CN115473509A - 滤波器、多工器和电子设备 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了滤波器、多工器和通信设备。该滤波器由多个串联谐振器和多个并联谐振器组成梯形结构，其中，多个并联谐振器包括至少一个大频差并联谐振器和至少一个普通并联谐振器，大频差并联谐振器的串联谐振频率和并联谐振频率均设置在滤波器通带以外，普通并联谐振器的串联谐振频率设置在通带外低频端、并联谐振频率设置在通带内部，用于形成滤波器通带的谐振器为采用第一堆叠结构，大频差谐振器采用第二堆叠结构，第一堆叠结构的非对称性参数小于第二堆叠结构的非对称性参数。
Description
技术领域
本发明涉及滤波器技术领域，特别地涉及一种滤波器、多工器和电子设备。
背景技术
在滤波器技术领域中，通常将梯形结构滤波器中将串联谐振频率和并联谐振频率均设置在滤波器通带外的谐振器定义为大频差谐振器。在包含有大频差谐振器的梯形结构滤波器中，大频差谐振器可设置在通带外低频端或通带外高频端。可以通过将形成滤波器通带的谐振器的层叠结构(stack)和大频差谐振器的stack进行不同设置实现上述两者之间的频率差。当形成滤波器通带的谐振器的非对称性参数较大时，该谐振器的高次谐振滤波器带外形成伪通带，严重影响了滤波器的带外抑制特性。
因此，亟需提出一种改善滤波器带外抑制特性的包含有大频差谐振器的滤波器。
发明内容
有鉴于此，本发明提出具有良好带外抑制特性的滤波器、多工器和电子设备。
本发明第一方面提供一种滤波器，所述滤波器由多个串联谐振器和多个并联谐振器组成梯形结构，其中，所述多个并联谐振器包括至少一个大频差并联谐振器和至少一个普通并联谐振器，所述大频差并联谐振器的串联谐振频率和并联谐振频率均设置在所述滤波器通带以外，用于形成所述滤波器通带的谐振器为采用第一堆叠结构，所述大频差谐振器采用第二堆叠结构，所述第一堆叠结构的非对称性参数小于所述第二堆叠结构的非对称性参数。
可选地，所述第一堆叠结构的非对称性参数小于预设阈值。
可选地，所述预设阈值为0.25或者0.4。
可选地，所述大频差并联谐振器的等效电容应小于等于
其中F0为所述滤波器的通带中心频率，Fx为包含所述大频差并联谐振器的大频差并联支路中谐振器等效电容和等效电感的串联谐振频率。
可选地，所述大频差并联谐振器与电感串联组成大频差谐振支路，所述大频差谐振支路的一端与所述滤波器的串联支路的某一个节点相连、另一端接地；或者，所述大频差并联谐振器的两端分别与普通并联谐振器的两端连接。
可选地，包含所述大频差并联谐振器的并联支路与另一个包含所述普通并联谐振器的并联支路二者存在耦合。
可选地，包含所述大频差并联谐振器的并联支路与信号输入端/输出端匹配电路存在耦合。
可选地，所述耦合为电感耦合或电容耦合。
可选地，所述第一堆叠结构与所述第二堆叠结构的顶电极以下的结构一致，通过调整所述第一堆叠结构与所述第二堆叠结构的顶电极厚度，以使所述第一堆叠结构的非对称性参数小于所述第二堆叠结构的非对称性参数。
可选地，所述大频差谐振器替换为多个具有相同或不同谐振频率的谐振器串联和/或并联组成的大频差谐振器组。
本发明第二方面提供一种多工器，包括本发明公开的任一项滤波器。
本发明第三方面提供一种电子设备，包括本发明公开的任一项滤波器或者本发明公开的任一项多工器。
通过控制用于形成所述滤波器通带的谐振器的stack的非对称性参数小于所述大频差谐振器的stack的非对称性参数，且限定形成所述滤波器通带的谐振器的stack的非对称性参数小于某一指定值，可避免在滤波器带外形成伪通带。另外，通过设置大频差谐振器的电容小于等于
可以减小由于加入WF支路引起的滤波器插损的恶化。
附图说明
