路的性能，从而允许RF接收器电路200更能容忍本地振荡器240的频率精度范围和温度变化，也更能容忍在天线140处接收的RF信号的频率不准确(例如，AFC可以补偿发送信号的实体的RF载波频率误差，例如在天线140处接收到的广告信号。以这种方式，如果实体以不完全在广告频道频率之一的频率广播广告信号，AFC可能会对此进行补偿)。然而，可以从RF接收器电路200中完全省略AFC，例如如果考虑到子采样信号225的频率与第一和/或第二解调器的操作中心频率的对准将足够接近以满足RF接收器电路200的精度要求。
图9A示出从第一解调路径6101接收数字信号的第一AFC确定电路9101。通常，在广告信道上发送的信号包括前同步码部分，最通常在发送开始时。前导部分包括预定的高值和低值序列，例如相等数量的交替0s和1s。结果，如果准确地进行了解调，则前导部分的平均信号电平应该是预定电平。例如，如果前导码是交替的-1和1个符号的相等的Mark-to-Space比率，则平均信号电平应为0。但是，如果存在频率误差，则平均值将为正或负，具体取决于频率误差的符号。
图9B示出解调器对广告信号的前同步码的响应的示例表示。图形950显示了第一和第二解调器的频率响应。图形960显示了在校准部分期间第一和第二解调器的时域输出。在此示例中，前导码在高和低信号电平(+1和-1)之间交替，这将导致解调器的时域输出在高和低之间交替，平均信号电平为0。在此示例中，解调器的操作中心频率和子采样信号225的频率都在第一IF处对齐(本例中为2MHz)。但是，如果它们不是都对齐，则解调器的时域输出的平均信号可能不再为0。例如，如果子采样信号225的频率略高于2MHz，在第一比较器6801的输出端，解调的+1和-1符号的标记空间比可能不均匀，平均信号电平将大于0。因此，第一AFC单元9101被配置为使用恢复信号码的前导部分来确定由第一解调器6601解调的信号的频率与第一解调器6601的工作中心频率之间的差。AFC单元9101然后基于所确定的差确定频率误差校正信号AFC 1。
为了确定由第一解调器6601解调的信号的频率与第一解调器6601的操作中心频率之间的差异，在该示例中，第一AFC确定电路9101包括平均滤波器920，其被配置为测量数字信号的前导的平均信号电平。例如，它可以输出许多前导符号上的测量平均值，以获得良好的信噪比(例如，对更多符号进行平均会降低噪声的影响，从而提高测量的平均值)。然后由比较单元930将该测量的平均值与目标参考值进行比较。在图9B所示的示例中，目标参考可以是0，因为这是如果由第一解调器6601解调的信号的频率和第一解调器6601的工作中心频率完全对齐时测量的平均值应该是的信号电平。但是，对于其他类型的前导码和/或解调器配置，目标参考可能不同，例如，如果前导码的值序列平均(如果准确解调)为0.5等。输出err(f)从比较单元930指示确定的由第一解调器6601解调的信号的频率与第一解调器6601的操作中心频率之间的差。
第一环路滤波器9401被配置为接收确定的差值err(f)，并确定频率误差校正信号AFC 1以补偿检测到的差值。在图6所示的RF接收器电路220的特定实现中，它通过控制延迟单元6621的时间延迟τ来实现这一点。如前所述，改变时间延迟τ会改变第一解调器6601的操作中心频率，因此AFC1可用于增加或减少时间延迟τ，以便移动第一解调器6601的操作中心频率以更接近地对准由第一解调器6601解调的信号的频率。这样，第一解调器6601的操作中心频率的任何变化或不准确(例如由于制造工艺变化、第一振荡信号245的频率不准确、电源电压变化/不准确和/或温度变化)、和/或RF载波频率的任何不准确性(例如从广告实体广播并由RF接收器电路200接收的广告信号的载波频率不准确)可能会得到补偿。