为了说明而非限制的目的，现在将根据本发明的优选实施例、特别是参考附图来描述本发明，其中：
图1是薄膜体声波谐振器示意图；
图2是具有不同stack的薄膜体声波谐振器的阻抗实部频率特性图；
图3是一种梯形结构滤波器电路架构示意图；
图4是具有不同stack的滤波器的插损频率特性曲线图；
图5是本发明第一实施例滤波器拓扑结构示意图；
图6是本发明第一实施例中WF支路示意图；
图7是不同WF电路的插损频率特性曲线图；
图8是设置与不设置WF支路的滤波器插损频率特性曲线对比图；
图9是本发明第一实施例不同WF支路对应的插损频率特性图；
图10是本发明第一实施例不同WF支路对应的信号输入端回波示意图；
图11是本发明第一实施例不同WF支路对应的信号输出端回波示意图；
图12是WF支路中谐振器的谐振频率在通带外低频端时谐振器stack的设置示意图；
图13是WF支路中谐振器的谐振频率在通带外高频端时谐振器stack的设置示意图；
图14是本发明第二实施例滤波器拓扑结构示意图；
图15是本发明第三实施例滤波器拓扑结构示意图；
图16是本发明第一实施例和第三实施例滤波器插损特性对比示意图。
具体实施方式
本发明实施方式中，基于含有大频差谐振器的梯形架构滤波器，提出了“形成通带谐振器堆叠结构非对称性系数小于大频差谐振器的堆叠结构非对称性系数”的技术方案，避免滤波器带外形成伪通带，提高滤波器的带外抑制特性，以下具体加以说明。
图1所示为薄膜体声波谐振器示意图。
31：衬底，可选材料为单晶硅、砷化镓、蓝宝石、石英等。
32：压电薄膜层，可选单晶氮化铝，多晶氮化铝、氧化锌、PZT等材料并包含上述材料的一定原子比的稀土元素掺杂材料。
33：底电极，材料可选钼、钌、金、铝、镁、钨、铜、钛、铱、锇、铬等金属。
34：顶电极(包含质量负载层)，材料可选钼、钌、金、铝、镁、钨、铜，钛、铱、锇、铬等金属，顶电极包含质量负载层。
35：声学镜，此图示意为一空腔。也可为一布拉格反射层。
36：钝化层，可选单晶氮化铝，多晶氮化铝、氧化锌、PZT等材料并包含上述材料的一定原子比的稀土元素掺杂材料。
图示两条虚线的中间区域为谐振有效区，即位于顶电极、底电极、压电层与声学镜重叠的区域，当薄膜体声波谐振器具有附加边界结构(如：凸起结构、凹陷结构、悬翼结构等，未在图中示出)时，可以进一步通过附加边界结构内边缘限定有效区域，则本专利后续所述的层叠结构为该有效区内的层叠。
图2为薄膜体声波谐振器的阻抗频率特性曲线。薄膜体声波谐振器的主谐振存在两个谐振频点：一个是谐振器主谐振阻抗值达到极小值时的串联谐振频点fs；另一个是当谐振器主谐振阻抗值达到极大值时的并联谐振频点fp。另外，由于体声波谐振器本身结构特点，谐振器在产生主谐振的同时会在高频端产生高次谐振，高次谐振的频率位置以及强弱与谐振器层叠(stack)的对称性有关。谐振器stack非对称性参数s定义如下：
其中，D36为钝化层的密度，D34为顶电极的密度(包括质量负载层)，D33为底电极的密度，T36为钝化层的厚度，T34为顶电极的厚度，T33为底电极的厚度。谐振器stack非对称性参数s越小，其对称性越好，高次谐振越弱。
图2中细实线为具有stack1的谐振器Res-1的阻抗实部频率特性曲线，粗实线为具有stack2的谐振器Res-2的阻抗实部频率特性曲线。其中stack1的非对称性参数s_stack1小于stack2的非对称性参数s_stack2(s_stack1<s_stack2)。
将非对称性参数小于某一指定值的谐振器stack统称为stack1，将非对称性参数大于某一指定值的谐振器stack统称为stack2。
图3所示为一种梯形结构滤波器架构图。梯形结构滤波器由串联谐振器S1～S4和并联谐振器P1～P4组成，L3和L4为并联支路接地电感，T1和T2分别为信号输入端子和信号输出端子，L1和L2分别为信号输入端连接电感和信号输出端连接电感，为了实现更好的匹配在信号输入端和/或信号输出端可能包含LC匹配电路。
图4所示为具有不同stack的滤波器的插损频率特性曲线。实线为图3所示滤波器中谐振器的stack采用stack2的结构时滤波器的插损频率特性曲线，由于谐振器stack2的非对称性参数s_stack2较大(大于0.25)，谐振器的高次谐振的对应频率位置产生图4所示的伪通带，严重影响了滤波器的带外抑制特性；虚线为图3所示滤波器中谐振器stack采用stack1的结构时滤波器的插损频率特性曲线，由于stack1的非对称性参数s_stack1较小(小于0.15)，谐振器的高次谐振比较弱，在滤波器高频端不会产生上述伪通带。
如图5所示为本发明第一实施例滤波器拓扑结构。梯形结构滤波器由串联谐振器S1～S4和大频差并联谐振器P0和普通并联谐振器P1～P4组成。其中，大频差并联谐振器P0的串联谐振频率和并联谐振频率均设置在通带外低频端或通带外高频端；普通并联谐振器的串联谐振频点设置在通带外低频端，并联谐振频点设置在通带内。串联谐振器S1～S4和普通并联谐振器P1～P4均采用stack1结构，大频差并联谐振器P0采用stack2结构。L3、L4和L5为并联支路接地电感，T1和T2分别为信号输入端子和信号输出端子，L1和L2分别为信号输入端连接电感和信号输出端连接电感，为了实现更好的匹配在信号输入端和/或信号输出端可能包含LC匹配电路。WF支路可以连接于串联支路中任意节点处，且WF支路中谐振器P0可以为多个具有相同或不同谐振频率的谐振器串联和/或并联组成。
如图6所示为图5滤波器电路中设置有大频差谐振器P0的并联支路(WF支路)。其中谐振器P0的stack与其他并联谐振器不同，通过stack的特定设计将其主谐振频率设置在通带外高频端或通带外低频端。
如图7所示为不同WF电路的插损频率特性曲线。51所示频段为滤波器通带，52为谐振器P0的主谐振，53为谐振器P0的高次谐振，Frej为谐振器P0电容(电容值为C)与电感L5(电感值为L)的串联谐振频率，Frej(单位为Hz)与C(单位为F)、L(单位为nH)的关系为
矩形标记曲线WF1中谐振器P0的电容为0.5C0(单位为pF)，电感L5的感值为2L0(单位为nH)；圆形标记曲线WF2中谐振器P0的电容为C0，电感L5的感值为L0；三角形标记曲线WF3中谐振器P0的电容为2C0，电感L5的感值为0.5L0；即改变WF电路的电容和电感保持Frej(frej等于2F0，F0为滤波器通带中心频率)不变。由Z＝jwL+1/jwC可知，随着电容值的增大Frej频段的抑制增大，通带51处的插损增加，即WF电路在Frej处的抑制和对滤波器插损的恶化要做折衷处理。
如图8为对比例与第一实施例滤波器的插损频率特性曲线对比。第一实施例电路拓扑结构中除去WF支路即为对比例电路拓扑结构。细实线为对比例滤波器的插损频率特性曲线，粗实线为本发明第一实施例插损频率特性曲线，虚线为图6所示的本发明第一实施例中WF支路的阻抗频率特性曲线。在滤波器通带外谐振器P0的串联谐振频率(包括高次谐振)附近会产生抑制点，同时滤波器在谐振器P0的平板电容与电感L5的串联谐振频点处又产生抑制点，从而可以提升滤波器的带外抑制特性。由于对比例和第一实施例形成滤波器通带的谐振器(串联谐振器S1～S4和并联谐振器P1～P4)均采用stack1结构，所以谐振器的高次谐振比较弱，在通带高频段没有形成伪通带，谐振器P0为了与上述谐振器形成较大的频率差，故其stack为stack2结构，但是其主谐振和高次谐振均不会使滤波器带外抑制产生明显恶化。综上，设置有WF支路的梯形结构滤波器中用于形成滤波器通带的谐振器的stack的非对称性参数应小于某一指定值，WF支路中的大频差谐振器stack的非对称性参数可以为较大的值。