在较早描述的关于第一解调器6601的操作的非限制性示例中，AFC 1将Δn设置为0到1之间的值，以便将时间延迟τ设置为第一振荡信号245的14.5到15.5个周期之间的值。在图9B所示的示例中，如果err(f)是正值，则可以减小AFC 1的值以增加第一解调器6601的工作中心频率，从而使其与第一解调器6601解调的信号频率更接近。如果err(f)为负值，则AFC1的值可能会增加。然而，应当理解，AFC 1可以被配置为任何合适范围内的值(即，不仅仅是0到1)。此外，对于解调器的替代配置，AFC 1可以以任何其他合适的替代方式修改第一解调器6601，以便补偿检测到的第一解调器6601解调的信号频率与第一解调器6601的工作中心频率之间的差异。
第二环路滤波器9402被配置为接收所确定的不同err(f)并确定频率误差校正信号AFC 3。AFC 3是振荡校正信号，用于调整第一振荡信号245的频率，以减小由第一解调器6601解调的信号频率与第一解调器6601的操作中心频率之间的任何检测到的差异。如前所述，子采样信号225的频率取决于第一振荡信号245的频率。因此，通过适当地增加或降低第一振荡信号245的频率，第一解调器6601解调的信号频率与第一解调器6601的工作中心频率可以更紧密地对齐。AFC 3改变第一振荡信号245的频率的方式将取决于本地振荡器240的类型。例如，如果本地振荡器240是压控振荡器(VCO)或晶体振荡器，则AFC 3通过改变变容二极管中的偏置电压或通过接通/断开电容器来改变第一振荡电路245的频率。
AFC 1或AFC 2可以与AFC 3同时运行，使得在给定RF信道上有两个AFC环路同时运行。或者，AFC 3可以被配置为在与AFC 1和AFC 2不同的时隙处操作，例如以时分复用的方式操作。
虽然图9A示出包括第一环路滤波器9401和第二环路滤波器9402两者的第一AFC单元9101，但在备选方案中，它可以仅包括两个环路滤波器中的一个并且仅输出AFC 1或AFC3中的一个。在这种情况下，AFC通过使第一解调器6601解调的信号的频率与第一解调器6601的操作中心频率更紧密地对齐，在提高RF接收器200的性能方面仍然有效。然而，图9A中所示的实施方式可能特别有益，因为甚至更大水平的调整/补偿可能是可能的，从而使由第一解调器6601解调的信号的频率和/或第一解调器6601的操作中心频率能够更大程度地移动，因此即使在最极端的情况下，它们也可以更紧密地对齐。在这种情况下，RF接收器电路200可以特别容忍来自本地振荡器240的频率误差和/或由工艺变化、电源电压和/或温度和/或RF载波频率中的任何不准确性引起的频率操作变化(例如从广告实体广播并由RF接收器电路200接收的广告信号的载波频率不准确)。
虽然未在图中表示，但应了解，在图6所示的信号处理系统230配置中，数字处理单元690可包括第二AFC单元9102，其具有与第一AFC单元9101相同的设计但被配置为从第二解调路径6102接收恢复的数字码并输出包括AFC 2和/或AFC 3的第二纠错信号。以此方式，当RF信号215处于使得第二解调路径6102恢复数字码的频率(例如，在上述BLE示例中为2.4800GHz)时，AFC可用于校正/补偿由第二解调器6602解调的信号的频率与第二解调器6602的操作中心频率之间的任何检测到的差异。AFC 2可以以与上述AFC 1相同的方式操作，但作用于第二解调器6602而不是第一解调器6601。
图10是环路滤波器940的非限制性示例实现，其可以用于第一环路滤波器9401和第二环路滤波器9402中的每一个。在这个示例中，环路滤波器940被实现用于PI控制，但是可以使用任何其他合适的控制技术，并且可以使用任何其他合适的环路滤波器设计或配置，这取决于频率误差校正信号AFC 1、AFC 2和/或AFC 3的所需特性，以及调制这些信号的设计。此外，AFC单元中的每个不同的环路滤波器不需要具有相同的设计，并且每个可以具有不同的设计，以实现它们输出的频率误差校正信号的期望操作特性。