如图9所示为本发明第一实施例不同WF支路对应的滤波器插损频率特性。矩形标记曲线WF1中谐振器P0的电容为0.5C0，电感L5的感值为2L0(当前滤波器峰值插损为1.2dB)；圆形标记曲线WF2中谐振器P0的电容为C0，电感L5的感值为L0；三角形标记曲线WF3中谐振器P0的电容为2C0，电感L5的感值为0.5L0；在上述三种情况滤波器信号输入端和信号输出端回波相当(如图10和图11所示)的条件下，滤波器中心频率F0＝3GHz，Frej＝6GHz，WF2相对于WF1插损恶化0.1dB，WF3相对于WF1插损恶化0.4dB，即当Frej不变时，电容值越大滤波器插损恶化越大。WF支路对滤波器通带插损的影响不仅与电容电感值有关，还与Frej与滤波器中心频率F0之间的频率差有关，频率差越小WF支路对滤波器插损影响越大。
由于体声波滤波器进阻带抑制一般都比较好，需要提升的频段一般在二倍频处或距通带更远的频段，所以Frej>＝2*F0，由公式
可计算出滤波器中心频率F0＝3GHz，Frej＝6GHz，插损恶化0.4dB时对应的谐振器P0的电容为1.68pF。对于滤波器中心频率为Fx的滤波器，加入大频差谐振器后为使得其插损恶化小于30％，其中大频差谐振器的电容Cx应小于等于
图10是本发明第一实施例不同WF支路对应的信号输入端回波示意图；图11是本发明第一实施例不同WF支路对应的信号输出端回波示意图。由图10和图11所示，对于上述三种不同的WF支路，通过调节滤波器输入端和输出端的匹配网络可实现信号输入端回波(图10)和信号输出端回波(图11)彼此相当。
如图12所示为WF支路中谐振器的谐振频率在通带低频端时谐振器stack的设置。用于形成滤波器通带的谐振器的stack采用stack1结构，在通带低频端的大频差谐振器的stack采用stack2结构，stack1的非对称性参数小于stack2的非对称性参数。叠层结构满足上述非对称性参数关系即可.，此处为了简化工艺步骤，stack1与stack2在顶电极以下的膜层结构完全相同。
如图13所示为WF支路中谐振器的谐振频率在通带高频端时谐振器stack的设置。用于形成滤波器通带的谐振器的stack采用stack1结构，在通带高频端的大频差谐振器的stack采用stack2结构，stack1的非对称性参数小于stack2的非对称性参数。叠层结构满足上述非对称性参数关系即可，此处为了简化工艺步骤，stack1与stack2在顶电极以下的膜层结构完全相同。
综合图12和图13可知，为了简化工艺步骤，第一堆叠结构与第二堆叠结构的顶电极以下的结构一致，通过调整第一堆叠结构与第二堆叠结构的顶电极厚度，以使第一堆叠结构的非对称性参数小于第二堆叠结构的非对称性参数。
如图14所示为本发明第二实施例滤波器拓扑结构。梯形结构滤波器由串联谐振器S1～S4和并联谐振器P0～P4组成，串联谐振器S1～S4和并联谐振器P1～P4均采用stack1结构，并联谐振器P0的谐振频率设置在通带外低频端或通带外高频端，并联谐振器P0采用stack2结构，L3、L4和L5为并联支路接地电感，T1和T2分别为信号输入端子和信号输出端子，L1和L2分别为信号输入端连接电感和信号输出端连接电感，为了实现更好的匹配在信号输入端和/或信号输出端可能包含LC匹配电路。本发明第二实施例与本发明第一实施例的区别在于谐振器P0与并联支路中某一个谐振器并联连接。
如图15所示为本发明第三实施例滤波器拓扑结构。本发明第三实施例与本发明第一实施例的区别在于WF支路与另一个并联支路存在耦合，也可为WF支路与信号输入端/输出端匹配电路存在耦合，耦合可以为电感耦合或电容耦合。