环路滤波器940包括乘法器1010，其用作反相器以设置err(f)信号的符号。在图9B的示例中，第一和第二解调器的频率响应被设置为使得操作中心频率(在本示例中为2MHz)位于余弦函数的正梯度上。但是，乘法器已就位，因此如果解调器的频率响应的工作中心频率位于负梯度上，则err(f)的符号可能会反转，因此AFC判定电路输出的AFC信号仍然实现负反馈。例如，第一解调器6601可以具有如图9B所示的频率响应，在这种情况下，对于第一AFC确定单元9101的环路滤波器，由环路滤波器控制和定序器1070施加到乘法器1010的值可以使得保持err(f)的符号(例如，+1的值可以由环路滤波器控制和定序器1070施加到乘法器1010)。然而，第二解调器6602可以具有频率响应，其中操作中心频率在余弦函数的负斜率上。在这种情况下，对于第二AFC确定单元9102的环路滤波器，由环路滤波器控制和定序器1070施加到乘法器1010的值可以使得err(f)的符号被反转(例如，-1的值可以由环路滤波器控制和定序器1070施加到乘法器1010)。这样，环路滤波器940的相同设计可以灵活地与解调器的不同设计一起使用，从而简化AFC确定电路910的设计和实现。
环路滤波器940还可以包括积分器1020、乘法器1030和1040(分别设置积分器增益Ki和比例增益Kp)以及加法器1050。最后，环路滤波器940可以包括输出AFC值(例如，AFC 1、AFC 2或AFC 3)的移动平均滤波器1060。预先确定的操作值，例如积分器种子、值Ki和Kp，以及移动平均滤波器1060的平均窗口/滤波器增益可以由环路滤波器控制和定序器1070设置。这样，环路滤波器940可以由环路滤波器控制和定序器设置/调整，从而能够针对给定应用或用例优化AFC环路的动态性能。因此，相同的基本环路滤波器940设计可以用于第一环路滤波器9401和第二环路滤波器9402(例如)，但是它们的特性进行了调整，以便一个输出适合AFC 1的值，而另一个输出适合AFC 3的值。此外，图10中表示的任何一个或多个单元可以省略和/或用不同的单元替换，以便实现输出AFC信号的不同性能特征。
图11显示了同时监测多个RF通信频率的方法的示例步骤。在步骤S1110中，在子采样器220处接收多个RF通信频率中的任一个的RF信号215以及具有第一振荡器频率的第一振荡信号245。在步骤S1120中，子采样器225通过使用第一振荡信号245对RF信号215进行子采样来生成子采样信号225。在步骤S1130中，子采样信号225被解调，并且在步骤S1140中，从解调信号中恢复数字代码。
本领域技术人员将容易理解，可以对本公开的上述方面进行各种改变或修改而不背离本公开的范围。
例如，虽然上面描述的RF接收器电路200示出在模拟域中操作的解调器660并且使用比较器6801和6802对解调信号进行数字转换，但是模数转换可以替代地在信号链中更早地进行。例如，信号处理系统230可以完全在数字域中操作，其中子采样信号225首先被转换为数字信号。然后可以通过第一(或第二)解调路径6101中的适当组件在数字域中对数字子采样信号225进行解调，然后从解调的子采样信号中恢复数字代码。
在以上示例中，数字处理单元690输出唤醒断言信号。另外或替代地，它可以输出恢复的数字信号，例如如果RF接收器电路200没有被用作唤醒接收器110而是被用作用于其他类型通信的低功率RF接收器电路。
在上文中，RF信号215和子采样信号225通常被描述为处于一个频率。当这些信号使用FSK/GFSK对数字代码进行编码时，应理解RF信号215或子采样信号225的频率是这些信号的中心频率或载波频率，而不是上或下FSK/GFSK频率。此外，应当理解，在滤波器被设计为允许特定频率通过滤波器的情况下，滤波器的频率响应将使得以该特定频率为中心的FSK/GFSK信号将被允许通过滤波器(即，该信号的上、下FSK/GFSK频率都将落在滤波器的通带频率范围内)。
在上述示例中，RF接收器电路200被配置为监测两个或更多个不同的RF频率。然而，在替代方案中，它可以被配置为监控一个或多个BLE频率，在该频率上可以接收编码由RF接收器电路200恢复的数字代码的GFSK信号。结果，RF接收器电路200可以用于BLE唤醒接收器，监控任何一个或多个BLE广告通道，并使用恢复的数字代码来确定是否断言唤醒信号。以前不可能实现根据BLE标准恢复数字代码的唤醒接收器，因为过去能够恢复数字代码的唤醒接收器通常功率太高而无法满足BLE标准。然而，本文所述的RF接收器电路200具有足够低的功率以符合BLE标准。
此外，在上述BLE示例中，RF接收器电路200监控三个主要广告信道Ch37、Ch38和Ch39(2402MHz、2426MHz和2480MHz)。然而，除监视任何一个或多个主要广告信道之外或作为替代方案，RF接收器电路200可监视任何一个或多个次要BLE广告信道。
此外，RF接收器电路200不限于根据BLE标准仅监控广告信道频率，而是可以被配置为监控任何一个或多个RF频率，用于任何目的并且根据任何标准/协议。
上面使用的术语“耦合”既包括两个部件之间的直接电连接，也包括其中两个部件通过一个或多个中间部件相互电连接的间接电连接。

Claims (21)

1.一种射频RF接收器电路，用于同时监测多个频率，该RF接收器电路包括：
子采样器，被配置为：
在所述多个RF频率中的任意一个处接收RF信号；
从本地振荡器接收具有第一振荡器频率的第一振荡信号；和
使用所述第一振荡信号来子采样接收的RF信号，以生成并输出子采样的信号；和
信号处理系统，耦合到所述子采样器的输出，并被配置为：
从所述子采样器的输出接收所述子采样的信号；
对所述子采样的信号进行解调；和
从解调的子采样信号中恢复在RF信号中编码的数字代码。
2.权利要求1所述的RF接收器电路，其中所述信号处理系统包括经由第一耦合路径耦合到所述子采样器的输出的第一解调路径，所述第一解调路径包括：
第一解调器，具有工作中心频率，所述工作中心频率是第一中频并且被配置为对所述子采样的信号进行解调；
其中所述第一振荡器频率使得对于所述多个频率中的第一频率，所述子采样的信号的频率是第一中频。
3.权利要求2所述的RF接收器电路，其中所述第一振荡器频率使得对于所述多个频率中的第二频率，所述子采样的信号的频率是第一中频。
4.权利要求2或3所述的RF接收器电路，其中所述第一振荡器频率使得对于所述多个频率中的第三频率，所述子采样的信号的频率是第二中频。
5.权利要求4所述的RF接收器电路，还包括耦合到所述子采样器的输出的第二解调路径，所述第二解调路径包括：
混频器，被配置为修改所述子采样的信号的频率，使得当所述子采样的信号的频率是第二中频时，所述混频器的输出包括具有第三中频的信号；和
第二解调器，耦合到所述混频器的输出，并且具有作为第三中频的工作中心频率，所述第二解调器被配置为解调具有所述第三中频的信号。
6.权利要求5所述的RF接收器，其中所述第二解调路径还包括滤波器，被配置为允许第三中频的信号通过，其中所述第二调制器经由所述滤波器耦合到混频器的输出，使得所述滤波器允许第三中频的信号从所述混频器的输出传递到所述第二解调器。
7.权利要求5或权利要求6所述的RF接收器，其中所述第三中频等于所述第一中频。
8.权利要求5至7中任一权利要求所述的RF接收器电路，其中所述混频器还被配置为：接收具有第二振荡器频率的第二振荡信号；和
将所述子采样的信号与所述第二振荡器信号混频，以及
其中所述RF接收器电路还包括分配器电路，被配置为将所述第一振荡信号除以预定量以产生所述第二振荡信号。
9.权利要求2至8中任一权利要求所述的RF接收器，其中所述数字代码包括前导部分，并且其中所述RF接收器还包括自动频率控制、AFC、确定电路，被配置为：
使用所述数字代码的前导部分，确定由所述第一解调器解调的信号的频率和所述第一解调器的工作中心频率之间的差；和
基于由所述第一解调器解调的信号的频率和所述第一解调器的工作中心频率之间的差来确定频率误差校正信号。