图16是本发明第一实施例和第三实施例滤波器插损特性对比示意图。从图16可以看出在大频差并联支路中电感和普通并联支路低电感之间设置耦合，可以提升滤波器在特性频段的带外抑制特性，进一步增加了设计灵活性。
根据本发明其他实施例滤波器，还可以将单独的大频差谐振器替换为多个具有相同或不同谐振频率的谐振器串联和/或并联组成的大频差谐振器组。其中，大频差谐振组内的各个谐振器均采用stack2结构。
上述具体实施方式，并不构成对本发明保护范围的限制。本领域技术人员应该明白的是，取决于设计要求和其他因素，可以发生各种各样的修改、组合、子组合和替代。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明保护范围之内。
Claims (12)
1.一种滤波器，其特征在于，所述滤波器由多个串联谐振器和多个并联谐振器组成梯形结构，其中，
所述多个并联谐振器包括至少一个大频差并联谐振器和至少一个普通并联谐振器，所述大频差并联谐振器的串联谐振频率和并联谐振频率均设置在所述滤波器通带以外，
用于形成所述滤波器通带的谐振器为采用第一堆叠结构，所述大频差谐振器采用第二堆叠结构，
所述第一堆叠结构的非对称性参数小于所述第二堆叠结构的非对称性参数。
2.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，所述第一堆叠结构的非对称性参数小于预设阈值。
3.根据权利要求2所述的滤波器，其特征在于，所述预设阈值为0.25或者0.4。
4.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，所述大频差并联谐振器的等效电容应小于等于
其中F0为所述滤波器的通带中心频率，Fx为包含所述大频差并联谐振器的大频差并联支路中谐振器等效电容和等效电感的串联谐振频率。
5.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，
所述大频差并联谐振器与电感串联组成大频差谐振支路，所述大频差谐振支路的一端与所述滤波器的串联支路的某一个节点相连、另一端接地；或者，
所述大频差并联谐振器的两端分别与普通并联谐振器的两端连接。
6.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，包含所述大频差并联谐振器的并联支路与另一个包含所述普通并联谐振器的并联支路二者存在耦合。
7.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，包含所述大频差并联谐振器的并联支路与信号输入端/输出端匹配电路存在耦合。
8.根据权利要求6或7所述的滤波器，其特征在于，所述耦合为电感耦合或电容耦合。
9.根据权利要求6或7所述的滤波器，其特征在于，所述第一堆叠结构与所述第二堆叠结构的顶电极以下的结构一致，通过调整所述第一堆叠结构与所述第二堆叠结构的顶电极厚度，以使所述第一堆叠结构的非对称性参数小于所述第二堆叠结构的非对称性参数。
10.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，所述大频差谐振器替换为多个具有相同或不同谐振频率的谐振器串联和/或并联组成的大频差谐振器组。
11.一种多工器，其特征在于，包括权利要求1至10中任一项所述的滤波器。
12.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求1至10中任一项所述的滤波器或者权利要求11所述的多工器。
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