10.权利要求9所述的RF接收器，其中所述频率误差校正信号包括振荡器校正信号，用于以减小由所述第一解调器解调的信号的频率与所述第一解调器的工作中心频率之间的差的方式调整第一振荡器频率。
11.权利要求9或10所述的RF接收器，其中所述频率误差校正信号包括第一解调校正信号，用于以补偿所述第一解调器解调的信号的频率和所述第一解调器的工作中心频率之间的差的方式调整第一解调器使用的延迟。
12.权利要求9至11中任一权利要求所述的RF接收器，其中AFC确定电路还包括反相器，被配置为在确定所述频率误差校正信号之前，设置由所述第一解调器解调的信号的频率与所述第一解调器的工作中心频率之间的差的符号。
13.任何前述权利要求所述的RF接收器电路，其中所述RF接收器电路为唤醒接收器，且
其中所述RF接收器电路还包括唤醒断言实体，被配置为：
将所述数字代码与一个或多个预定唤醒代码进行比较；和
如果所述数字代码与所述一个或多个唤醒代码中的任何一个匹配，则输出唤醒断言信号。
14.任何前述权利要求所述的RF接收器电路，还包括用于耦合到RF天线的RF前端并且被配置为滤波从RF天线接收的信号并将RF信号输出到所述子采样器，其中所述RF前端包括多个带通滤波器，每个带通滤波器集中在所述多个频率中的相应一个上。
15.任何前述权利要求所述的RF接收器电路，其中所述子采样器包括：
开关电路，被配置为接收所述RF信号并输出所述子采样的信号；和
开关控制电路，被配置为使用所述第一振荡器信号来控制所述开关电路的定时，使得所述RF信号由所述开关电路采样，并且所述子采样器在其输入端呈现基本恒定的阻抗。
16.权利要求15所述的RF接收器电路，其中所述开关电路包括：
第一采样路径，包括第一采样装置；和
第二采样路径，包括第二采样装置；
其中所述开关电路被配置为可由所述开关控制电路控制，以在以下两者之间进行切换：
第一状态，其中所述开关电路在所述子采样器的输入端呈现第一采样装置，使得所述RF信号被施加于所述第一采样装置，并且在所述子采样器的输出端呈现第二采样装置，使得前面采样作为子采样的信号从所述第二采样装置输出；和
第二状态，其中所述开关电路在所述子采样器的输入端呈现第二采样装置，使得所述RF信号被施加于所述第二采样装置，并且在所述子采样器的输出端呈现第一采样装置，使得前面采样作为子采样的信号从所述第一采样装置输出。
17.权利要求16所述的RF接收器电路，其中所述开关控制电路被配置为在第一状态下操作所述开关电路一段时间并且在所述第二状态下操作所述开关电路一段时间，其中第一时间量和第二时间量的持续时间相等，并且其中所述第一时间量和所述第二时间量的持续时间是电动第一振荡器信号的周期的倍数。
18.权利要求17所述的RF接收器，其中所述第一采样装置和所述第二采样装置是具有相同阻抗的电容器。
19.任何前述权利要求所述的RF接收器电路，其中多个频率中的每一个是蓝牙低能量、BLE、广告频率，并且其中所述数字代码使用高斯频移键GFSK调制方案在所述RF信号中进行编码。
20.一种用于同时监测多个RF通信频率的方法，该方法包括：
在子采样器处接收所述多个RF通信频率中任意一个的RF信号和具有第一振荡器频率的第一振荡信号；
使用所述第一振荡信号对RF信号进行子采样；
解调子采样的信号；和
从解调的子采样的信号中恢复在RF信号中编码的数字代码。
21.一种在无线通信装置中使用的蓝牙低能量、BLE、唤醒接收器，该唤醒接收器被配置为：
在BLE广告频率上接收射频RF信号，其中根据BLE标准，使用高斯频移键GFSK调制方案，使用数字代码对所述RF信号进行调制；
从所述RF信号中恢复数字代码；
将所述数字代码与一个或多个预定唤醒代码进行比较；和
如果所述数字代码与所述一个或多个预定唤醒代码中的任何一个匹配，则向所述无线通信装置内的一个或多个其他单元输出唤醒信号。
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